JP2006186960A - ９０度ハイブリッド回路およびウィルキンソン形電力分配回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 小形・低損失で高調波抑圧特性を有する電力分配回路を得ること。
【解決手段】 入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄは、値の等しい４個の第２のキャパシタ３bで接地されており、かつ、それぞれ２個の第１のインダクタ２ａおよび２個の第２のインダクタ２ｂで接続されている。さらに、入力端子１ａと通過端子１ｂの間および結合端子１ｃとアイソレーション端子１ｄの間には、第１のインダクタ２ａに対して並列に第１のキャパシタ３ａが接続されている。なお、第１のインダクタ２ａのＬ_１、第２のインダクタ２ｂのＬ_２、第１のキャパシタ３ａのＣ_１、第２のキャパシタ３ｂのＣ_２は、第１のインダクタ２ａと第１のキャパシタ３ａで構成される並列回路が、入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波の信号に対しては、等価的にインダクタンスに見え、高調波の信号に対しては、共振するよう設定する。
【選択図】 図１

Description

この発明は、主としてＶＨＦ帯からマイクロ波帯で用いる電力分配回路に関し、より詳細には、９０度ハイブリッド回路およびウィルキンソン形電力分配回路に関するものである。

電力分配回路は、高周波信号を分配および合成するために広く用いられている。電力分配回路の構成としては、ブランチライン形やウィルキンソン形など分布定数線路を組み合わせたものが広く用いられているが、回路を小形にするために集中定数素子を組み合わせた構成も報告されている（例えば、特許文献１参照）。

この文献に記載の９０度ハイブリッド回路では、４個のインダクタと４個の接地キャパシタが用いられている。４個の端子をインダクタでリング状に接続し、さらに上記４個の端子にそれぞれ接地キャパシタが接続されることにより、９０度ハイブリッド回路を構成している。

特開平８−３３５８４１号公報（第３図など）

しかしながら、上記のような従来の９０度ハイブリッド回路などの電力分配回路を増幅器の出力に接続する場合、増幅器から出力される不要な高調波信号を抑圧するためにフィルタが必要となり、増幅器を含む回路のサイズが大きくなったり損失が増加するという問題があった。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、小形・低損失で高調波抑圧特性を有する９０度ハイブリッド回路を得ることを目的とする。
また、この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、小形・低損失で高調波抑圧特性を有するウィルキンソン形電力分配回路を得ることを目的とする。

この発明に係る９０度ハイブリッド回路は、入出力のための４つの端子である入力端子、通過端子、結合端子、アイソレーション端子を有し、前記４つの端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で順順に接続すると共に前記４つの端子のそれぞれに一端を接地したキャパシタを接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記通過端子と前記結合端子へ分配出力する９０度ハイブリッド回路であって、前記入力端子と前記アイソレーション端子の間および前記通過端子と前記結合端子の間はインダクタで接続し、前記入力端子と前記通過端子の間および前記結合端子と前記アイソレーション端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路で接続したものである。

この発明に係る９０度ハイブリッド回路においては上記のように構成したので、入力端子から入力される高周波信号の基本波成分に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する９０度ハイブリッド回路を得られる。
また、この発明に係る９０度ハイブリッド回路を増幅器からアンテナへの給電回路として適用した場合には、増幅器から出力される高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。図において、９０度ハイブリッド回路は、入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄ、第１のインダクタ２ａ、第２のインダクタ２ｂ、第１のキャパシタ３ａ、第２のキャパシタ３ｂを備えて構成される。第１のインダクタ２ａと第１のキャパシタ３ａから第１の並列回路４ａが構成されている。

入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄは、値の等しい４個の第２のキャパシタ３ｂで接地されており、かつ、それぞれ２個の第１のインダクタ２ａおよび２個の第２のインダクタ２ｂで接続されている。さらに、入力端子１ａと通過端子１ｂの間および結合端子１ｃとアイソレーション端子１ｄの間には、第１のインダクタ２ａに対して並列に第１のキャパシタ３ａが接続されている。第１のインダクタ２ａのインダクタンスＬ_１、第２のインダクタ２ｂのインダクタンスＬ_２、第１のキャパシタ３ａのキャパシタンスＣ_１、第２のキャパシタ３ｂのキャパシタンスＣ_２は、

という関係を満たすように定める。ここで、ω_０は基本波信号の角周波数、ω_１は抑圧する高調波信号の角周波数、Ｚ_０は各端子の負荷インピーダンスである。

次に、実施の形態１の動作について説明する。
入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ_０＝ω_０／２π）の信号に対しては、第１のインダクタ２ａと第１のキャパシタ３ａで構成される第１の並列回路４ａが等価的にインダクタンスに見えるため、４個のインダクタ（第２のインダクタ２ｂと第１の並列回路４ａ）と４個の接地キャパシタ（第２のキャパシタ３ｂ）からなる９０度ハイブリッド回路と等価になる。すなわち、入力端子１ａから入力された基本波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃに等振幅で９０度の位相差をもって分配され、アイソレーション端子１ｄには何も出力されない。

一方、高調波（周波数ｆ_１＝ω_１／２π）の信号に対しては、第１のインダクタ２ａと第１のキャパシタ３ａで構成される第１の並列回路４ａが共振するため開放に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃには全く出力されず無限大のアイソレーションが得られる。なお、アイソレーション端子１ｄについては、入力端子１ａとの間に接続された第２のインダクタ２ｂによってほとんどの信号が反射されるため、ごくわずかな信号のみがアイソレーション端子１ｄへ出力される。

図２および図３に、入力端子１ａから入力される高周波信号について、基本波を５０ＭＨｚ、抑圧する高調波を１００ＭＨｚとして設計した実施の形態１に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す。図２は基本波および高調波を含んだ広帯域な特性、図３は基本波の帯域付近の特性を示す。図において、入力端子１ａから通過端子１ｂへの通過量（Ｓ_２１）と入力端子１ａから結合端子１ｃへの結合量（Ｓ_３１）は、基本波（５０ＭＨｚ）においてはともに−３ｄＢと等振幅で分配されており、高調波（１００ＭＨｚ）付近においては５０ｄＢ以上の減衰量が得られていることがわかる。また，入力端子１ａから入力端子１ａへの反射量（Ｓ_１１）および入力端子１ａからアイソレーション端子１ｄへのアイソレーション量（Ｓ_４１）は、基本波においてはともに−５０ｄＢ以下と小さく、基本波において９０度ハイブリッド回路として動作していることがわかる。

図４に増幅器からアンテナへの給電回路として実施の形態１の９０度ハイブリッド回路を適用した回路構成説明図を示す。図において、実施の形態１の９０度ハイブリッド回路の入力端子１ａには増幅器５が接続され、通過端子１ｂと結合端子１ｃにはアンテナ７ａおよび７ｂが接続されている。アイソレーション端子１ｄには終端抵抗６が接続されている。増幅器５から出力された基本波信号は，実施の形態１の９０度ハイブリッド回路により等振幅で分配され、アンテナ７ａおよび７ｂから空間に放射される。一方、増幅器５から出力された高調波信号は、実施の形態１の９０度ハイブリッド回路により反射されるため、アンテナ７ａおよび７ｂには出力されない。

以上のように、実施の形態１に係る９０度ハイブリッド回路によれば、前記の式で示したインダクタンス及びキャパシタンスの関係に設定された、第１のインダクタ２ａ、第２のインダクタ２ｂ、第１のキャパシタ３ａ、第２のキャパシタ３ｂとを備え、第１のインダクタ２ａの一端と第２のインダクタ２ｂの一端を接続してそれぞれ入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄとし、各端子に一端を接地した第２のキャパシタ３ｂを接続し、さらに第１のインダクタ２ａに対して並列に第１のキャパシタ３ａを設けたので、入力端子１ａから入力される高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ_０＝ω_０／２π）に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波（周波数ｆ_１）に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、図４に示すように増幅器からアンテナへの給電回路として適用した場合には、増幅器から出力される高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。

実施の形態２．
図５は、この発明の実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。実施の形態２は、前記実施の形態１の構成において、入力端子１ａとアイソレーション端子１ｄの間および通過端子１ｂと結合端子１ｃの間の第２のインダクタ２ｂに代えて、第３のインダクタ２ｃと第３のキャパシタ３ｃを並列に装荷したものである。図において、入力端子１ａとアイソレーション端子１ｄの間および通過端子１ｂと結合端子１ｃの間には、第３のインダクタ２ｃと第３のキャパシタ３ｃが並列に接続され、第２の並列回路４ｂを構成している。第１のインダクタ２ａのインダクタンスＬ_１、第３のインダクタ２ｃのインダクタンスＬ_３、第１のキャパシタ３ａのキャパシタンスＣ_１、第２のキャパシタ３ｂのキャパシタンスＣ_２、第３のキャパシタ３ｃのキャパシタンスＣ_３は、

という関係を満たすように定める。

入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ_０＝ω_０／２π）に対しては、第１のインダクタ２ａと第１のキャパシタ３ａで構成される第１の並列回路４ａおよび第３のインダクタ２ｃと第３のキャパシタ３ｃで構成される第２の並列回路４ｂがいずれも等価的にインダクタンスに見えるため、４個のインダクタ（第１の並列回路４ａと第２の並列回路４ｂ）と４個の接地キャパシタ（第２のキャパシタ３ｂ）からなる９０度ハイブリッド回路と等価になる。すなわち、実施の形態１と同様、入力端子１ａから入力された基本波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃに等振幅で９０度の位相差をもって分配され、アイソレーション端子１ｄには何も出力されない。

一方、高調波（周波数ｆ_１＝ω_１／２π）に対しては、第１のインダクタ２ａと第１のキャパシタ３ａで構成される第１の並列回路４ａおよび第３のインダクタ２ｃと第３のキャパシタ３ｃで構成される第２の並列回路４ｂがそれぞれ共振するため両方とも開放に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃとアイソレーション端子１ｄのいずれにも全く出力されず各端子間は無限大のアイソレーションが得られる。

図６および図７に、入力端子１ａから入力される高周波信号について、基本波を５０ＭＨｚ、抑圧する高調波を１００ＭＨｚとして設計した実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す。図６は基本波および高調波を含んだ広帯域な特性、図７は基本波の帯域付近の特性を示す。これらの図より、この実施の形態２の９０度ハイブリッド回路は、実施の形態１と同様、基本波に対して集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作することがわかる。さらに、図７において、通過量（Ｓ_２１）と結合量（Ｓ_３１）の周波数特性が基本波付近で接するため、実施の形態１（図３の特性）に比べて結合特性が広帯域となっている。

以上のように、実施の形態２によれば、実施の形態１の９０度ハイブリッド回路において、第２のインダクタ２ｂに代えて、前記の式で示したインダクタンス及びキャパシタンスの関係に設定された第３のインダクタ２ｃと第３のキャパシタ３ｃを並列に設けたので、実施の形態１と同様、基本波に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、増幅器からアンテナへの給電回路に適用した場合には高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。

また、第１のインダクタと第３のインダクタの両方に対して並列にキャパシタを設けたので、実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路は二重対称構造（図５にて左右線対称かつ上下線対称）となり、図７に示すように、基本波における９０度ハイブリッド回路の結合特性が広帯域になるという効果もある。

実施の形態３．
図８は、この発明の実施の形態３に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。図において、９０度ハイブリッド回路は、入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄ、第４のインダクタ２ｄ、第５のインダクタ２ｅ、第４のキャパシタ３ｄ、第５のキャパシタ３ｅ、第６のキャパシタ３ｆ、第７のキャパシタ３ｇを備えて構成される。

入力端子１ａと通過端子１ｂの間および結合端子１ｃとアイソレーション端子１ｄの間は、縦続接続された２個の第４のインダクタ２ｄでそれぞれ接続されており、前記縦続接続された２個の第４のインダクタ２ｄのそれぞれに対して並列に第４のキャパシタ３ｄが接続されている。また、前記縦続接続された２個の第４のインダクタ２ｄの間に一端が接地された第６のキャパシタ３ｆがそれぞれ接続されている。一方、入力端子１ａとアイソレーション端子１ｄの間および通過端子１ｂと結合端子１ｃの間は、縦続接続された２個の第５のインダクタ２ｅでそれぞれ接続されており、前記縦続接続された２個の第５のインダクタ２ｅのそれぞれに対して並列に第５のキャパシタ３ｅが接続されている。また、前記縦続接続された２個の第５のインダクタ２ｅの間に一端が接地された第７のキャパシタ３ｇが接続されている。第４のインダクタ２ｄと第４のキャパシタ３ｄから第３の並列回路４ｃが構成され、第５のインダクタ２ｅと第５のキャパシタ３ｅから第４の並列回路４ｄが構成されている。第４のインダクタ２ｄのインダクタンスＬ_４、第５のインダクタ２ｅのインダクタンスＬ_５、第４のキャパシタ３ｄのキャパシタンスＣ_４、第５のキャパシタ３ｅのキャパシタンスＣ_５、第６のキャパシタ３ｆのキャパシタンスＣ_６、第７のキャパシタ３ｇのキャパシタンスＣ_７は

という関係を満たすように定める。

入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ_０＝ω_０／２π）に対しては、第４のインダクタ２ｄと第４のキャパシタ３ｄで構成される第３の並列回路４ｃおよび第５のインダクタ２ｅと第５のキャパシタ３ｅで構成される第４の並列回路４ｄがいずれも等価的にインダクタンスに見えるため、８個のインダクタ（第３の並列回路４ｃおよび第４の並列回路４ｄ）と４個の接地キャパシタ（第６のキャパシタ３ｆおよび第７のキャパシタ３ｇ）からなる９０度ハイブリッド回路と等価になる。すなわち、実施の形態１と同様、入力端子１ａから入力された基本波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃに等振幅で９０度の位相差をもって分配され、アイソレーション端子１ｄには何も出力されない。

一方、高調波（周波数ｆ_１＝ω_１／２π）に対しては、第４のインダクタ２ｄと第４のキャパシタ３ｄで構成される第３の並列回路４ｃおよび第５のインダクタ２ｅと第５のキャパシタ３ｅで構成される第４の並列回路４ｄがそれぞれ共振するため両方とも開放に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃとアイソレーション端子１ｄのいずれにも全く出力されず各端子間は無限大のアイソレーションが得られる。

以上のように、実施の形態３によれば、第４のインダクタ２ｄ、第５のインダクタ２ｅ、第４のキャパシタ３ｄ、第５のキャパシタ３ｅ、第６のキャパシタ３ｆ、第７のキャパシタ３ｇとを備え、縦続接続した２個の第４のインダクタ２ｄの一端と縦続接続した２個の第５のインダクタ２ｅの一端を接続してそれぞれ入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄとし、縦続接続した２個の第４のインダクタ２ｄの間に一端を接地した第６のキャパシタ３ｆを接続し、縦続接続した２個の第５のインダクタ２ｅの間に一端を接地した第７のキャパシタ３ｇを接続し、さらに第４のインダクタ２ｄに対して並列に第４のキャパシタ３ｄを設け、第５のインダクタ２ｅに対して並列に第５のキャパシタ３ｅを設けたので、基本波に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、実施の形態１と同様、増幅器からアンテナへの給電回路に適用した場合には高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。

実施の形態４．
図９は、この発明の実施の形態４に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。図において、９０度ハイブリッド回路は、入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄ、第６のインダクタ２ｆ、第７のインダクタ２ｇ、第８のインダクタ２ｈ、第８のキャパシタ３ｈからなる。

入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄは、それぞれ直列に接続された第８のインダクタ２ｈと第８のキャパシタ３ｈを介して接地されており、かつ、それぞれ２個の第６のインダクタ２ｆおよび２個の第７のインダクタ２ｇで接続されている。第６のインダクタ２ｆのインダクタンスＬ_６、第７のインダクタ２ｇのインダクタンスＬ_７、第８のインダクタ２ｈのインダクタンスＬ_８、第８のキャパシタ３ｈのキャパシタンスＣ_８は、

という関係を満たすように定める。

入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ_０＝ω_０／２π）に対しては、第８のインダクタ２ｈと第８のキャパシタ３ｈで構成される直列回路が等価的にキャパシタンスに見えるため、図９に示したこの発明の実施の形態４に係わる９０度ハイブリッド回路は、４個のインダクタ（第６のインダクタ２ｆと第７のインダクタ２ｇ）と４個の接地キャパシタ（直列回路）からなる９０度ハイブリッド回路と等価になる。すなわち、入力端子１ａから入力された基本波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃに等振幅で９０度の位相差をもって分配され、アイソレーション端子１ｄには何も出力されない。

一方、高調波（周波数ｆ_１＝ω_１／２π）に対しては、第８のインダクタ２ｈと第８のキャパシタ３ｈで構成される直列回路が共振するため短絡に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、入力端子１ａに全反射される。したがって、通過端子１ｂと結合端子１ｃとアイソレーション端子１ｄには全く出力されず無限大のアイソレーションが得られる。

以上のように、実施の形態４によれば、第６のインダクタ２ｆ、第７のインダクタ２ｇ、第８のインダクタ２ｈ、第８のキャパシタ３ｈとを備え、第６のインダクタ２ｆの一端と第７のインダクタ２ｇの一端を接続してそれぞれ入力端子１ａ、通過端子１ｂ、結合端子１ｃ、アイソレーション端子１ｄとし、各端子を直列に接続した第８のインダクタ２ｈと第８のキャパシタ３ｈを介して接地したので、基本波に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、実施の形態１と同様、増幅器からアンテナへの給電回路に適用した場合でも高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。

実施の形態５．
図１０は、この発明の実施の形態５に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。ここでは、前記実施の形態２で説明の図５に示した構成に加えて、更に入力端子に、一端が接地された抵抗８を第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋからなる並列共振回路を介して接続したものである。

図９において、第９のインダクタ２ｋのインダクタンスＬ_９、第９のキャパシタ３ｋのキャパシタンスＣ_９は、

という関係を満たすように定める。なお、その他のインダクタ・キャパシタは実施の形態２での説明と同様に定める。

入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ_０＝ω_０／２π）に対しては、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅが共振して開放に見えるため、その先に接続された抵抗８は見えず、実施の形態２の９０度ハイブリッド回路と等価になる。すなわち、実施の形態１と同様、入力端子１ａから入力された基本波は、通過端子１ｂと結合端子１ｃに等振幅で９０度の位相差をもって分配され、アイソレーション端子１ｄには何も出力されない。

一方、高調波（周波数ｆ_１＝ω_１／２π）に対しては、入力端子１ａから入力された高周波信号のうちの一部が、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して接続された抵抗８により吸収される。

以上のように、実施の形態５によれば、実施の形態２の９０度ハイブリッド回路において、入力端子１ａに一端が接地された抵抗８を第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋからなる並列回路を介して接続したので、基本波に対しては集中定数形の９０度ハイブリッド回路として動作し、高調波に対しては入力端子と通過端子および結合端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作するとともに、入力端子１ａから入力された高周波信号の一部が抵抗８に吸収される。したがって、実施の形態２と同様、増幅器からアンテナへの給電回路に適用した場合でも高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。さらに、増幅器の出力インピーダンス（入力端子１ａの負荷インピーダンスに相当）が短絡に近くかつリアクタンスを有する場合に、上記出力インピーダンスのリアクタンス成分と９０度ハイブリッド回路において入力端子１ａに接続された第２のキャパシタ３ｂのキャパシタンスによって生じる共振を抵抗８で吸収することができるので、上記増幅器の出力インピーダンスに関わらず端子間のアイソレーションが確保できるという効果もある。

以上では実施の形態２で示した図５の構成の９０度ハイブリッド回路の入力端子１ａに、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して一端が接地された抵抗８を接続した場合を例示して説明したが、実施の形態１で示した図１の構成の９０度ハイブリッド回路の入力端子１ａに、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して一端が接地された抵抗８を接続した場合にも同様の効果を奏する。

実施の形態６．
図１１は、この発明の実施の形態６に係わるウィルキンソン形電力分配回路を示す回路構成説明図である。図において、電力分配回路は、入力端子１ａ、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆ、第１０のインダクタ２ｍ、第１０のキャパシタ３ｍ、第１１のキャパシタ３ｎ、第１２のキャパシタ３ｐ、アイソレーション抵抗９を備えて構成される。第１０のインダクタ２ｍと第１０のキャパシタ３ｍから第６の並列回路４ｆが構成されている。

入力端子１ａ、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆは、第１１のキャパシタ３ｎおよび第１２のキャパシタ３ｐでそれぞれ接地されており、かつ、入力端子１ａと第１の出力端子１ｅの間および入力端子１ａと第２の出力端子１ｆの間はそれぞれ第１０のインダクタ２ｍで接続されている。さらに、第１０のインダクタ２ｍに対して並列に第１０のキャパシタ３ｍが接続されている。第１０のインダクタ２ｍのインダクタンスＬ_１０、第１０のキャパシタ３ｍのキャパシタンスＣ_１０、第１１のキャパシタ３ｎのキャパシタンスＣ_１１、第１２のキャパシタ３ｐのキャパシタンスＣ_１２、アイソレーション抵抗９の抵抗Ｒは、

という関係を満たすように定める。ここで、ω_０は基本波信号の角周波数、ω_１は抑圧する高調波信号の角周波数、Ｚ_０は各端子の負荷インピーダンスである。

次に、実施の形態６の動作について説明する。
入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ_０＝ω_０／２π）の信号に対しては、第１０のインダクタ２ｍと第１０のキャパシタ３ｍで構成される第６の並列回路４ｆが等価的にインダクタンスに見えるため、２個のインダクタ（第６の並列回路４ｆ）と３個の接地キャパシタ（第１１のキャパシタ３ｎ、第１２のキャパシタ３ｐ）とアイソレーション抵抗９からなる電力分配回路と等価になる。すなわち、入力端子１ａから入力された基本波は、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆに等振幅かつ同相で分配され、第１の出力端子１ｅから入力された基本波は、第２の出力端子１ｆには全く出力されない。

一方、高調波（周波数ｆ_１＝ω_１／２π）の信号に対しては、第１０のインダクタ２ｍと第１０のキャパシタ３ｍで構成される第６の並列回路４ｆが共振するため開放に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆには全く出力されず無限大のアイソレーションが得られる。

図１２および図１３に、入力端子１ａから入力される高周波信号について、基本波を５０ＭＨｚ、抑圧する高調波を１００ＭＨｚとして設計した実施の形態６に係わる電力分配回路の特性計算結果を示す。図１２は基本波および高調波を含んだ広帯域な特性、図１３は基本波の帯域付近の特性を示す。図において、入力端子１ａから第１の出力端子１ｅへの分配量（Ｓ_２１）は、基本波（５０ＭＨｚ）においては−３ｄＢであり、図１１に示した回路の対称性から、入力端子１ａから第１の出力端子１ｅへの分配量（Ｓ_２１）と入力端子１ａから第２の出力端子１ｆへの分配量（Ｓ_３１）は等しいことは明らかであり、等振幅で分配されていることがわかる。一方、高調波（１００ＭＨｚ）付近においては５０ｄＢ以上の減衰量が得られている。また，入力端子１ａから入力端子１ａへの反射量（Ｓ_１１）、第１の出力端子１ｅから第１の出力端子１ｅへの反射量（Ｓ_２２）および第１の出力端子１ｅから第２の出力端子１ｆへのアイソレーション量（Ｓ_３２）は、基本波においてはともに−５０ｄＢ以下と小さく、基本波において出力端子間のアイソレーションのある電力分配回路として動作していることがわかる。

以上のように、実施の形態６に係るウィルキンソン形電力分配回路によれば、前記の式で示したインダクタンス及びキャパシタンスの関係に設定された、第１０のインダクタ２ｍ、第１０のキャパシタ３ｍ、第１１のキャパシタ３ｎ、第１２のキャパシタ３ｐとを備え、第１０のインダクタ２ｍの一端を接続して入力端子１ａとし、第１０のインダクタ２ｍの他端をそれぞれ第１の出力端子１ｅおよび第２の出力端子１ｆとし、入力端子１ａに一端を接地した第１１のキャパシタ３ｎを接続し、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆに一端を接地した第１２のキャパシタ３ｐを接続し、さらに第１０のインダクタ２ｍに対して並列に第１０のキャパシタ３ｍを設けたので、入力端子１ａから入力される高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ_０＝ω_０／２π）に対しては集中定数形の電力分配回路として動作し、高調波（周波数ｆ_１＝ω_１／２π）に対しては入力端子と出力端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、増幅器からアンテナへの給電回路として適用した場合には、増幅器から出力される高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。

実施の形態７．
図１４は、この発明の実施の形態７に係わるウィルキンソン形電力分配回路を示す回路構成説明図である。図において、ウィルキンソン形電力分配回路は、入力端子１ａ、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆ、第１１のインダクタ２ｎ、第１３のキャパシタ３ｑ、第１４キャパシタ３ｒ、第１５のキャパシタ３ｓ、アイソレーション抵抗９を備えて構成される。第１１のインダクタ２ｎと第１３のキャパシタ３ｑから第７の並列回路４ｇが構成されている。

入力端子１ａは、第１４のキャパシタ３ｒで接地されており、かつ、入力端子１ａと第１の出力端子１ｅの間および入力端子１ａと第２の出力端子１ｆの間はそれぞれ第１１のインダクタ２ｎで接続されている。さらに、第１１のインダクタ２ｎに対して並列に第１３のキャパシタ３ｑが接続されている。また、アイソレーション抵抗９に対して並列に第１５のキャパシタ３ｓが接続されている。第１１のインダクタ２ｎのインダクタンスＬ_１１、第１３のキャパシタ３ｑのキャパシタンスＣ_１３、第１４のキャパシタ３ｒのキャパシタンスＣ_１４、第１５のキャパシタ３ｓのキャパシタンスＣ_１５、アイソレーション抵抗９の抵抗Ｒは、

という関係を満たすように定める。ここで、ω_０は基本波信号の角周波数、ω_１は抑圧する高調波信号の角周波数、Ｚ_０は各端子の負荷インピーダンスである。

入力端子１ａから入力された高周波信号のうち、基本波（周波数ｆ_０＝ω_０／２π）の信号に対しては、第１１のインダクタ２ｎと第１３のキャパシタ３ｑで構成される第７の並列回路４ｇが等価的にインダクタンスに見えるため、２個のインダクタ（第７の並列回路４ｇ）と２個のキャパシタ（第１４のキャパシタ３ｒ、第１５のキャパシタ３ｓ）とアイソレーション抵抗９とからなる電力分配回路と等価になる。すなわち、入力端子１ａから入力された基本波は、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆに等振幅かつ同相で分配され、第１の出力端子１ｅから入力された基本波は、第２の出力端子１ｆには全く出力されない。

一方、高調波（周波数ｆ_１＝ω_１／２π）の信号に対しては、第１１のインダクタ２ｎと第１３のキャパシタ３ｑで構成される第７の並列回路４ｇが共振するため開放に見える。したがって、入力端子１ａから入力された高調波は、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆには全く出力されず無限大のアイソレーションが得られる。

以上のように、実施の形態７によれば、実施の形態６のウィルキンソン形電力分配回路において、２つの第１２のキャパシタ３ｐに代えて、アイソレーション抵抗９に対して並列に第１５のキャパシタ３ｓを設けたので、実施の形態６と同様、基本波に対しては集中定数形のウィルキンソン形電力分配回路として動作し、高調波に対しては入力端子と出力端子の間のアイソレーションが無限大になる帯域阻止フィルタとして動作する。したがって、増幅器からアンテナへの給電回路として適用した場合には、増幅器から出力される高調波を抑圧するためのフィルタが不要になり、小形化や低損失化の効果がある。

また、第１の出力端子１ｅと第２の出力端子１ｆをそれぞれ接地する２つの第１２のキャパシタ３ｐに代えて、アイソレーション抵抗９に対して並列に第１５のキャパシタ３ｓを１つ設けたので、必要なキャパシタの数が削減でき、より小形化が図れるという効果もある。

ここで、前記実施の形態５の図１０で、入力端子１ａに、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して一端が接地された抵抗８を接続した場合を例示して説明したが、前記実施の形態６の図１１で、入力端子１ａ、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆのそれぞれに、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して一端が接地された抵抗８を接続した場合にも、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆから信号を入力して合成する場合を含め、実施の形態５での説明同様に機能し、同様の効果を奏する。なお、前記実施の形態６の図１１で、入力端子１ａ、第１の出力端子１ｅ、第２の出力端子１ｆそれぞれの少なくとも１つに接続すれば、接続した端子からの入力に対しては同様の効果を奏する。また、前記実施の形態７の図１４で、入力端子１ａに、第９のインダクタ２ｋと第９のキャパシタ３ｋで構成される第５の並列回路４ｅを介して一端が接地された抵抗８を接続した場合にも、実施の形態５での説明同様に機能し、同様の効果を奏する。

この発明の実施の形態１に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。 この発明の実施の形態１に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す図である。 この発明の実施の形態１に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す図である。 増幅器からアンテナへの給電回路として実施の形態１の９０度ハイブリッド回路を適用した回路構成説明図である。 この発明の実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。 この発明の実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す図である。 この発明の実施の形態２に係わる９０度ハイブリッド回路の特性計算結果を示す図である。 この発明の実施の形態３に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。 この発明の実施の形態４に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。 この発明の実施の形態５に係わる９０度ハイブリッド回路を示す回路構成説明図である。 この発明の実施の形態６に係わるウィルキンソン形電力分配回路を示す回路構成説明図である。 この発明の実施の形態６に係わるウィルキンソン形電力分配回路の特性計算結果を示す図である。 この発明の実施の形態６に係わるウィルキンソン形電力分配回路の特性計算結果を示す図である。 この発明の実施の形態７に係わるウィルキンソン形電力分配回路を示す回路構成説明図である。

符号の説明

１ａ 入力端子、１ｂ 通過端子、１ｃ 結合端子、１ｄ アイソレーション端子、１ｅ 第１の出力端子、１ｆ 第２の出力端子、２ａ 第１のインダクタ、２ｂ 第２のインダクタ、２ｃ 第３のインダクタ、２ｄ 第４のインダクタ、２ｅ 第５のインダクタ、２ｆ 第６のインダクタ、２ｇ 第７のインダクタ、２ｈ 第８のインダクタ、２ｋ 第９のインダクタ、２ｍ 第１０のインダクタ、２ｎ 第１１のインダクタ、３ａ 第１のキャパシタ、３ｂ 第２のキャパシタ、３ｃ 第３のキャパシタ、３ｄ 第４のキャパシタ、３ｅ 第５のキャパシタ、３ｆ 第６のキャパシタ、３ｇ 第７のキャパシタ、３ｈ 第８のキャパシタ、３ｋ 第９のキャパシタ、３ｍ 第１０のキャパシタ、３ｎ 第１１のキャパシタ、３ｐ 第１２のキャパシタ、３ｑ 第１３のキャパシタ、３ｒ 第１４のキャパシタ、３ｓ 第１５のキャパシタ、４ａ 第１の並列回路、４ｂ 第２の並列回路、４ｃ 第３の並列回路、４ｄ 第４の並列回路、４ｅ 第５の並列回路、４ｆ 第６の並列回路、４ｇ 第７の並列回路、５ 増幅器、６ 終端抵抗、７ａ、７ｂ アンテナ、８ 抵抗、９ アイソレーション抵抗。

Claims (9)

1. 入出力のための４つの端子である入力端子、通過端子、結合端子、アイソレーション端子を有し、前記４つの端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で順順に接続すると共に前記４つの端子のそれぞれに一端を接地したキャパシタを接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記通過端子と前記結合端子へ分配出力する９０度ハイブリッド回路であって、前記入力端子と前記アイソレーション端子の間および前記通過端子と前記結合端子の間はインダクタで接続し、前記入力端子と前記通過端子の間および前記結合端子と前記アイソレーション端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路で接続したことを特徴とする９０度ハイブリッド回路。
2. 入出力のための４つの端子である入力端子、通過端子、結合端子、アイソレーション端子を有し、前記４つの端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で順順に接続すると共に前記４つの端子のそれぞれに一端を接地したキャパシタを接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記通過端子と前記結合端子へ分配出力する９０度ハイブリッド回路であって、前記入力端子と前記通過端子の間および前記結合端子と前記アイソレーション端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる第１の並列回路で接続し、前記入力端子と前記アイソレーション端子の間および前記通過端子と前記結合端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる第２の並列回路で接続したことを特徴とする。
3. 入出力のための４つの端子である入力端子、通過端子、結合端子、アイソレーション端子を有し、前記４つの端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で順順に接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記通過端子と前記結合端子へ分配出力する９０度ハイブリッド回路であって、前記入力端子と前記通過端子の間および前記結合端子と前記アイソレーション端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路を２個直列接続した第１のリアクタンス回路で接続すると共に前記２個の並列回路の間に一端を接地したキャパシタを接続し、前記入力端子と前記アイソレーション端子の間および前記通過端子と前記結合端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになりになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路を２個直列接続した第２のリアクタンス回路で接続すると共に前記２個の並列回路の間に一端を接地したキャパシタを接続したことを特徴とする９０度ハイブリッド回路。
4. 入出力のための４つの端子である入力端子、通過端子、結合端子、アイソレーション端子を有し、前記４つの端子の間をインダクタで順順に接続すると共に前記４つの端子のそれぞれに一端を接地したキャパシタとインダクタでなる直列回路を接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記通過端子と前記結合端子へ分配出力する９０度ハイブリッド回路であって、前記直列回路は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にキャパシタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなることを特徴とする９０度ハイブリッド回路。
5. 前記入力端子に前記高周波信号の基本波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路の一端を接続し、前記並列回路の他端に一端を接地した抵抗を接続したことを特徴とする請求項１又は請求項２記載の９０度ハイブリッド回路。
6. 入出力のための３つの端子である入力端子、第１の出力端子、第２の出力端子を有し、前記入力端子と前記第１の出力端子の間および前記入力端子と前記第２の出力端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で接続し、前記３つの端子のそれぞれに一端を接地したキャパシタを接続し、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子の間を抵抗で接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記第１の出力端子と前記第２の出力端子へ分配出力するウィルキンソン形電力分配回路であって、前記入力端子と前記第１の出力端子の間および前記入力端子と前記第２の出力端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前期高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路で接続したことを特徴とするウィルキンソン形電力分配回路。
7. 入出力のための３つの端子である入力端子、第１の出力端子、第２の出力端子を有し、前記入力端子と前記第１の出力端子の間および前記入力端子と前記第２の出力端子の間を少なくともインダクタを含むリアクタンス回路で接続し、前記入力端子に一端を接地したキャパシタを接続し、前記第１の出力端子と前記第２の出力端子の間を抵抗とキャパシタでなる第３の並列回路で接続し、前記入力端子から入力される高周波信号を前記第１の出力端子と前記第２の出力端子へ分配出力するウィルキンソン形電力分配回路であって、前記入力端子と前記第１の出力端子の間および前記入力端子と前記第２の出力端子の間は前記高周波信号の基本波成分に対しては等価的にインダクタンスになり前記高周波信号の所定の高調波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる第４の並列回路で接続したことを特徴とするウィルキンソン形電力分配回路。
8. 前記入力端子、第１の出力端子、第２の出力端子それぞれの少なくとも１つに前記高周波信号の基本波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路の一端を接続し、前記並列回路の他端に一端を接地した抵抗を接続したことを特徴とする請求項６記載のウィルキンソン形電力分配回路。
9. 前記入力端子に前記高周波信号の基本波成分に対しては共振するように設定したインダクタとキャパシタでなる並列回路の一端を接続し、前記並列回路の他端に一端を接地した抵抗を接続したことを特徴とする請求項７記載のウィルキンソン形電力分配回路。

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