JPWO2007029601A1 - 分波回路及びその設計方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、結合素子と前記結合素子に対してタップ型に結合された共振回路とを有するユニットを１段以上備えてなり、互いに異なる周波数帯域の信号を通過させる帯域通過フィルタを２以上有し、各帯域通過フィルタの一端が共通のポートに直接接続され、各帯域通過フィルタのポートに最も近い１段目の結合素子及び共振回路は、共振手段としての機能に加え、各帯域通過フィルタのインピーダンスマッチング手段としての機能をそれぞれ具備する。

Description

本発明は、分波回路及びその設計方法に関し、特に、帯域通過フィルタ特性を持つフィルタ回路、このフィルタ回路を複数用いた分波回路及びその設計方法に関する。

アンテナ共用器（デュプレクサ）は１つのアンテナを送信と受信を共用するため、送受信信号を分岐する分波回路の一種であり、送信及び受信帯域外へのスプリアスの放射及び受信の防止、他からの受信干渉妨害の軽減、送信時の受信側回路の保護を行う。

図１は、従来のアンテナ共用器の一例の回路構成図を示す。同図中、アンテナ１には分布定数線路２，３の一端が接続されている。分布定数線路２の他端は送信側帯域通過フィルタ４を介して送信ポート５に接続されている。また、分布定数線路３の他端は受信側帯域通過フィルタ６を介して受信ポート７に接続されている（例えば、非特許文献１）。

図１のアンテナ共用器を設計する際には、まず、送信側帯域通過フィルタ４と受信側帯域通過フィルタ６それぞれを設計し、その後、（１），（２）式を満足するように、分布定数線路２，３それぞれの設計を行っている。

なお、ω_０１は送信側帯域通過フィルタ４の中心角周波数、ω_０２は受信側帯域通過フィルタ６の中心角周波数、Ｙ_ｉｎ１はアンテナ１から見た中心角周波数ω_０１でのアドミタンス、Ｙ_ｉｎ２はアンテナ１から見た中心角周波数ω_０２でのアドミタンス、Ｒｅ［］は括弧内の実部、Ｉｍ［］は括弧内の虚部を表わす。

なお、特許文献１には、アンテナからの分波回路に接続された受信フィルタを誘電体フィルタとそれに分岐接続したＳＡＷフィルタで構成し、前記分波回路に接続された送信フィルタを誘電体フィルタで構成することが記載されている。

また、特許文献２には、タップ結合型共振器で多くの減衰極を任意の周波数に形成することが記載されている。
特開平１０−４１７０４号公報 特開平１１−３４０７０６号公報 Ｋ．Ｗａｄａ， Ｔ．Ｏｈｎｏ， ａｎｄ Ｏ．Ｈａｓｈｉｍｏｔｏ："Ａ Ｃｌａｓｓ ｏｆ ａ Ｐｌａｎａｒ Ｄｕｐｌｅｘｅｒ Ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ ｏｆ ＢＰＦｓ ｗｉｔｈ Ａｔｔｅｎｕａｔｉｏｎ Ｐｏｌｅｓ ｂｙ Ｍａｎｉｐｕｌａｔｉｎｇ Ｔａｐｐｅｄ Ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ "ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓ． Ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， Ｖｏｌ．Ｅ８６−Ｃ， ｐｐ．１６１３−１６２０ （２００３−９）．

図１に示す従来のアンテナ共用器は、分布定数線路２，３を持つために部品点数が多くなるという問題があった。しかしながら、単に分布定数線路２，３を除去してしまうと、所望のフィルタ特性が得られなくなり、全体でインピーダンスマッチングをとろうとすると設計が著しく煩雑で困難であった。

本発明は、上記の点に鑑みなされたものであり、部品点数を減少することができ、かつ、容易に設計することができる分波回路及びその設計方法を提供することを総括的な目的とする。

この目的を達成するため、本発明の分波回路は、結合素子と前記結合素子に対してタップ型に結合された共振回路とを有するユニットを１段以上備えてなり、互いに異なる周波数帯域の信号を通過させる帯域通過フィルタを２以上有し、前記各帯域通過フィルタの一端が共通のポートに直接接続され、前記各帯域通過フィルタの前記ポートに最も近い１段目の前記結合素子及び前記共振回路は、共振手段としての機能に加え、前記各帯域通過フィルタのインピーダンスマッチング手段としての機能をそれぞれ具備する。

このような分波回路によれば、分波回路の部品点数を減少することができ、分波回路の設計を簡単かつ短時間で行うことができる。

従来のアンテナ共用器の一例の構成である。 本発明の分波回路であるアンテナ共用器の第１実施形態の回路構成図である。 図２の等価回路図である。 理想的な特性を持つ送信側帯域通過フィルタと受信側帯域通過フィルタのアドミタンスインバータを用いた等価回路図である。 図３（Ａ），（Ｂ）の等価回路にアドミタンスインバータを用いた等価回路図である。 本発明を説明するためのアドミタンスインバータを用いた等価回路図である。 図３における反射、透過特性図である。 図３におけるアイソレーション特性図である。 本発明の分波回路の第１実施形態であるデュプレクサの平面構成図である。 アンテナ共用器の回路構成図である。 アンテナ共用器の回路構成図である。 共振回路の回路構成図である。 本発明の分波回路の第２実施形態であるトリプレクサの平面構成図である。 本発明の分波回路の第２実施形態であるトリプレクサの原理図である。 各中心周波数における等価回路図である。 アドミタンスインバータを用いた等価回路図である。 シミュレーションによる伝送及び反射特性図である。 シミュレーションによる通過帯域特性図である。 シミュレーションによる広帯域伝送特性図である。 シミュレーションによるアイソレーション特性図である。

符号の説明

１１，２１，２００ アンテナ
１２Ａ，１２Ｂ，１４Ａ，１４Ｂ，１６Ａ，１６Ｂ 結合素子
１３Ａ，１３Ｂ，１５Ａ，１５Ｂ 共振回路
２２，２４，２６，２８，３０，３２，４３，４４，３０１〜３０４，７０１〜７０４，８０１〜８０４ キャパシタ
２３，２５，２９，３１，４０，４１，３０５〜３０７，７０５〜７０７，８０５〜８０７ タップ結合型共振器
３４，３５，３６，３７，４２，４５ インダクタ
４００，３００ 送信側帯域通過フィルタ
６００，７００，８００ 受信側帯域通過フィルタ

以下、図面に基づいて本発明の実施形態について説明する。

図２は、本発明の分波回路としてのアンテナ共用器の原理図を示す。同図中、アンテナ２１には、送信側帯域通過フィルタ４００及び受信側帯域通過フィルタ６００がインピーダンスマッチングを行うための分布定数線路を介することなく、直接接続されている。

帯域通過フィルタ４００，６００それぞれは、結合素子としてのキャパシタ２２，２４，２６，２８，３０，３２と、共振回路としての共振器２３，２５，２９，３１とにより構成されており、共振器２３，２５，２９，３１は、キャパシタ２２，２４，２６，２８，３０，３２に対し、タップ型に結合されている。ここで、キャパシタ２２と共振器２３、キャパシタ２４と共振器２５、キャパシタ２８と共振器２９、キャパシタ３０と共振器３１のそれぞれをユニットと呼ぶ。

より詳細には、アンテナ２１には、キャパシタ２２，２８の一端が接続されている。キャパシタ２２の他端には共振器２３が接続され、また、共振器２３にはキャパシタ２４の一端が接続され、キャパシタ２４の他端には共振器２５が接続され、また、共振器２５にはキャパシタ２６の一端が接続され、キャパシタ２６の他端に送信ポート２７が接続されている。

キャパシタ２８の他端には共振器２９が接続され、また、共振器２９にはキャパシタ３０の一端が接続され、キャパシタ３０の他端には共振器３１が接続され、また、共振器３１にはキャパシタ３２の一端が接続され、キャパシタ３２の他端に受信ポート３３が接続されている。

図２において、キャパシタ２２，２４，２６と共振器２３，２５で構成される送信側帯域通過フィルタのフィルタ特性はバターワース特性とし、例えば中心周波数ｆ_０１は１．５ＧＨｚとし、帯域幅Δｆ_０１は６０ＭＨｚとし、共振器２３による減衰極は２．０ＧＨｚとし、共振器２５による減衰極は１．０ＧＨｚとする。

また、キャパシタ２８，３０，３２と共振器２９，３１で構成される受信側帯域通過フィルタのフィルタ特性はバターワース特性とし、例えば中心周波数ｆ_０２は２ＧＨｚとし、帯域幅Δｆ_０２は６０ＭＨｚとし、共振器２９による減衰極は１．５ＧＨｚとし、共振器３１による減衰極は２．５ＧＨｚとされている。

共振器２３，２９は、共振器としての機能に加えて、キャパシタ２２，２８と共にインピーダンスマッチング手段としての機能を備えるように設計されている。

以下、本実施形態によるアンテナ共振器の設計方法について説明する。

まず、キャパシタ２４，３０、共振器２５，３１のキャパシタンスＣ_ｇ１，Ｃ_ｇ２、特性インピーダンスＺ_１２，Ｚ_２２，位相定数β_１２，β_２２，共振器の結合位置に相当するスタブの長さｌ_１２１，ｌ_１２２，ｌ_２２１，ｌ_２２２、並びに共振器２３，２９のスタブの長さｌ_１１２，ｌ_２１２について送信側帯域通過フィルタ４００及び受信側帯域通過フィルタ６００として所望のフィルタ特性が得られるように設計する。なお、この設計は公知の方法を用いて行えばよいが、特に、ｌ_１１２，ｌ_２１２については、「Ｋ．Ｗａｄａ， Ｏ．Ｈａｓｈｉｍｏｔｏ：”Ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌｓ ｏｆ ｏｐｅｎ−ｅｄｎｄｅｄ ｒｅｓｏｎａｔｏｒｓ ａｎｄ ｔｈｅｉｒ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｍｉｃｒｏｗａｖｅ ｆｉｌｔｅｒｓ “ＩＥＩＣＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， Ｖｏｌ．Ｅ８３−Ｃ， Ｎｏ．１１， ｐｐ．１７６３−１７７５ （２０００−１１）．」に記載の手法により、周波数ｆ_０２に対応した周波数で減衰極を生成させるようにｌ_１１２を設計し、周波数ｆ_０１に対応した周波数で減衰極を生成させるようにｌ_２１２を設計すると良い。

次に、中心周波数ｆ_０１においては、図３（Ａ）に示すように、キャパシタ２８と共振器２９の接続点が接地状態となり、受信ポートに送信信号成分が漏れないように設計し、中心周波数ｆ_０２においては図３（Ｂ）に示すように、キャパシタ２２と共振器２３の接続点が接地状態となり、送信ポートに受信信号成分が漏れないように設計する。

キャパシタ２２，２８、共振器２３，２９のキャパシタンスＣ^ｍ _ｉｎ１，Ｃ^ｍ _ｉｎ２、特性インピーダンスＺ^ｍ _１１，Ｚ^ｍ _２１，位相定数β^ｍ _１１，β^ｍ _２１，スタブの長さｌ^ｍ _１１１，ｌ^ｍ _２１１，ｌ_２２１，ｌ_２２２を送信側帯域通過フィルタ４００及び受信側帯域通過フィルタ６００について、インピーダンスマッチングがとれるように導出する。

以下、それらの値の導出方法について説明する。

まず、アンテナ２１のコンダクタンスをＧ（例えば１／５０｛１／Ω｝）とすると、図３（Ａ）において、アンテナ２１から見た周波数ｆ_０１でのアドミタンスＹ_ｉｎ１について、（３）式の条件、即ち、（６）式が成立するとき、インピーダンスの整合が得られる。

また、図３（Ｂ）において、アンテナ２１から見た周波数ｆ_０２でのアドミタンスＹ_ｉｎ２について（４）式の条件、即ち、（７）式が成立するとき、インピーダンスの整合が得られる。但し、Ｒｅ［］は括弧内の実部、Ｉｍ［］は括弧内の虚部を表わす。

送信側帯域通過フィルタ４００、受信側帯域通過フィルタ６００について、単体でキャパシタ２２，２４，２６，２８，３０，３２と共振器２３，２５，２９，３１の各値全体を用いてインピーダンスの整合をとった場合の送信側帯域通過フィルタ４００と受信側帯域通過フィルタ６００のアドミタンスインバータを用いた等価回路（図４（Ａ），（Ｂ）参照）と、図３（Ａ），（Ｂ）についてのアドミタンスインバータを用いた等価回路（図５（Ａ），（Ｂ）参照）とを中心周波数において対比し、前者のアドミタンスインバータＪ_１１，Ｊ_２１の入力アドミタンスＹ_Ｊ１１，Ｙ_Ｊ２１と、後者のアドミタンスインバータＪ^ｍ _１１，Ｊ^ｍ _２１の入力アドミタンスＹ^ｍ _Ｊ１１，Ｙ^ｍ _Ｊ２１とがそれぞれ一致するようにする。

より詳細には、図４（Ａ），（Ｂ）においては、入力キャパシタ２２のキャパシタンスＣ_ｉｎ１、タップ結合型共振器２３の片方のスタブの長さｌ_１１１、特性インピーダンスＺ_１１、位相定数β_１１、入力キャパシタ２８のキャパシタンスＣ_ｉｎ２、タップ結合型共振器２９の片方のスタブの長さｌ_２１１、特性インピーダンスＺ_２１、位相定数β_２１であるのに対し、図５（Ａ），（Ｂ）においては、入力キャパシタ２２のキャパシタンスＣ^ｍ _ｉｎ１、タップ結合型共振器２３の片方のスタブの長さｌ^ｍ _１１１、特性インピーダンスＺ^ｍ _１１、位相定数β^ｍ _１１、入力キャパシタ２８のキャパシタンスＣ^ｍ _ｉｎ２、タップ結合型共振器２９の片方のスタブの長さｌ^ｍ _２１１、特性インピーダンスＺ^ｍ _２１、位相定数β^ｍ _２１である。このうち、位相定数β^ｍ _１１，β^ｍ _２１は共振器２３，２９の線路構造及び用いる材料の材料定数で決定されるため、ここではβ_１１＝β^ｍ _１１，β_２１＝β^ｍ _２１とする。

図４（Ａ），（Ｂ）では、アドミタンスインバータ５０，５１，５２（Ｊ_１１，Ｊ_１２，Ｊ_１３）を生成するために、第１，第２の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンスＣ^ｅ _ｉｎ１と−Ｃ^ｅ _ｉｎ１、Ｃ_ｇ１と−Ｃ_ｇ１、Ｃ^ｅ _ｏｕｔ１と−Ｃ^ｅ _ｏｕｔ１を導入し、アドミタンスインバータ５３，５４，５５（Ｊ_２１，Ｊ_２２，Ｊ_２３）を生成するために、第１，第２の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンスＣ^ｅ _ｉｎ２と−Ｃ^ｅ _ｉｎ２、Ｃ_ｇ２と−Ｃ_ｇ２、Ｃ^ｅ _ｏｕｔ２と−Ｃ^ｅ _ｏｕｔ２を導入している。

図５（Ａ），（Ｂ）では、アドミタンスインバータ６０，６１，６２（Ｊ^ｍ _１１，Ｊ_１２，Ｊ_１３）を生成するために、第１，第２の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンスＣ^ｅｍ _ｉｎ１と−Ｃ^ｅｍ _ｉｎ１、Ｃ_ｇ１と−Ｃ_ｇ１、Ｃ^ｅ _ｏｕｔ１と−Ｃ^ｅ _ｏｕｔ１を導入し、アドミタンスインバータ６３，６４，６５（Ｊ^ｍ _２１，Ｊ_２２，Ｊ_２３）を生成するために、第１，第２の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンスＣ^ｅｍ _ｉｎ２と−Ｃ^ｅｍ _ｉｎ２、Ｃ_ｇ２と−Ｃ_ｇ２、Ｃ^ｅ _ｏｕｔ２と−Ｃ^ｅ _ｏｕｔ２を導入している。

図４（Ａ），（Ｂ）におけるキャパシタンスＣ_ｉｎ１，Ｃ_ｉｎ２，−Ｃ^ｅ _ｉｎ１，−Ｃ^ｅ _ｉｎ２及びアドミタンスインバータＪ_１１，Ｊ_２１及びアドミタンスインバータＪ_１１，Ｊ_２１の入力アドミタンスＹ_Ｊ１１，Ｙ_Ｊ２１の関係式は一般にそれぞれ（８）〜（１３）式で表わすことができる。なお、（１２）式で定義し、（１０）式に用いているｗ_０１，ｗ_０２は帯域幅である。

また、図５（Ａ），（Ｂ）におけるアドミタンスインバータＪ^ｍ _１１，Ｊ^ｍ _２１の入力アドミタンスＹ^ｍ _Ｊ１１，Ｙ^ｍ _Ｊ２１はそれぞれ（１４），（１５）式で表わすことができる。

図５（Ａ），（Ｂ）に示す本発明のアンテナ共用器の等価回路を図４（Ａ），（Ｂ）に示す理想的な帯域通過フィルタの等価回路と中心周波数において中心角周波数において等価とするためには（１６）式が成立すれば良い。このため、（１２）〜（１５）式を（１６）に代入することにより、キャパシタ−Ｃ^ｅｍ _ｉｎ１と−Ｃ^ｅｍ _ｉｎ２に対する関係式である（１７），（１８）式が得られる。結果として、Ｊ^ｍ _１１，Ｊ^ｍ _２１はアドミタンスインバータとして動作していることが確認できる。

次に、図５（Ａ），（Ｂ）における１段目の共振器系６６，６７が共振条件を満たす必要があることからアドミタンスインバータ、共振条件及びサセプタンススロープパラメータを求める。図５（Ａ），（Ｂ）において、共振器２３，２９それぞれの入力サセプタンスをＢ^ｍ _ｒ１１，Ｂ^ｍ _ｒ２１とすると、ｆ＝ｆ_０１（ω＝ω_０１）における共振器２３のキャパシタンスＣ^ｅｍ _ｉｎ１，Ｃ_ｇ１により構成される共振器系６６の入力サセプタンスＢ^ｍ _ｉｎ１１，ｆ＝ｆ_０２（ω＝ω_０２）における共振器２９のキャパシタンスＣ^ｅｍ _ｉｎ２，Ｃ_ｇ２より構成される共振器系６７の含めた入力サセプタンスＢ^ｍ _ｉｎ２１は（１９），（２０）式で表わされる。更に、図５（Ａ），（Ｂ）に示す回路中の分布定数線路を用いた共振器２３，２９を図６（Ａ），（Ｂ）に示すような誘導性素子Ｌ_ｒ１１，Ｌ_ｒ２１及び容量性素子Ｃ_ｒ１１，Ｃ_ｒ２１からなる集中定数型ＬＣ並列共振器６８，６９と置き換えることができるように、（２１），（２２）式により定義されるサセプタンススロープパラメータｂ^ｍ _１１，ｂ^ｍ _２１がω＝ω_０１，ω＝ω_０２における集中定数型ＬＣ並列共振器６８，６９の各サセプタンススロープパラメータω_０１Ｃ_ｒ１１，ω_０２Ｃ_ｒ２１と一致する必要があるため、（２３），（２４）式を満たす必要がある。

このように、図４（Ａ），（Ｂ）に示す理想的な送信側帯域通過フィルタと受信側帯域通過フィルタを個別に設計してキャパシタ２２，２４，２６，２８，３０，３２と共振器２３，２５，２９，３１それぞれの素子定数を決定した後、図３（Ａ），（Ｂ）及び図５（Ａ），（Ｂ）に示す入力キャパシタ２２，２８のキャパシタンスＣ^ｅｍ _ｉｎ１，Ｃ^ｅｍ _ｉｎ２と、１段目の共振器２３，２９の片方のスタブの長さｌ^ｍ _１１１，ｌ^ｍ _２１１及び特性インピーダンスＺ^ｍ _１１，Ｚ^ｍ _２１を（３），（４），（１７）〜（２０），（２３），（２４）式を用いて算出することで図３におけるキャパシタ２２，２４，２６，２８，３０，３２と共振器２３，２５，２９，３１それぞれの素子定数を簡単かつ短時間に決定することができる。

つまり、アンテナ２１から見て２段目以降のキャパシタ２４，２６，３０，３２と２段目以降の共振器２５，３１については理想的な送信側帯域通過フィルタと受信側帯域通過フィルタと素子定数が同一であり、共振器の多段化を考えた場合に非常に効率的である。

ここで、図３における反射、透過特性を図７に示し、アイソレーション特性を図８に示す。なお、Ｓ_１１はアンテナ２１における反射係数、Ｓ_２２は送信側帯域通過フィルタの送信ポート２７における反射係数、Ｓ_２１は送信側帯域通過フィルタのアンテナ２１から送信ポート２７への透過係数、Ｓ_３３は受信側帯域通過フィルタの受信ポート３３における反射係数、Ｓ_３１は送信側帯域通過フィルタのアンテナ２１から受信ポート３３への透過係数である。図７中、反射係数Ｓ_１１は反射係数Ｓ_２２と反射係数Ｓ_３３に重なっている。

なお、共振器２３のように無装荷型λ／２共振器では通過帯域の高域側及び低域側に減衰極を形成できないが、無装荷型λ／４共振器では通過帯域の高域側に減衰極を形成できる。

図９は、本発明の分波回路の第１実施形態であるデュプレクサの平面構成図を示す。同図中、入力端子としての誘電体基板７０の下面には下部導体が設けられている。マイクロストリップ線路７１の一端には外部のアンテナ２１が接続される。マイクロストリップ線路７１の他端には結合素子としてのキャパシタ７２，７８の一端が接続されている。

キャパシタ７２の他端は共振器２３としてのマイクロストリップ線路７３の中央部にタップ接続され、マイクロストリップ線路７３の中央部には結合素子としてのキャパシタ７４の一端がタップ接続されている。キャパシタ７４の他端には共振器２５としてのマイクロストリップ線路７５の中央部がタップ接続され、マイクロストリップ線路７５の中央部には結合素子としてのキャパシタ７６の一端が接続され、キャパシタ７６の他端には送信ポート２７としてのマイクロストリップ線路７７の一端が接続されている。上記のキャパシタ７２，７４，７６とマイクロストリップ線路７１，７３，７５，７７で第１の帯域通過フィルタが構成されている。

キャパシタ７８の他端は共振器２９としてのマイクロストリップ線路７９の中央部にタップ接続され、マイクロストリップ線路７９の中央部には結合素子としてのキャパシタ８０の一端がタップ接続されている。キャパシタ８０の他端には共振器３１としてのマイクロストリップ線路８１の中央部がタップ接続され、マイクロストリップ線路８１には結合素子としてのキャパシタ８２の一端が接続され、キャパシタ８２の他端には受信ポート３３としてのマイクロストリップ線路８３の一端が接続されている。上記のキャパシタ７８，８０，８２とマイクロストリップ線路７１，７９，８１，８３で第２の帯域通過フィルタが構成されている。

なお、本実施形態においては、キャパシタ２２，２４，２６，２８，３０，３２を用いるようにしたが、インダクタを用いても良いし、キャパシタとインダクタを組み合わせて用いても良い。

以下に回路構成例を示す。図１０は、結合素子としてインダクタ３４，３５，３６，３７とキャパシタ２４，３０を用い、共振回路としてタップ結合型共振器２３，２５，２９，３１を用いたアンテナ共用器の回路構成図である。図１１は、結合素子としてインダクタ３４，３５とキャパシタ２４，２８，３０，３２を用い、共振回路としてタップ結合型共振器２３，２５，２９，３１を用いたアンテナ共用器の回路構成図である。

また、本実施形態においては、共振回路を共振器２３，２５，２９，３１のみで構成するようにしたが、図１２（Ａ）に示すように結合素子に対してタップ結合される共振器４０及び共振器４０と結合素子との間に直列に接続される分布定数線路４１とにより共振回路（分布定数線路装荷共振回路）を構成しても良い。また、図１２（Ｂ）〜（Ｄ）に示すように共振器４０と結合素子の間にインダクタ４２、またはキャパシタ４３、インダクタ４５及びキャパシタ４４を接続するように構成しても良い。更に、図１２（Ｅ）に示すように、結合素子に対してタップ結合される共振器４０の一端（または両端）を接地しても良い。

図１２（Ａ）の共振回路を用いた場合には、共振器４０がλ／２、λ／４に拘わらず通過帯域の高域側と低域側に減衰極を形成できる。図１２（Ｂ）の共振回路を用いた場合には、共振器４０がλ／２、λ／４に拘わらず通過帯域の高域側に減衰極を形成できる。図１２（Ｃ）の共振回路を用いた場合には、共振器４０がλ／２、λ／４に拘わらず通過帯域の低域側に減衰極を形成できる。図１２（Ｄ）の共振回路を用いた場合には、共振器４０がλ／２、λ／４に拘わらず通過帯域の低域側と高域側に減衰極を形成できる。図１２（Ｅ）の共振回路を用いた場合には、共振器４０がλ／２、λ／４に拘わらず通過帯域の高域側または低域側に１つだけ減衰極を形成できる。

図１３は、本発明の分波回路の第２実施形態であるトリプレクサの平面構成図を示す。同図中、入力端子としての誘電体基板９０の下面には下部導体が設けられている。マイクロストリップ線路９１の一端には例えば外部のアンテナが接続される。マイクロストリップ線路９１の他端にはキャパシタ９２，９８，１０４の一端が接続されている。

キャパシタ９２の他端は共振器としてのマイクロストリップ線路９３の中央部にタップ接続され、マイクロストリップ線路９３には結合素子としてのキャパシタ９４の一端が接続されている。キャパシタ９４の他端には共振器としてのマイクロストリップ線路９５の中央部が接続され、マイクロストリップ線路９５には結合素子としてのキャパシタ９６の一端が接続され、キャパシタ９６の他端には例えば第１の受信ポートとしてのマイクロストリップ線路９７が接続されている。上記のキャパシタ９２，９４，９６とマイクロストリップ線路９１，９３，９５，９７で第３の帯域通過フィルタが構成されている。

キャパシタ９８の他端は共振器としてのマイクロストリップ線路９９の中央部にタップ接続され、マイクロストリップ線路９９には結合素子としてのキャパシタ８０の一端が接続されている。キャパシタ８０の他端には共振器としてのマイクロストリップ線路８１の中央部がタップ接続され、マイクロストリップ線路８１には結合素子としてのキャパシタ８２の一端が接続され、キャパシタ８２の他端には例えば第２の受信ポートとしてのマイクロストリップ線路８３が接続されている。上記のキャパシタ９２，９４，９６とマイクロストリップ線路９１，９３，９５，９７で第４の帯域通過フィルタが構成されている。

キャパシタ１０４の他端は共振器としてのマイクロストリップ線路１０５の中央部にタップ接続され、マイクロストリップ線路１０５には結合素子としてのキャパシタ１０６の一端が接続されている。キャパシタ１０６の他端には例えば第３の受信ポートとしてのマイクロストリップ線路１０７の中央部にタップ接続されている。上記のキャパシタ１０４，１０６とマイクロストリップ線路９１，１０５，１０７で第５の帯域通過フィルタが構成されている。

上記のトリプレクサは、外部のアンテナで受信した信号を互いに通過帯域の異なる第１〜第３の帯域通過フィルタそれぞれで周波数選択を行って、第１〜第３の受信ポートからそれぞれの後続回路に出力することができる。

なお、本実施形態においては線路をマイクロストリップ線路で構成するようにしたが、これに限定するものではなく、他にコプレーナ線路、ストリップ線路、同軸線路等で構成するようにしてもよい。

図１４は、本発明の分波回路の第２実施形態であるトリプレクサの原理図を示す。同図中、アンテナ２００には、送信側帯域通過フィルタ３００及び受信側帯域通過フィルタ７００，８００がインピーダンスマッチングを行うための分布定数線路を介することなく、直接接続されている。

帯域通過フィルタ３００は、結合素子としてのキャパシタ３０１〜３０４と、共振回路としての共振器３０５〜３０７により構成され、帯域通過フィルタ７００は、結合素子としてのキャパシタ７０１〜７０４と、共振回路としての共振器７０５〜７０７により構成され、帯域通過フィルタ８００は、結合素子としてのキャパシタ８０１〜８０４と、共振回路としての共振器８０５〜８０７により構成されている。ここで、送信側帯域通過フィルタ３００の中心周波数はｆ_０１とし、受信側帯域通過フィルタ７００，８００の中心周波数はｆ_０２，ｆ_０３とする。

以下、本実施形態によるアンテナ共振器の設計方法について説明する。まず、キャパシタ３０２，３０３，７０２，７０３，８０２，８０３のキャパシタンスＣ_ｇ１１，Ｃ_ｇ１２，Ｃ_ｇ２１Ｃ_ｇ１２，Ｃ_ｇ１１，Ｃ_ｇ１２，、共振器３０６，３０７，７０６，７０７，８０６，８０７の特性インピーダンスＺ_１２，Ｚ_２３，Ｚ_２２，Ｚ_２３，Ｚ_３２，Ｚ_３３，位相定数β_１２，β_２３，β_２２，β_２３，β_３２，β_３３，スタブの長さｌ_１２１，ｌ_１２２，ｌ_１３１，ｌ_１３２，ｌ_２２１，ｌ_２２２，ｌ_２３１，ｌ_２３２，ｌ_３２１，ｌ_３２２，ｌ_３３１，ｌ_３３２、並びに共振器３０５，７０５，８０５のスタブの長さｌ_１１２，ｌ_２１２，ｌ_３１２について送信側帯域通過フィルタ３００及び受信側帯域通過フィルタ７００，８００として所望のフィルタ特性が得られるように設計する。

次に、中心周波数ｆ_０１においては、キャパシタ７０１と共振器７０５の接続点及びキャパシタ８０１と共振器８０５の接続点が接地状態となり、受信ポートに送信信号成分が漏れないように設計し、中心周波数ｆ_０２においてはキャパシタ３０１と共振器３０５の接続点及びキャパシタ８０１と共振器８０５の接続点が接地状態となり、中心周波数ｆ_０３においてはキャパシタ３０１と共振器３０５の接続点及びキャパシタ７０１と共振器７０５の接続点が接地状態となり、送信ポートに受信信号成分が漏れないように設計する。

キャパシタ３０１，７０１，８０１、共振器３０５，７０５，８０５のキャパシタンスＣ^ｍ _ｉｎ１，Ｃ^ｍ _ｉｎ２，Ｃ^ｍ _ｉｎ３、特性インピーダンスＺ^ｍ _１１，Ｚ^ｍ _２１，Ｚ^ｍ _３１，位相定数β^ｍ _１１，β^ｍ _２１，β^ｍ _３１，スタブの長さｌ^ｍ _１１１，ｌ^ｍ _１１２，ｌ^ｍ _２１１，ｌ^ｍ _２１２，ｌ^ｍ _３１１，ｌ_３１２を送信側帯域通過フィルタ３００及び受信側帯域通過フィルタ７００，８００について、インピーダンスマッチングがとれるように導出する。

アンテナ２００のコンダクタンスをＧとすると、アンテナ２００から見た周波数ｆ_０１でのアドミタンスＹ_ｉｎ１について、（２４）式の条件、即ち、（２５）式が成立するとき、インピーダンスの整合が得られる。図１５（Ａ）に周波数ｆ_０１における送信側帯域通過フィルタ３００の等価回路を示す。

また、アンテナ２００から見た周波数ｆ_０２でのアドミタンスＹ_ｉｎ２について（２６）式の条件、即ち、（２７）式が成立するとき、インピーダンスの整合が得られる。図１５（Ｂ）に周波数ｆ_０２における受信側帯域通過フィルタ７００の等価回路を示す。

また、アンテナ２００から見た周波数ｆ_０３でのアドミタンスＹ_ｉｎ３について（２８）式の条件、即ち、（２９）式が成立するとき、インピーダンスの整合が得られる。図１５（Ｃ）に周波数ｆ_０３における受信側帯域通過フィルタ８００の等価回路を示す。但し、Ｒｅ［］は括弧内の実部、Ｉｍ［］は括弧内の虚部を表わす。

次に、キャパシタンスＣ^ｍ _ｉｎ１，Ｃ^ｍ _ｉｎ２，Ｃ^ｍ _ｉｎ３を導出するために、アドミタンスインバータＪ_１１，Ｊ_２１，Ｊ_３１を用いた等価回路を図１６（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）に示す。

図１６（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）では、アドミタンスインバータＪ_１１を生成するために、第１，第２の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンスＣ^ｅｍ _ｉｎ１と−Ｃ^ｅｍ _ｉｎ１を導入し、アドミタンスインバータＪ_２１を生成するために、第１，第２の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンスＣ^ｅｍ _ｉｎ２と−Ｃ^ｅｍ _ｉｎ２を導入し、アドミタンスインバータＪ_３１を生成するために、第１，第２の仮想結合素子に相当する正負のキャパシタンスＣ^ｅｍ _ｉｎ３と−Ｃ^ｅｍ _ｉｎ３を導入している。

図１６（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）において、入力容量、負性素子及びアドミタンスインバータの関係式は（３０），（３１），（３２）で表わすことができる。

また、図１６（Ａ），（Ｂ），（Ｃ）において、入力アドミタンスＹ^ｍ _ｊ１１，Ｙ^ｍ _ｊ２１，Ｙ^ｍ _ｊ３１とすると、（３３）〜（３８）式が示される。更に、（３９）式が成立するとき、すなわち、（３３）〜（３８）式を（３９）式に代入することにより、負性素子−Ｃ^ｅｍ _ｉｎ１，−Ｃ^ｅｍ _ｉｎ２，−Ｃ^ｅｍ _ｉｎ３に対する関係式を導出することができる。この結果、図１６において、アドミタンスインバータＪ_１１，Ｊ_２１，Ｊ_３１はインバータ回路として動作していることが確認できる。

次に、図１６（Ａ）〜（Ｃ）において、共振器３０５，７０５，８０５それぞれの入力サセプタンスをＢ^ｍ _ｒ１１，Ｂ^ｍ _ｒ２１，Ｂ^ｍ _ｒ３１とすると、ｆ＝ｆ_０１（ω＝ω_０１）における共振器３０５の入力サセプタンスＢ^ｍ _ｉｎ１１，ｆ＝ｆ_０２（ω＝ω_０２）における共振器７０５の入力サセプタンスＢ^ｍ _ｉｎ２１，，ｆ＝ｆ_０３（ω＝ω_０３）における共振器８０５の入力サセプタンスＢ^ｍ _ｉｎ３１は（４０），（４２），（４４）式で表わされる。更に、サセプタンススロープパラメータｂ^ｍ _１１，ｂ^ｍ _２１，ｂ^ｍ _３１はω＝ω_０１，ω＝ω_０２，ω＝ω_０３における集中定数型ＬＣ並列共振器の各サセプタンススロープパラメータω_０１Ｃ_ｒ１，ω_０２Ｃ_ｒ２，ω_０３Ｃ_ｒ３と一致するには、（４１），（４３），（４５）式を満たす必要がある。

図１４に示すトリプレクサについて、上記の設計手法により算出した帯域通過フィルタ３００（ＢＰＦ１），７００（ＢＰＦ２），８００（ＢＰＦ３）の各容量性素子及び各共振器の素子値を表１に示す。図１７は表１に示す値を用いて行ったシミュレーションによる伝送及び反射特性を示し、図１８は上記シミュレーションによる通過帯域特性を示し、図１９は上記シミュレーションによる広帯域伝送特性を示し、図２０は上記シミュレーションによるアイソレーション特性を示す。

ここで、Ｓ_１１はアンテナ２００における反射係数、Ｓ_２２は送信側帯域通過フィルタ３００のポート３０８における反射係数、Ｓ_２１は送信側帯域通過フィルタ７００のアンテナ２００からポート３０８への透過係数、Ｓ_３３は受信側帯域通過フィルタ７００のポート７０８における反射係数、Ｓ_３１は送信側帯域通過フィルタ７００のアンテナ２００からポート７０８への透過係数、Ｓ_４４は受信側帯域通過フィルタ８００のポート８０８における反射係数、Ｓ_４１は送信側帯域通過フィルタ８００のアンテナ２００からポート８０８への透過係数である。また、Ｓ_２３は送信側帯域通過フィルタ３００と受信側帯域通過フィルタ７００との間の相互干渉係数、Ｓ_２４は送信側帯域通過フィルタ３００と受信側帯域通過フィルタ８００との間の相互干渉係数、Ｓ_３４は受信側帯域通過フィルタ７００と受信側帯域通過フィルタ８００との間の相互干渉係数である。

なお、シミュレーションは表１に示す値で行ったが、実現するには例えば小数点第３位を四捨五入して第２位までとすればよい。この場合、図１７の反射特性が若干悪くなるが実用的な観点から問題はない。

図１７及び図１８から、各通過帯域において、所望の特性が得られていることを確認できる。更に、図２０に示す結果から各中心周波数ｆ_０１，ｆ_０２，ｆ_０３に減衰極を配置した効果により高いアイソレーション特性が実現できていることを確認できた。

［その他］
なお、本国際出願は、２００５年 ９月 ５日に出願した日本国特許出願２００５−２５７１８６号に基づく優先権を主張するものであり、同日本国出願の全内容を本国際出願に参照により援用する。

Claims (6)

1. 結合素子と前記結合素子に対してタップ型に結合された共振回路とを有するユニットを１段以上備えてなり、互いに異なる周波数帯域の信号を通過させる帯域通過フィルタを２以上有し、
   前記各帯域通過フィルタの一端が共通のポートに直接接続され、
   前記各帯域通過フィルタの前記ポートに最も近い１段目の前記結合素子及び前記共振回路は、共振手段としての機能に加え、前記各帯域通過フィルタのインピーダンスマッチング手段としての機能をそれぞれ具備することを特徴とする分波回路。
2. 前記１段目の各結合素子の値及び前記１段目の各共振回路のインピーダンス、結合位置、位相定数が、前記各帯域通過フィルタにおける信号の通過帯域がそれぞれ所望の周波数になるように、選択されていることにより、前記１段目の各結合素子及び前記１段目の各共振回路は、共振手段としての機能に加え、前記各帯域通過フィルタのインピーダンスマッチング手段としての機能をそれぞれ具備することを特徴とする請求項１に記載の分波回路。
3. 前記各帯域通過フィルタは、各中心周波数において、
   所要の帯域通過フィルタに信号を通過させる際に、他の帯域通過フィルタにおける前記共振回路の接点が短絡状態となって、前記所要の帯域通過フィルタのボート側から見たアドミタンスが所望値となり、
   前記短絡状態で、前記結合素子に対応する第１の仮想結合素子を考え、前記所要の帯域通過フィルタについて、当該所要の帯域通過フィルタの前記結合素子、当該所要の帯域通過フィルタに影響を与える前記他の帯域通過フィルタの前記結合素子及び前記第１の仮想結合素子について前記ポート側から見たアドミタンスが所望値となり、
   前記第１の仮想結合素子と対をなす第２の仮想結合素子を考え、前記共振回路と前記第２の仮想結合素子とを含む回路系が所望の中心周波数で共振条件を満たすと共に、
   前記共振回路と前記第２の仮想結合素子とを含んだ部分のサセプタンススロープパラメータが、前記共振回路に対応する集中定数素子型共振回路のサセプタンススロープパラメータと一致するように、
   設計したことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の分波回路。
4. 前記複数の帯域通過フィルタは、送信信号を通過させる送信側帯域通過フィルタと受信信号を通過させる受信側帯域通過フィルタであり、
   前記ポートをアンテナに接続したことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の分波回路。
5. 一の帯域通過フィルタの前記共振回路における一方のスタブの長さを他の帯域通過フィルタの通過帯域周波数に対応した減衰極を生成するように設計したことを特徴とする請求項２乃至請求項４のいずれか１項に記載の分波回路。
6. 各々少なくとも結合素子と前記結合素子に対してタップ型に結合された共振回路とを備え、互いに異なる周波数帯域の信号を通過させる２以上の帯域通過フィルタの一端を共通のポートに直接接続し、
   前記各帯域通過フィルタは、各中心周波数において、
   所要の帯域通過フィルタに信号を通過させる際に、他の帯域通過フィルタにおける前記共振回路の接点が短絡状態となって、前記所要の帯域通過フィルタのポート側から見たアドミタンスが所望値となり、
   前記短絡状態で、前記結合素子に対応する第１の仮想結合素子を考え、前記所要の帯域通過フィルタについて、当該所要の帯域通過フィルタの前記結合素子、当該所要の帯域通過フィルタに影響を与える前記他の帯域通過フィルタの前記結合素子及び前記第１の仮想結合素子について前記ポート側から見たアドミタンスが所望値となり、
   前記第１の仮想結合素子と対をなす第２の仮想結合素子を考え、前記共振回路と前記第２の仮想結合素子とを含んだ部分が所望の中心周波数で共振条件を満たすと共に、
   前記共振回路と前記第２の仮想結合素子とを含んだ部分のサセプタンススロープパラメータが、前記共振回路に対応する集中定数素子型共振回路のサセプタンススロープパラメータと一致するように、
   設計したことを特徴とする分波回路の設計方法。

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