WO2007029601A1 - 分波回路及びその設計方法 - Google Patents

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coupling element
circuit
band
resonance
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Kouji Wada
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National University Corporation The University Of Electro-Communications
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H01P1/2135—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies using strip line filters

Definitions

  • the present invention relates to a demultiplexing circuit and a design method thereof, and more particularly to a filter circuit having bandpass filter characteristics, a demultiplexing circuit using a plurality of the filter circuits, and a design method thereof.
  • An antenna duplexer is a type of branching circuit that splits transmission and reception signals because one antenna is used for both transmission and reception, and prevents spurious emission and reception outside the transmission and reception bands. Reducing reception interference from other sources and protecting the receiving circuit during transmission.
  • FIG. 1 shows a circuit configuration diagram of an example of a conventional antenna duplexer.
  • one end of distributed constant lines 2 and 3 is connected to antenna 1.
  • the other end of the distributed constant line 2 is connected to the transmission port 5 via the transmission side bandpass filter 4.
  • the other end of the distributed constant line 3 is connected to the reception port 7 via the reception side bandpass filter 6 (for example, Non-Patent Document 1).
  • ⁇ is the center angular frequency of the transmission-side bandpass filter 4
  • ⁇ is the reception-side bandpass
  • Y is the admittance at the central angular frequency ⁇ seen from antenna 1, Re [] is in parentheses in2 02
  • Im [] represents the imaginary part in parentheses.
  • the reception filter connected to the branching circuit of the antenna force is composed of a dielectric filter and a SAW filter branched and connected thereto, and the transmission filter connected to the branching circuit is a dielectric filter.
  • the composition is described.
  • Patent Document 2 describes that a tap-coupled resonator forms a large number of attenuation poles at an arbitrary frequency.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 10-41704
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 11-340706
  • Non-Patent Document 1 K. Wada, T. Ohno, and O. Hashimoto: "A Class of a Planar Duplexer Consisting of BPFs with Attenuation Poles by Manipulating Tapped Resonators IEICE Trans. On Electronics, Vol. E86-C, pp. 1613-1620 (2003-9).
  • the conventional antenna duplexer shown in FIG. 1 has a problem that the number of parts increases because it has distributed constant lines 2 and 3. However, if you simply remove the distributed constant lines 2 and 3,
  • the present invention has been made in view of the above points, and provides a demultiplexing circuit that can reduce the number of parts and can be easily designed, and a design method thereof. Purpose. Means for solving the problem
  • the branching circuit of the present invention includes one or more units each including a coupling element and a resonant circuit coupled to the coupling element in a tap shape, and is different from each other.
  • the element and the resonance circuit each have a function as an impedance matching unit for each of the bandpass filters in addition to a function as a resonance unit.
  • the number of parts of the demultiplexing circuit can be reduced, and the demultiplexing circuit can be designed easily and in a short time.
  • FIG. 1 shows an example of a configuration of a conventional antenna duplexer.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of a first embodiment of an antenna duplexer that is a branching circuit of the present invention.
  • FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of FIG.
  • FIG. 4 is an equivalent circuit diagram using an admittance inverter of a transmission side bandpass filter and a reception side bandpass filter having ideal characteristics.
  • FIG. 5 is an equivalent circuit diagram in which an admittance inverter is used in the equivalent circuit of FIGS. 3 (A) and 3 (B).
  • FIG. 6 is an equivalent circuit diagram using an admittance inverter for explaining the present invention.
  • FIG. 7 is a reflection / transmission characteristic diagram in FIG.
  • FIG. 8 is an isolation characteristic diagram in FIG.
  • FIG. 9 is a plan configuration diagram of a duplexer that is the first embodiment of the branching circuit of the present invention.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of the antenna duplexer.
  • FIG. 11 is a circuit configuration diagram of the antenna duplexer.
  • FIG. 12 is a circuit configuration diagram of a resonance circuit.
  • FIG. 13 is a plan configuration diagram of a triplexer as a second embodiment of the branching circuit of the present invention.
  • FIG. 14 is a principle diagram of a triplexer as a second embodiment of the branching circuit of the present invention.
  • FIG. 15 is an equivalent circuit diagram at each center frequency.
  • FIG. 16 is an equivalent circuit diagram using an admittance inverter.
  • FIG. 17 is a transmission and reflection characteristic diagram by simulation.
  • FIG. 18 is a passband characteristic diagram by simulation.
  • FIG. 19 is a broadband transmission characteristic diagram by simulation.
  • FIG. 20 is an isolation characteristic diagram by simulation.
  • FIG. 2 shows a principle diagram of an antenna duplexer as a branching circuit of the present invention.
  • the antenna 21 is directly connected to the transmitting side band-pass filter 400 and the receiving side band-pass filter 600 through a distributed constant line for impedance matching.
  • Each of the bandpass filters 400 and 600 includes capacitors 22, 24, 26, 28, 30, 32 as coupling elements, and resonators 23, 25, 29, 31 as resonance circuits, Resonators 23, 25, 29, 31 ⁇ , Canon 22, 22, 24, 26, 28, 30, 32 [On the other hand, they are tapped.
  • the capacitor 22 and the resonator 23, the capacitor 24 and the resonator 25, the capacitor 28 and the resonator 29, and the capacitor 30 and the resonator 31 are referred to as a unit. More specifically, one end of capacitors 22 and 28 is connected to antenna 21.
  • a resonator 23 is connected to the other end of the capacitor 22, and one end of a capacitor 24 is connected to the resonator 23, and a resonator 25 is connected to the other end of the capacitor 24.
  • the capacitor 26 has one end connected to the capacitor 26 and the other end of the capacitor 26 connected to the transmission port 27.
  • a resonator 29 is connected to the other end of the capacitor 28, one end of a capacitor 30 is connected to the resonator 29, a resonator 31 is connected to the other end of the capacitor 30, and the resonator One end of the capacitor 32 is connected to the 31, and the receiving port 33 is connected to the other end of the capacitor 32.
  • the transmission side bandpass filter composed of capacitors 22, 24, 26 and resonators 23, 25 has a Butterworth characteristic.
  • the center frequency f is 1.5 GHz.
  • the bandwidth ⁇ ⁇ is 60 MHz
  • the attenuation pole by resonator 23 is 2.0 GHz
  • the attenuation pole due to 25 is 1.0 GHz.
  • the filter characteristic of the reception side bandpass filter composed of the capacitors 28, 30, 32 and the resonators 29, 31 is a Butterworth characteristic, for example, the center frequency f is 2 GHz, and the band
  • the width ⁇ ⁇ is 60 MHz, the attenuation pole by resonator 29 is 1.5 GHz, and the attenuation by resonator 31 is reduced.
  • the decline is said to be 2.5 GHz.
  • the resonators 23 and 29 are designed to have a function as impedance matching means together with the capacitors 22 and 28 in addition to the function as a resonator.
  • the pass filter 400 and the receiving side band pass filter 600 are designed so that desired filter characteristics can be obtained. This design may be performed using a known method.
  • the attenuation pole is generated at the frequency corresponding to the frequency f.
  • connection point between the capacitor 22 and the resonator 23 is designed at the center frequency f.
  • 8 m , stub lengths l m , ⁇ , 1, 1 are connected to transmission side bandpass filter 400 and reception side bandpass filter 600! /, Derived so that impingement can be obtained.
  • FIG. 3B the admittance Y at the frequency f viewed from the antenna 21 is shown.
  • Jll J21 11 21 Match Jll J21 with each other.
  • phase constants i8 m and i8 m are resonant.
  • admittance inverters 60, 61 and 62 (J m , J and J) are generated.
  • admittance inverter 63, 64, 65 J m , J, gl gl outl outl 21 22
  • Y m can be expressed by equations (14) and (15), respectively.
  • the admittance inverter, resonance condition, and susceptance slope parameter are obtained.
  • Butans B m is expressed by equations (19) and (20). Furthermore, in the circuit shown in Fig. 5 (A) and (B)
  • Resonators 23 and 29 using distributed constant lines are connected to inductive elements L as shown in Fig. 6 (A) and (B).
  • the ideal transmitting side bandpass filter and receiving side bandpass filter shown in Fig. 4 (A) and (B) are designed into individual IJs, and canisters 22, 24, 26, 28, 30, 32 And the resonator constants 23, 25, 29, and 31 respectively, and then the capacitance C 'of the input capacitors 22 and 28 shown in Fig. 3 (A), (B) and Fig. 5 (A), (B). , C em and first stage resonator 23, 29
  • the capacitors 24, 26, 30, 32 in the second and subsequent stages as viewed from the antenna 21 and the resonators 25, 31 in the second and subsequent stages are ideal transmission side bandpass filters and reception side bandpass filters.
  • the filter and element constant are the same, which is very efficient when considering multistage resonators.
  • FIG. 7 the reflection and transmission characteristics in FIG. 3 are shown in FIG. 7, and the isolation characteristics are shown in FIG. S is the reflection coefficient at antenna 21, and S is the transmission bandpass filter transmission.
  • the reflection coefficient at transmission port 27, S is transmitted from antenna 21 of the transmission side bandpass filter.
  • the transmission coefficient to the transmission port 27, S is the reception port 33 of the reception side bandpass filter.
  • the reflection coefficient, S is transmitted from the antenna 21 of the transmission side bandpass filter to the reception port 33.
  • the reflection coefficient S overlaps the reflection coefficient S and the reflection coefficient S.
  • the attenuation poles cannot be formed on the high band side and low band side of the passband in the unloaded ⁇ ⁇ 2 resonator as in the resonator 23, the high bandband in the unloaded ⁇ ⁇ 4 resonator.
  • An attenuation pole can be formed on the side.
  • FIG. 9 is a plan configuration diagram of a duplexer that is the first embodiment of the branching circuit of the present invention.
  • a lower conductor is provided on the lower surface of a dielectric substrate 70 as an input terminal.
  • An external antenna 21 is connected to one end of the microstrip line 71.
  • One end of capacitors 72 and 78 as coupling elements is connected to the other end of the microstrip line 71.
  • the other end of the capacitor 72 is tap-connected to the center of a microstrip line 73 as the resonator 23, and one end of a capacitor 74 as a coupling element is tapped to the center of the microstrip line 73.
  • the center of the microstrip line 75 as the resonator 25 is tapped to the other end of the capacitor 74, and one end of the capacitor 76 as a coupling element is connected to the center of the microstrip line 75.
  • One end of a microstrip line 77 serving as a transmission port 27 is connected to the terminal.
  • Capacitor above 72, 74, 76 and microstrip lines 71, 73, 75, 77 constitute a first bandpass filter.
  • the other end of the capacitor 78 is tap-connected to the center of a microstrip line 79 as the resonator 29, and one end of a capacitor 80 as a coupling element is tapped to the center of the microstrip line 79. .
  • the center of a microstrip line 81 as a resonator 31 is tapped to the other end of the capacitor 80, one end of a capacitor 82 as a coupling element is connected to the microstrip line 81, and the other end of the capacitor 82 is received.
  • One end of a microstrip line 83 as a port 33 is connected.
  • the capacitors 78, 80, 82 and the microstrip lines 71, 79, 81, 83 constitute a second band pass filter.
  • this embodiment [can be used for Canon 22, 24, 26, 28, 30, 32!], But an inductor may be used, and a capacitor may be used. A combination of inductors may also be used.
  • FIG. 10 is a circuit configuration diagram of an antenna duplexer using inductors 34, 35, 36, 37 and capacitors 24, 30 as coupling elements and tap-coupled resonators 23, 25, 29, 31 as resonance circuits.
  • Figure 11 is a circuit configuration diagram of an antenna duplexer using inductors 34, 35 and capacitors 24, 28, 30, 32 as coupling elements and tap-coupled resonators 23, 25, 29, 31 as resonance circuits. is there.
  • the resonance circuit is configured by only the resonators 23, 25, 29, and 31.
  • the resonant circuit (distributed constant line loaded resonant circuit) may be configured by the resonator 40 and the distributed constant line 41 connected in series between the resonator 40 and the coupling element.
  • an inductor 42, a capacitor 43, an inductor 45, and a capacitor 44 may be connected between the resonator 40 and the coupling element.
  • one end (or both ends) of the resonator 40 that is tap-coupled to the coupling element may be grounded.
  • the resonator 40 can form attenuation poles on the high band side and low band side of the pass band regardless of ⁇ ⁇ 2 and ⁇ ⁇ 4.
  • Figure 12 Field using the resonant circuit of (B) In this case, the resonator 40 can form an attenuation pole on the high frequency side of the pass band regardless of ⁇ ⁇ 2 and ⁇ ⁇ 4.
  • the resonance circuit of FIG. 12 (C) When the resonance circuit of FIG. 12 (C) is used, an attenuation pole can be formed on the lower side of the passband regardless of whether the resonator 40 is ⁇ 2 or ⁇ 4.
  • the resonator 40 can form attenuation poles on the low band side and the high band side of the pass band regardless of ⁇ 2 and ⁇ 4.
  • the resonance circuit of FIG. 12 (E) only one attenuation pole can be formed on the high band side or the low band side of the pass band regardless of whether the resonator 40 is ⁇ 2 or ⁇ 4.
  • FIG. 13 is a plan configuration diagram of a triplexer that is the second embodiment of the branching circuit of the present invention.
  • a lower conductor is provided on the lower surface of a dielectric substrate 90 as an input terminal.
  • an external antenna is connected to one end of the microstrip line 91.
  • One end of capacitors 92, 98, and 104 is connected to the other end of the microstrip line 91.
  • the other end of the capacitor 92 is tapped to the center of a microstrip line 93 as a resonator, and one end of a capacitor 94 as a coupling element is connected to the microstrip line 93 !.
  • the other end of the capacitor 94 is connected to the center of a microstrip line 95 as a resonator.
  • the microstrip line 95 is connected to one end of a capacitor 96 as a coupling element.
  • a microstrip line 97 as a first receiving port is connected.
  • the capacitor 92, 94, 96 and the microstrip line 91, 93, 95, 97 described above constitute a third band-pass finoletaka!
  • the other end of the capacitor 98 is tapped to the center of a microstrip line 99 as a resonator, and one end of a capacitor 80 as a coupling element is connected to the microstrip line 99.
  • the center of the microstrip line 81 as a resonator is tapped to the other end of the capacitor 80, one end of a capacitor 82 as a coupling element is connected to the microstrip line 81, and the other end of the capacitor 82 is, for example, A microstrip line 83 as a second receiving port is connected.
  • the capacitors 92, 94, 96 and the microstrip lines 91, 93, 95, 97 constitute a fourth band pass filter.
  • the other end of the capacitor 104 is tap-connected to the center of a microstrip line 105 as a resonator, and one end of a capacitor 106 as a coupling element is connected to the microstrip line 105.
  • the other end of the capacitor 106 is tapped to the center of a microstrip line 107 as a third receiving port, for example.
  • Capacitors 104, 106 above The microstrip lines 91, 105, 107 constitute a fifth bandpass filter.
  • the triplexer performs frequency selection with the first to third bandpass filters having different passbands from the signals received by the external antenna, respectively, and the first to third reception ports respectively. Can be output to subsequent circuits.
  • the line is configured by a microstrip line.
  • it may be configured by a coplanar line, a strip line, a coaxial line, or the like.
  • FIG. 14 shows a principle diagram of a triplexer that is a second embodiment of the branching circuit of the present invention.
  • the antenna 200 is connected to the transmitting-side bandpass filter 300 and the receiving-side bandpass filters 700 and 800 without using a distributed constant line for impedance matching.
  • the bandpass filter 300 includes capacitors 301 to 304 as coupling elements and resonators 305 to 307 as resonance circuits, and the bandpass filter 700 resonates with capacitors 701 to 704 as coupling elements.
  • the band pass filter 800 includes capacitors 801 to 804 serving as coupling elements and resonators 805 to 807 serving as resonance circuits.
  • the center frequency of the transmission-side bandpass filter 300 is f
  • the center frequencies of the reception-side bandpass filters 700 and 800 are f1 and f.
  • Canon evening 302, 303, 702, 703, 802, 803 Canon G, G, C C, C gll l2 g21 gl2 gl
  • the pass filter 700, 800 is designed so that desired filter characteristics can be obtained.
  • connection point between the capacitor 801 and the resonator 805 is grounded so that the transmission signal component does not leak to the reception port, and the capacitor 301 and the resonator 305 are connected at the center frequency f.
  • Connection point and connection point between capacitor 801 and resonator 805 are grounded, and the center frequency f
  • connection point between the capacitor 301 and the resonator 305 and the connection point between the capacitor 701 and the resonator 705 are grounded so that the received signal component does not leak to the transmission port.
  • the bandpass filters 700 and 800 are derived so that impedance matching can be obtained.
  • Figure 15 (A) shows the transmission side bandpass filter 300 at frequency f.
  • Figure 15 (B) shows an equivalent circuit of the receiving-side bandpass filter 700 at the frequency f.
  • Figures 16 (A), (B), and (C) show equivalent circuits using, J, and J.
  • Capacitance c em and c em are introduced to generate an admittance inverter
  • Equations (33) to (38) are shown. Further, when the equation (39) holds, that is, (33) to (38) By substituting Eq. (39) into the negative element C em , -C em , -C em
  • J can be confirmed to operate as an inverter circuit.
  • Table 1 shows the element values of the capacitive elements and resonators of the bandpass filters 300 (BPF1), 700 (BPF2), and 800 (BPF3) calculated by the above design method for the triplexer shown in Fig. 14.
  • Figure 17 shows the transmission and reflection characteristics from the simulation performed using the values shown in Table 1.
  • Figure 18 shows the passband characteristics from the simulation.
  • Figure 19 shows the broadband transmission characteristics from the simulation. Shows the isolation characteristics by the above simulation.
  • S is the reflection coefficient at antenna 200
  • S is the transmission-side bandpass filter 300
  • S is the antenna 200 of the transmitting bandpass filter 700
  • the transmission coefficient to port 308, S is the port 708 of the receiver bandpass filter 700.
  • Reflection coefficient, S is the transmission side bandpass filter 700 from antenna 200 to port 708
  • 44 4 is a transmission coefficient from the antenna 200 of the transmission side bandpass filter 800 to the port 808.
  • S is defined between the transmission-side bandpass filter 300 and the reception-side bandpass filter 700.
  • the mutual interference coefficient, S is the same as the transmission side bandpass filter 300 and the reception side bandpass filter 800.
  • S is the receiver bandpass filter 700 and the receiver bandpass filter
  • the simulation may be performed, for example, by rounding off the third decimal place to the second.
  • the reflection characteristics in FIG. 17 are slightly deteriorated, but there is no practical viewpoint problem.
  • the resultant force shown in Fig. 20 has the effect of placing an attenuation pole at each of the center frequencies f, f, f.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

　本発明は、結合素子と前記結合素子に対してタップ型に結合された共振回路とを有するユニットを１段以上備えてなり、互いに異なる周波数帯域の信号を通過させる帯域通過フィルタを２以上有し、各帯域通過フィルタの一端が共通のポートに直接接続され、各帯域通過フィルタのポートに最も近い１段目の結合素子及び共振回路は、共振手段としての機能に加え、各帯域通過フィルタのインピーダンスマッチング手段としての機能をそれぞれ具備する。

Description

分波回路及びその設計方法
技術分野
[0001] 本発明は、分波回路及びその設計方法に関し、特に、帯域通過フィルタ特性を持 つフィルタ回路、このフィルタ回路を複数用いた分波回路及びその設計方法に関す る。
背景技術
[0002] アンテナ共用器 (デュプレクサ）は 1つのアンテナを送信と受信を共用するため、送 受信信号を分岐する分波回路の一種であり、送信及び受信帯域外へのスプリアスの 放射及び受信の防止、他からの受信干渉妨害の軽減、送信時の受信側回路の保護 を行う。
[0003] 図 1は、従来のアンテナ共用器の一例の回路構成図を示す。同図中、アンテナ 1に は分布定数線路 2, 3の一端が接続されている。分布定数線路 2の他端は送信側帯 域通過フィルタ 4を介して送信ポート 5に接続されている。また、分布定数線路 3の他 端は受信側帯域通過フィルタ 6を介して受信ポート 7に接続されている（例えば、非特 許文献 1)。
[0004] 図 1のアンテナ共用器を設計する際には、まず、送信側帯域通過フィルタ 4と受信 側帯域通過フィルタ 6それぞれを設計し、その後、（1) , (2)式を満足するように、分 布定数線路 2, 3それぞれの設計を行っている。
[0005] なお、 ω は送信側帯域通過フィルタ 4の中心角周波数、 ω は受信側帯域通過
01 02 フィルタ 6の中心角周波数、 Υ はアンテナ 1から見た中心角周波数 ω でのアドミタ
inl 01
ンス、 Y はアンテナ 1から見た中心角周波数 ω でのアドミタンス、 Re []は括弧内 in2 02
の実部、 Im[]は括弧内の虚部を表わす。
[0006] [数 1]
Figure imgf000004_0001
なお、特許文献 1には、アンテナ力 の分波回路に接続された受信フィルタを誘電 体フィルタとそれに分岐接続した SAWフィルタで構成し、前記分波回路に接続され た送信フィルタを誘電体フィルタで構成することが記載されている。
[0007] また、特許文献 2には、タップ結合型共振器で多くの減衰極を任意の周波数に形 成することが記載されて 、る。
特許文献 1 :特開平 10— 41704号公報
特許文献 2：特開平 11― 340706号公報
非特許文献 1 :K. Wada, T. Ohno, and O. Hashimoto : "A Class of a Planar Duplexer Consisting of BPFs with Attenuation Poles by M anipulating Tapped Resonators IEICE Trans. On Electronics, Vol . E86-C, pp. 1613- 1620 (2003- 9) .
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0008] 図 1に示す従来のアンテナ共用器は、分布定数線路 2, 3を持っために部品点数が 多くなるという問題があった。し力しながら、単に分布定数線路 2, 3を除去してしまうと
、所望のフィルタ特性が得られなくなり、全体でインピーダンスマッチングをとろうとす ると設計が著しく煩雑で困難であった。
[0009] 本発明は、上記の点に鑑みなされたものであり、部品点数を減少することができ、 かつ、容易に設計することができる分波回路及びその設計方法を提供することを総 括的な目的とする。 課題を解決するための手段
[0010] この目的を達成するため、本発明の分波回路は、結合素子と前記結合素子に対し てタップ型に結合された共振回路とを有するユニットを 1段以上備えてなり、互いに異 なる周波数帯域の信号を通過させる帯域通過フィルタを 2以上有し、前記各帯域通 過フィルタの一端が共通のポートに直接接続され、前記各帯域通過フィルタの前記 ポートに最も近い 1段目の前記結合素子及び前記共振回路は、共振手段としての機 能に加え、前記各帯域通過フィルタのインピーダンスマッチング手段としての機能を それぞれ具備する。
発明の効果
[0011] このような分波回路によれば、分波回路の部品点数を減少することができ、分波回 路の設計を簡単かつ短時間で行うことができる。
図面の簡単な説明
[0012] [図 1]従来のアンテナ共用器の一例の構成である。
[図 2]本発明の分波回路であるアンテナ共用器の第 1実施形態の回路構成図である
[図 3]図 2の等価回路図である。
[図 4]理想的な特性を持つ送信側帯域通過フィルタと受信側帯域通過フィルタのアド ミタンスインバータを用いた等価回路図である。
[図 5]図 3 (A) , (B)の等価回路にアドミタンスインバータを用いた等価回路図である。
[図 6]本発明を説明するためのアドミタンスインバータを用いた等価回路図である。
[図 7]図 3における反射、透過特性図である。
[図 8]図 3におけるアイソレーション特性図である。
[図 9]本発明の分波回路の第 1実施形態であるデュプレクサの平面構成図である。
[図 10]アンテナ共用器の回路構成図である。
[図 11]アンテナ共用器の回路構成図である。
[図 12]共振回路の回路構成図である。
[図 13]本発明の分波回路の第 2実施形態であるトリプレクサの平面構成図である。
[図 14]本発明の分波回路の第 2実施形態であるトリプレクサの原理図である。 [図 15]各中心周波数における等価回路図である。
[図 16]アドミタンスインバータを用いた等価回路図である。
[図 17]シミュレーションによる伝送及び反射特性図である。
[図 18]シミュレーションによる通過帯域特性図である。
[図 19]シミュレーションによる広帯域伝送特性図である。
[図 20]シミュレーションによるアイソレーション特性図である。
符号の説明
[0013] 11, 21, 200 アンテナ
12A, 12B, 14A, 14B, 16A, 16B 結合素子
13A, 13B, 15A, 15B 共振回路
22, 24, 26, 28, 30, 32, 43, 44, 301〜304, 701〜704, 801〜804 キヤノ シタ
23, 25, 29, 31, 40, 41, 305〜307, 705〜707, 805〜807 タップ結合型共 振器
34, 35, 36, 37, 42, 45 インダクタ
400, 300 送信側帯域通過フィルタ
600, 700, 800 受信側帯域通過フィルタ
発明を実施するための最良の形態
[0014] 以下、図面に基づいて本発明の実施形態について説明する。
[0015] 図 2は、本発明の分波回路としてのアンテナ共用器の原理図を示す。同図中、アン テナ 21には、送信側帯域通過フィルタ 400及び受信側帯域通過フィルタ 600がイン ピーダンスマッチングを行うための分布定数線路を介することなぐ直接接続されて いる。
[0016] 帯域通過フィルタ 400, 600それぞれは、結合素子としてのキャパシタ 22, 24, 26 , 28, 30, 32と、共振回路としての共振器 23, 25, 29, 31とにより構成されており、 共振器 23, 25, 29, 31ίま、キヤノシタ 22, 24, 26, 28, 30, 32【こ対し、タップ型【こ 結合されている。ここで、キャパシタ 22と共振器 23、キャパシタ 24と共振器 25、キヤ パシタ 28と共振器 29、キャパシタ 30と共振器 31のそれぞれをユニットと呼ぶ。 [0017] より詳細には、アンテナ 21には、キャパシタ 22, 28の一端が接続されている。キヤ パシタ 22の他端には共振器 23が接続され、また、共振器 23にはキャパシタ 24の一 端が接続され、キャパシタ 24の他端には共振器 25が接続され、また、共振器 25には キャパシタ 26の一端が接続され、キャパシタ 26の他端に送信ポート 27が接続されて いる。
[0018] キャパシタ 28の他端には共振器 29が接続され、また、共振器 29にはキャパシタ 30 の一端が接続され、キャパシタ 30の他端には共振器 31が接続され、また、共振器 3 1にはキャパシタ 32の一端が接続され、キャパシタ 32の他端に受信ポート 33が接続 されている。
[0019] 図 2において、キャパシタ 22, 24, 26と共振器 23, 25で構成される送信側帯域通 過フィルタのフィルタ特性はバターワース特性とし、例えば中心周波数 f は 1. 5GH
01
zとし、帯域幅 Δ ί は 60MHzとし、共振器 23による減衰極は 2. 0GHzとし、共振器
01
25による減衰極は 1. 0GHzとする。
[0020] また、キャパシタ 28, 30, 32と共振器 29, 31で構成される受信側帯域通過フィル タのフィルタ特性はバターワース特性とし、例えば中心周波数 f は 2GHzとし、帯域
02
幅 Δ ί は 60MHzとし、共振器 29による減衰極は 1. 5GHzとし、共振器 31による減
02
衰極は 2. 5GHzとされている。
[0021] 共振器 23, 29は、共振器としての機能に加えて、キャパシタ 22, 28と共にインピー ダンスマッチング手段としての機能を備えるように設計されて 、る。
[0022] 以下、本実施形態によるアンテナ共振器の設計方法について説明する。
[0023] まず、キャパシタ 24, 30、共振器 25, 31のキャパシタンス C , C 、特性インピー
gl g2
ダンス Z , Ζ ，位相定数 j8 , β ，共振器の結合位置に相当するスタブの長さ 1
12 22 12 22 121
, 1 , 1 , 1 、並びに共振器 23, 29のスタブの長さ 1 , 1 について送信側帯域
122 221 222 112 212
通過フィルタ 400及び受信側帯域通過フィルタ 600として所望のフィルタ特性が得ら れるように設計する。なお、この設計は公知の方法を用いて行えばよいが、特に、 1
112
， 1 【こつ！/ヽ " t 、「K. Wada, O. Hashimoto： 'Fundamentals of open— ed
212
nded resonators and their application to microwave niters "IEICE Transactions on Electronics, Vol. E83-C, No. 11， pp. 1763- 177 5 (2000- 11) .」に記載の手法により、周波数 f に対応した周波数で減衰極を生
02
成させるように 1 を設計し、周波数 f に対応した周波数で減衰極を生成させるよう
112 01
に 1
212を設計すると良い。
[0024] 次に、中心周波数 f においては、図 3 (A)に示すように、キャパシタ 28と共振器 29
01
の接続点が接地状態となり、受信ポートに送信信号成分が漏れないように設計し、中 心周波数 f においては図 3 (B)に示すように、キャパシタ 22と共振器 23の接続点が
02
接地状態となり、送信ポートに受信信号成分が漏れないように設計する。
[0025] キャパシタ 22, 28、共振器 23, 29のキャパシタンス Cm , Cm 、特'性インピーダン
inl in2
ス Zm , Zm ，位相定数 |8 m , |8 m ，スタブの長さ lm , Γ , 1 , 1 を送信側帯 域通過フィルタ 400及び受信側帯域通過フィルタ 600につ!/、て、インピーく チングがとれるように導出する。
[0026] 以下、それらの値の導出方法について説明する。
[0027] まず、アンテナ 21のコンダクタンスを G (例えば 1Ζ50{ 1Ζ Ω })とすると、図 3 (A) において、アンテナ 21から見た周波数 f でのアドミタンス Y について、（3)式の条
01 inl
件、即ち、（6)式が成立するとき、インピーダンスの整合が得られる。
[0028] また、図 3 (B)において、アンテナ 21から見た周波数 f でのアドミタンス Y につい
02 in2 て (4)式の条件、即ち、（7)式が成立するとき、インピーダンスの整合が得られる。伹 し、 Re[]は括弧内の実部、 Im[]は括弧内の虚部を表わす。
[0029] [数 2]
in\\ =c»oi rll 1
+
ゾ ^
Figure imgf000009_0001
+ M, 2=G (3)
in2
+
1
+■
1 1
ゾ 02し ow2 G
^01： 01 02 = 2 c 02 (5)
(6)
Figure imgf000009_0002
送信側帯域通過フィルタ 400、受信側帯域通過フィルタ 600について、単体でキヤ ノ ンタ 22， 24， 26, 28, 30， 32と共振器 23， 25, 29, 31の各値全体を用!、てイン ピーダンスの整合をとつた場合の送信側帯域通過フィルタ 400と受信側帯域通過フ ィルタ 600のアドミタンスインバータを用いた等価回路（図 4(A), (B)参照）と、図 3( A), (B)についてのアドミタンスインバータを用いた等価回路（図 5(A), (B)参照）と を中心周波数において対比し、前者のアドミタンスインバータ J ，J の入力アドミタン
11 21
ス Y , Y と、後者のアドミタンスインバータ ，jm の入力アドミタンス Ym ， Ym
Jll J21 11 21 Jll J21 とがそれぞれ一致するようにする。 [0030] より詳細には、図 4 (A) , (B)においては、入力キャパシタ 22のキャパシタンス C 、 inl タップ結合型共振器 23の片方のスタブの長さ 1 、特性インピーダンス Z 、位相定
111 11 数 j8 、入力キャパシタ 28のキャパシタンス C 、タップ結合型共振器 29の片方のス
11 in2
タブの長さ 1 、特性インピーダンス Z 、位相定数 |8 であるのに対し、図 5 (A) , (B
211 21 21
)にお 、ては、入力キャパシタ 22のキャパシタンス Cm 、タップ結合型共振器 23の inl
片方のスタブの長さ Γ 、特'性インピーダンス Zm 、位相定数
111 11 i8m 、入力キャパシタ
11
28のキャパシタンス Cm 、タップ結合型共振器 29の片方のスタブの長さ lm 、特性 in2 211 インピーダンス Zm 、位相定数 |8m である。このうち、位相定数 i8m , i8m は共振
21 21 11 21 器 23, 29の線路構造及び用いる材料の材料定数で決定されるため、ここでは |8 11 i8m 11 , β = 0 m とする。
21 21
[0031] 図 4 (A) , (B)では、アドミタンスインバータ 50, 51, 52 (J , J , J )を生成するた
11 12 13
めに、第 1,第 2の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンス Ce と Ce 、C inl ml gl と一 C 、Ce と Ce を導入し、アドミタンスインバータ 53, 54, 55 (J , J , J ) gl outl outl 21 22 23 を生成するために、第 1,第 2の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンス Ce in2 と ce 、c と一 c 、ce と ce を導入している。
in2 g2 g2 out2 out2
[0032] 図 5 (A) , (B)では、アドミタンスインバータ 60, 61, 62 (Jm , J , J )を生成するた
11 12 13
めに、第 1,第 2の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンス Cem と Cem 、 ml inl
C と一 C 、Ce と Ce を導入し、アドミタンスインバータ 63, 64, 65 (Jm , J , gl gl outl outl 21 22
J )を生成するために、第 1,第 2の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンス
23
cem と一 cem 、
in2 c と一
g2 c 、
g2 ce と を導入している。
in2 out2 ce out2
[0033] 図 4 (A) , (B)におけるキャパシタンス C , C , — Ce , — Ce 及びアドミタンスィ inl in2 inl in2
ンバータ J ，J 及びアドミタンスインバータ J , J の入力アドミタンス Υ , Υ の関
11 21 11 21 Jll J21 係式は一般にそれぞれ (8)〜（13)式で表わすことができる。なお、（12)式で定義し 、（10)式に用いている w , w は帯域幅である。
01 02
[0034] [数 3] ―し ί"1 ―
Figure imgf000011_0001
卜 ) i -
01 G 2 G)2
02
(9)
Figure imgf000011_0002
+
Figure imgf000011_0003
ω1ιし iraG
Figure imgf000011_0004
Figure imgf000011_0005
また、図 5(A), (B)におけるアドミタンスインバータ Jm , Jm の入力アドミタンス Ym
11 21 j:
, Ym はそれぞれ（ 14) , (15)式で表わすことができる。
1 J21
図 5(A), (Β)に示す本発明のアンテナ共用器の等価回路を図 4(A), (Β)に示す 理想的な帯域通過フィルタの等価回路と中心周波数において中心角周波数におい て等価とするためには（16)式が成立すれば良い。このため、（12)〜（15)式を（16) に代入することにより、キャパシター Cem と Cem に対する関係式である（17), (1 8)式が得られる。結果として、 jm , r はアドミタンスインバータとして動作しているこ
11 21
とが確認できる。
園
¾
Figure imgf000012_0001
Re^J^Re^] , Im[7,n] = Im^]
(16)
Re [ 21] = Re[i21] , Im [ 21] = Im[121]
-c ml c {G2+ C ( i+c )} (17)
^01 2+ (C 1+ ^2)2
-c i;nl
<y02G2 + fi)0 3 2C^2
Figure imgf000012_0002
次に、図 5 (A), (B)における 1段目の共振器系 66, 67が共振条件を満たす必要 があることからアドミタンスインバータ、共振条件及びサセプタンススロープパラメータ を求める。図 5(A), (B)において、共振器 23, 29それぞれの入力サセプタンスを Bm , Bm とすると、 f=f ( ω = ω )における共振器 23のキャパシタンス Cem , C rll r21 01 01 inl gl により構成される共振器系 66の入力サセプタンス Bm , f=f ( ω = ω— )における 共振器 29のキャパシタンス Cem , C より構成される共振器系 67の含めた入力サセ
in2 g2
ブタンス Bm は（19) , (20)式で表わされる。更に、図 5 (A) , (B)に示す回路中の
in21
分布定数線路を用いた共振器 23, 29を図 6 (A) , (B)に示すような誘導性素子 L
rll
, L 及び容量性素子 C , C 力もなる集中定数型 LC並列共振器 68, 69と置き換 r21 rll r21
えることができるように、（21) , (22)式により定義されるサセプタンススロープパラメ一 タ bm , bm が ω = ω , ω = ω における集中定数型 LC並列共振器 68, 69の各
11 21 01 02
サセプタンススロープパラメータ ω C , ω C と一致する必要があるため、（23)
, (24)式を満たす必要がある。
[数 5]
m
in\\ <B=CJ| 01 = +i¾ ( 7+ )
Figure imgf000014_0001
11
Figure imgf000014_0002
Figure imgf000014_0003
Figure imgf000014_0004
b\\― ω=ωη, ~ ^01 11 (23)
2 άω
'つ21一 ω^ω02 — 02 ^rll =〇 (24)
2 dm
このように、図 4 (A), (B)に示す理想的な送信側帯域通過フィルタと受信側帯域 通過フイノレタを個另 IJに設計してキヤノ シタ 22, 24, 26, 28, 30, 32と共振器 23, 25 , 29, 31それぞれの素子定数を決定した後、図 3(A), (B)及び図 5(A), (B)に示 す入力キャパシタ 22, 28のキャパシタンス C' , Cem と、 1段目の共振器 23, 29 の片方のスタブの長さ Γ , Γ 及び特性インピーダンス Zm , Zm を（3) , (4) , (1
111 211 11 21
7)〜（20) , (23) , (24)式を用いて算出することで図 3におけるキャパシタ 22, 24, 26, 28, 30, 32と共振器 23, 25, 29, 31それぞれの素子定数を簡単かつ短時間 に決定することができる。
[0038] つまり、アンテナ 21から見て 2段目以降のキャパシタ 24, 26, 30, 32と 2段目以降 の共振器 25, 31については理想的な送信側帯域通過フィルタと受信側帯域通過フ ィルタと素子定数が同一であり、共振器の多段化を考えた場合に非常に効率的であ る。
[0039] ここで、図 3における反射、透過特性を図 7に示し、アイソレーション特性を図 8に示 す。なお、 S はアンテナ 21における反射係数、 S は送信側帯域通過フィルタの送
11 22
信ポート 27における反射係数、 S は送信側帯域通過フィルタのアンテナ 21から送
21
信ポート 27への透過係数、 S は受信側帯域通過フィルタの受信ポート 33における
33
反射係数、 S は送信側帯域通過フィルタのアンテナ 21から受信ポート 33への透過
31
係数である。図 7中、反射係数 S は反射係数 S と反射係数 S に重なっている。
11 22 33
[0040] なお、共振器 23のように無装荷型 λ Ζ2共振器では通過帯域の高域側及び低域 側に減衰極を形成できないが、無装荷型 λ Ζ4共振器では通過帯域の高域側に減 衰極を形成できる。
[0041] 図 9は、本発明の分波回路の第 1実施形態であるデュプレクサの平面構成図を示 す。同図中、入力端子としての誘電体基板 70の下面には下部導体が設けられてい る。マイクロストリップ線路 71の一端には外部のアンテナ 21が接続される。マイクロス トリップ線路 71の他端には結合素子としてのキャパシタ 72, 78の一端が接続されて いる。
[0042] キャパシタ 72の他端は共振器 23としてのマイクロストリップ線路 73の中央部にタツ プ接続され、マイクロストリップ線路 73の中央部には結合素子としてのキャパシタ 74 の一端がタップ接続されて 、る。キャパシタ 74の他端には共振器 25としてのマイクロ ストリップ線路 75の中央部がタップ接続され、マイクロストリップ線路 75の中央部には 結合素子としてのキャパシタ 76の一端が接続され、キャパシタ 76の他端には送信ポ ート 27としてのマイクロストリップ線路 77の一端が接続されて 、る。上記のキャパシタ 72, 74, 76とマイクロストリップ線路 71, 73, 75, 77で第 1の帯域通過フィルタが構 成されている。
[0043] キャパシタ 78の他端は共振器 29としてのマイクロストリップ線路 79の中央部にタツ プ接続され、マイクロストリップ線路 79の中央部には結合素子としてのキャパシタ 80 の一端がタップ接続されている。キャパシタ 80の他端には共振器 31としてのマイクロ ストリップ線路 81の中央部がタップ接続され、マイクロストリップ線路 81には結合素子 としてのキャパシタ 82の一端が接続され、キャパシタ 82の他端には受信ポート 33とし てのマイクロストリップ線路 83の一端が接続されている。上記のキャパシタ 78, 80, 8 2とマイクロストリップ線路 71, 79, 81, 83で第 2の帯域通過フィルタが構成されてい る。
[0044] なお、本実施形態【こお ヽて ίま、キヤノ ンタ 22, 24, 26, 28, 30, 32を用!ヽるよう【こ したが、インダクタを用いても良いし、キャパシタとインダクタを組み合わせて用いても 良い。
[0045] 以下に回路構成例を示す。図 10は、結合素子としてインダクタ 34, 35, 36, 37と キャパシタ 24, 30を用い、共振回路としてタップ結合型共振器 23, 25, 29, 31を用 いたアンテナ共用器の回路構成図である。図 11は、結合素子としてインダクタ 34, 3 5とキャパシタ 24, 28, 30, 32を用い、共振回路としてタップ結合型共振器 23, 25, 29, 31を用いたアンテナ共用器の回路構成図である。
[0046] また、本実施形態においては、共振回路を共振器 23, 25, 29, 31のみで構成す るようにしたが、図 12 (A)に示すように結合素子に対してタップ結合される共振器 40 及び共振器 40と結合素子との間に直列に接続される分布定数線路 41とにより共振 回路 (分布定数線路装荷共振回路)を構成しても良い。また、図 12 (B)〜(D)に示 すように共振器 40と結合素子の間にインダクタ 42、またはキャパシタ 43、インダクタ 4 5及びキャパシタ 44を接続するように構成しても良い。更に、図 12 (E)に示すように、 結合素子に対してタップ結合される共振器 40の一端 (または両端)を接地しても良い
[0047] 図 12 (A)の共振回路を用いた場合には、共振器 40が λ Ζ2、 λ Ζ4に拘わらず通 過帯域の高域側と低域側に減衰極を形成できる。図 12 (B)の共振回路を用いた場 合には、共振器 40が λ Ζ2、 λ Ζ4に拘わらず通過帯域の高域側に減衰極を形成 できる。図 12 (C)の共振回路を用いた場合には、共振器 40が λ Ζ2、 λ Ζ4に拘わ らず通過帯域の低域側に減衰極を形成できる。図 12 (D)の共振回路を用いた場合 には、共振器 40が λ Ζ2、 λ Ζ4に拘わらず通過帯域の低域側と高域側に減衰極を 形成できる。図 12 (E)の共振回路を用いた場合には、共振器 40が λ Ζ2、 λ Ζ4に 拘わらず通過帯域の高域側または低域側に 1つだけ減衰極を形成できる。
[0048] 図 13は、本発明の分波回路の第 2実施形態であるトリプレクサの平面構成図を示 す。同図中、入力端子としての誘電体基板 90の下面には下部導体が設けられてい る。マイクロストリップ線路 91の一端には例えば外部のアンテナが接続される。マイク ロストリップ線路 91の他端にはキャパシタ 92, 98, 104の一端が接続されている。
[0049] キャパシタ 92の他端は共振器としてのマイクロストリップ線路 93の中央部にタップ 接続され、マイクロストリップ線路 93には結合素子としてのキャパシタ 94の一端が接 続されて!、る。キャパシタ 94の他端には共振器としてのマイクロストリップ線路 95の中 央部が接続され、マイクロストリップ線路 95には結合素子としてのキャパシタ 96の一 端が接続され、キャパシタ 96の他端には例えば第 1の受信ポートとしてのマイクロスト リップ線路 97が接続されている。上記のキャパシタ 92, 94, 96とマイクロストリップ線 路 91, 93, 95, 97で第 3の帯域通過フィノレタカ構成されて!ヽる。
[0050] キャパシタ 98の他端は共振器としてのマイクロストリップ線路 99の中央部にタップ 接続され、マイクロストリップ線路 99には結合素子としてのキャパシタ 80の一端が接 続されている。キャパシタ 80の他端には共振器としてのマイクロストリップ線路 81の中 央部がタップ接続され、マイクロストリップ線路 81には結合素子としてのキャパシタ 82 の一端が接続され、キャパシタ 82の他端には例えば第 2の受信ポートとしてのマイク ロストリップ線路 83が接続されている。上記のキャパシタ 92, 94, 96とマイクロストリツ プ線路 91, 93, 95, 97で第 4の帯域通過フィルタが構成されている。
[0051] キャパシタ 104の他端は共振器としてのマイクロストリップ線路 105の中央部にタツ プ接続され、マイクロストリップ線路 105には結合素子としてのキャパシタ 106の一端 が接続されている。キャパシタ 106の他端には例えば第 3の受信ポートとしてのマイク ロストリップ線路 107の中央部にタップ接続されている。上記のキャパシタ 104, 106 とマイクロストリップ線路 91, 105, 107で第 5の帯域通過フィルタが構成されている。
[0052] 上記のトリプレクサは、外部のアンテナで受信した信号を互いに通過帯域の異なる 第 1〜第 3の帯域通過フィルタそれぞれで周波数選択を行って、第 1〜第 3の受信ポ ートからそれぞれの後続回路に出力することができる。
[0053] なお、本実施形態にぉ 、ては線路をマイクロストリップ線路で構成するようにしたが
、これに限定するものではなぐ他にコプレーナ線路、ストリップ線路、同軸線路等で 構成するようにしてもよ ヽ。
[0054] 図 14は、本発明の分波回路の第 2実施形態であるトリプレクサの原理図を示す。同 図中、アンテナ 200には、送信側帯域通過フィルタ 300及び受信側帯域通過フィル タ 700, 800がインピーダンスマッチングを行うための分布定数線路を介することなく
、直接接続されている。
[0055] 帯域通過フィルタ 300は、結合素子としてのキャパシタ 301〜304と、共振回路とし ての共振器 305〜307により構成され、帯域通過フィルタ 700は、結合素子としての キャパシタ 701〜704と、共振回路としての共振器 705〜707により構成され、帯域 通過フィルタ 800は、結合素子としてのキャパシタ 801〜804と、共振回路としての共 振器 805〜807により構成されている。ここで、送信側帯域通過フィルタ 300の中心 周波数は f とし、受信側帯域通過フィルタ 700, 800の中心周波数は f , f とする。
01 02 03
[0056] 以下、本実施形態によるアンテナ共振器の設計方法について説明する。まず、キヤ ノ シ夕 302, 303, 702, 703, 802, 803のキヤノ シ夕ンス G , C , C C , C gll l2 g21 gl2 gl
, C ,、共振器 306, 307, 706, 707, 806, 807の特性インピーダンス Z , Ζ ,
1 l2 12 23
Ζ , Ζ , Ζ , Ζ ,位相定数 j8 , β , β , β , β , β ,スタブの長さ 1 , 1
22 23 32 33 12 23 22 23 32 33 121 12
，1 ，1 ，1 ，1 ，1 ，1 ，1 ，1 ，1 ，1 、並びに共振器 305， 705, 805
2 131 132 221 222 231 232 321 322 331 332
のスタブの長さ 1 , 1 , 1 について送信側帯域通過フィルタ 300及び受信側帯域
112 212 312
通過フィルタ 700, 800として所望のフィルタ特性が得られるように設計する。
[0057] 次に、中心周波数 f においては、キャパシタ 701と共振器 705の接続点及びキヤ
01
パシタ 801と共振器 805の接続点が接地状態となり、受信ポートに送信信号成分が 漏れないように設計し、中心周波数 f においてはキャパシタ 301と共振器 305の接
02
続点及びキャパシタ 801と共振器 805の接続点が接地状態となり、中心周波数 f に
03 おいてはキャパシタ 301と共振器 305の接続点及びキャパシタ 701と共振器 705の 接続点が接地状態となり、送信ポートに受信信号成分が漏れないように設計する。
[0058] キヤノ シ夕 301, 701, 801、共 ^305, 705, 805のキヤノ シ夕ンス Gm , Cm
inl in2
, Cm 、特'性インピーダンス Zm , Zm , Zm ，位相定数 j8 m , j8 m , j8 m ，スタブ in3 11 21 31 11 21 31 の長さ Γ , Γ , Γ , Γ , Γ , 1 を送信側帯域通過フィルタ 300及び受信側
111 112 211 212 311 312
帯域通過フィルタ 700, 800について、インピーダンスマッチングがとれるように導出 する。
[0059] アンテナ 200のコンダクタンスを Gとすると、アンテナ 200から見た周波数 f でのァ
01 ドミタンス Y について、（24)式の条件、即ち、（25)式が成立するとき、インピーダン
inl
スの整合が得られる。図 15 (A)に周波数 f における送信側帯域通過フィルタ 300の
01
等価回路を示す。
[0060] また、アンテナ 200から見た周波数 f でのアドミタンス Y について（26)式の条件
02 in2
、即ち、（27)式が成立するとき、インピーダンスの整合が得られる。図 15 (B)に周波 数 f における受信側帯域通過フィルタ 700の等価回路を示す。
02
[0061] また、アンテナ 200から見た周波数 f でのアドミタンス Y について（28)式の条件
03 in3
、即ち、（29)式が成立するとき、インピーダンスの整合が得られる。図 15 (C)に周波 数 f における受信側帯域通過フィルタ 800の等価回路を示す。但し、 Re[]は括弧
03
内の実部、 Im[]は括弧内の虚部を表わす。
[0062] [数 6]
[ ] [S900]
0=' |[¾]mi
ΐ ΐ . t
+ 9f つ .
+ · .
1 + UJ3f 1 W
+ usf
■ +
ΐ ― '°α>=ω 11
L9ZLl£/900Zdr/13d Ϊ096Ζ0/.00Ζ OAV
Figure imgf000021_0001
+ j^CTn, —— - ~~ Ϊ 二 G (26)
-+ -
Figure imgf000021_0002
- + -
Figure imgf000021_0003
(«3 ω=ωοί
Figure imgf000022_0001
Figure imgf000022_0002
次に、キャパシタンス cm ml , cm in2 , cm を導出するために、アドミタンスインバータ
m3 J
, J , J を用いた等価回路を図 16 (A) , (B) , (C)に示す。
11 21 31
[0065] 図 16 (A) , (B) , (C)では、アドミタンスインバータ J を生成するために、第 1,第 2
11
の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンス cem と
ml —cem を導入し、アドミタ
ml
ンスインバータ J を生成するために、第 1,第 2の仮想結合素子に相当する正負のキ
21
ャパシタンス cem と cem を導入し、アドミタンスインバータ 生成 るために、
in2 in2 J を す
31
第 1,第 2の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンス Cem と Cem を導入し
in3 in3 ている。
[0066] 図 16 (A) , (B) , (C)において、入力容量、負性素子及びアドミタンスインバータの 関係式は（30) , (31) , (32)で表わすことができる。
[0067] [数 9] 3
一-
1
Figure imgf000023_0001
1- )2
Figure imgf000023_0002
ト ( )2 (31)
03
Figure imgf000023_0003
また、図 16(A), (B), (C)において、入力アドミタンス Ym , Ym , Ym とすると、
jll j21 j31
(33)〜（38)式が示される。更に、（39)式が成立するとき、すなわち、（33)〜（38) 式を (39)式に代入することにより、負性素子 Cem , -Cem , -Cem に対する関
inl in2 in3
係式を導出することができる。この結果、図 16において、アドミタンスインバータ J , J
11 2
, J はインバータ回路として動作していることが確認できる。
1 31
[数 10]
T _
1
r
ゾ 21 r _.
ー
Figure imgf000024_0001
[数 11]
= -j^CZ ^ -χ Ϊ (36) —+ ■ ■
ゾ^ 01 , W G w+ ΐωWfn Cしm 2 +卞 J
+
J' 0lC「„3 J r3l+J0J0lCg
ゾ tyし / j0)
Figure imgf000025_0001
=ーゾ^^ (38)
Figure imgf000025_0002
12]
Figure imgf000026_0001
次【こ、図 16(A)〜（C)【こお!ヽて、共振器 305, 705, 805それぞれの人力サセプタ ンスを Bm , Bm , Bm とすると、 f = f (ω = ω )における共振器 305の入力サセ rll r21 r31 01 01
プタンス Bm , f=f (ω = ω )における共振器 705の入力サセプタンス Bm , , f inll 02 02 in21
=f (ω = ω )における共振器 805の入力サセプタン Bm は（40)， (42), (44
03 03 in31
)式で表わされる。更に、サセプタンススロープパラメータ bm , bm , bm は ω = ω
11 21 31 01
, ω ω , ω = ω における集中定数型 LC並列共振器の各サセプタンススロープ
02 03
パラメータ c , ω C , ω C と一致するには、（41), (43), (45)式を満たす 必要がある。
[数 13]
Ml = ¾+^01(C^+ gll)
=<¾
Figure imgf000027_0001
^01 d ■)=ωΜ ー*¾ 1 (41)
2 dm
B i«21
Figure imgf000027_0002
ω~ωϋ2 ―€0, Q,~2C r ,l = 0 (43)
2 da>
Figure imgf000027_0003
03 (45)
2
Figure imgf000027_0004
図 14に示すトリプレクサについて、上記の設計手法により算出した帯域通過フィル タ 300 (BPF1) , 700 (BPF2) , 800 (BPF3)の各容量性素子及び各共振器の素子 値を表 1に示す。図 17は表 1に示す値を用 、て行ったシミュレーションによる伝送及 び反射特性を示し、図 18は上記シミュレーションによる通過帯域特性を示し、図 19 は上記シミュレーションによる広帯域伝送特性を示し、図 20は上記シミュレーションに よるアイソレーション特性を示す。
[表 1]
Figure imgf000028_0001
ここで、 S はアンテナ 200における反射係数、 S は送信側帯域通過フィルタ 300 のポート 308における反射係数、 S は送信側帯域通過フィルタ 700のアンテナ 200
21
力 ポート 308への透過係数、 S は受信側帯域通過フィルタ 700のポート 708にお
33
ける反射係数、 S は送信側帯域通過フィルタ 700のアンテナ 200からポート 708へ
31
の透過係数、 S は受信側帯域通過フィルタ 800のポート 808における反射係数、 S
44 4 は送信側帯域通過フィルタ 800のアンテナ 200からポート 808への透過係数である 。また、 S は送信側帯域通過フィルタ 300と受信側帯域通過フィルタ 700との間の
23
相互干渉係数、 S は送信側帯域通過フィルタ 300と受信側帯域通過フィルタ 800と
24
の間の相互干渉係数、 S は受信側帯域通過フィルタ 700と受信側帯域通過フィル
34
タ 800との間の相互干渉係数である。
[0073] なお、シミュレーションは表 1に示す値で行った力 実現するには例えば小数点第 3 位を四捨五入して第 2位までとすればよい。この場合、図 17の反射特性が若干悪く なるが実用的な観点力 問題はない。
[0074] 図 17及び図 18から、各通過帯域において、所望の特性が得られていることを確認 できる。更に、図 20に示す結果力も各中心周波数 f , f , f に減衰極を配置した効
01 02 03
果により高 、アイソレーション特性が実現できて 、ることを確認できた。
[0075] [その他]
なお、本国際出願は、 2005年 9月 5日に出願した日本国特許出願 2005— 257 186号に基づく優先権を主張するものであり、同日本国出願の全内容を本国際出願 に参照により援用する。

Claims

請求の範囲
[1] 結合素子と前記結合素子に対してタップ型に結合された共振回路とを有するュニ ットを 1段以上備えてなり、互いに異なる周波数帯域の信号を通過させる帯域通過フ ィルタを 2以上有し、
前記各帯域通過フィルタの一端が共通のポートに直接接続され、
前記各帯域通過フィルタの前記ポートに最も近い 1段目の前記結合素子及び前記 共振回路は、共振手段としての機能に加え、前記各帯域通過フィルタのインピーダン スマッチング手段としての機能をそれぞれ具備することを特徴とする分波回路。
[2] 前記 1段目の各結合素子の値及び前記 1段目の各共振回路のインピーダンス、結 合位置、位相定数が、前記各帯域通過フィルタにおける信号の通過帯域がそれぞれ 所望の周波数になるように、選択されていることにより、前記 1段目の各結合素子及 び前記 1段目の各共振回路は、共振手段としての機能に加え、前記各帯域通過フィ ルタのインピーダンスマッチング手段としての機能をそれぞれ具備することを特徴と する請求項 1に記載の分波回路。
[3] 前記各帯域通過フィルタは、各中心周波数において、
所要の帯域通過フィルタに信号を通過させる際に、他の帯域通過フィルタにおける 前記共振回路の接点が短絡状態となって、前記所要の帯域通過フィルタのボート側 力も見たアドミタンスが所望値となり、
前記短絡状態で、前記結合素子に対応する第 1の仮想結合素子を考え、前記所 要の帯域通過フィルタについて、当該所要の帯域通過フィルタの前記結合素子、当 該所要の帯域通過フィルタに影響を与える前記他の帯域通過フィルタの前記結合素 子及び前記第 1の仮想結合素子について前記ポート側から見たアドミタンスが所望 値となり、
前記第 1の仮想結合素子と対をなす第 2の仮想結合素子を考え、前記共振回路と 前記第 2の仮想結合素子とを含む回路系が所望の中心周波数で共振条件を満たす と共に、
前記共振回路と前記第 2の仮想結合素子とを含んだ部分のサセプタンススロープ ノ メータが、前記共振回路に対応する集中定数素子型共振回路のサセプタンスス ロープパラメータと一致するように、
設計したことを特徴とする請求項 1または請求項 2に記載の分波回路。
[4] 前記複数の帯域通過フィルタは、送信信号を通過させる送信側帯域通過フィルタと 受信信号を通過させる受信側帯域通過フィルタであり、
前記ポートをアンテナに接続したことを特徴とする請求項 1乃至請求項 3のいずれか
1項に記載の分波回路。
[5] 一の帯域通過フィルタの前記共振回路における一方のスタブの長さを他の帯域通 過フィルタの通過帯域周波数に対応した減衰極を生成するように設計したことを特徴 とする請求項 2乃至請求項 4のいずれ力 1項に記載の分波回路。
[6] 各々少なくとも結合素子と前記結合素子に対してタップ型に結合された共振回路と を備え、互いに異なる周波数帯域の信号を通過させる 2以上の帯域通過フィルタの 一端を共通のポートに直接接続し、
前記各帯域通過フィルタは、各中心周波数において、
所要の帯域通過フィルタに信号を通過させる際に、他の帯域通過フィルタにおける 前記共振回路の接点が短絡状態となって、前記所要の帯域通過フィルタのポート側 力も見たアドミタンスが所望値となり、
前記短絡状態で、前記結合素子に対応する第 1の仮想結合素子を考え、前記所 要の帯域通過フィルタについて、当該所要の帯域通過フィルタの前記結合素子、当 該所要の帯域通過フィルタに影響を与える前記他の帯域通過フィルタの前記結合素 子及び前記第 1の仮想結合素子について前記ポート側から見たアドミタンスが所望 値となり、
前記第 1の仮想結合素子と対をなす第 2の仮想結合素子を考え、前記共振回路と 前記第 2の仮想結合素子とを含んだ部分が所望の中心周波数で共振条件を満たす と共に、
前記共振回路と前記第 2の仮想結合素子とを含んだ部分のサセプタンススロープ ノ メータが、前記共振回路に対応する集中定数素子型共振回路のサセプタンスス ロープパラメータと一致するように、
設計したことを特徴とする分波回路の設計方法。
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