JP7190926B2 - 帯域阻止フィルタ - Google Patents

Description

この発明は帯域内の所望波を減衰させることなく通過させ、帯域外の不要波を著しく抑圧するとともに、広帯域にわたって良好な反射特性を有する帯域阻止フィルタに関するものである。

レーダ機器、通信機器、観測機器等のＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）機器では所望波以外の帯域外の不要波の進入を防いだり、あるいは、これらの機器の内部で発生した高調波又は混変調歪成分等の不要波が機器外部へ漏洩するのを防ぐために帯域阻止フィルタが用いられる。
このような帯域阻止フィルタとしてインダクタとキャパシタとの集中定数素子からなるものがあり、帯域内の所望波帯では良好な反射特性を維持し、帯域外の不要波帯ではほぼ全反射となるよう設計される。このため、帯域内の所望波は減衰させること無く通過し、帯域外の不要波は著しく抑圧される（例えば特許文献１参照）。

特開２０１６－１６３２８２号公報

このような帯域阻止フィルタをＲＦ機器に適用するには、帯域阻止フィルタの入出力部にＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ），ＨＥＭＴ（Ｈｉｇｈ ＥｌｅｃｔｒｏｎＭｏｂｉｌｉｔｙ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のアクティブデバイスを用いたモジュールが接続される場合がある。通常、モジュールは帯域内では良好な反射特性となるよう設計されるが、帯域外では必ずしも良好な反射特性とは限らず、全反射に近い場合が多い。

このような場合、不要波帯で帯域阻止フィルタとモジュール間で大きな多重反射が生じ、モジュールが発振、あるいは、不安定動作する課題があった。また、不要波帯における帯域阻止フィルタの減衰特性も著しく劣化し、レベルの高い不要波がＲＦ機器に進入することによるＲＦ機器の劣化、あるいは、ＲＦ機器内で発生した不要波がＲＦ機器外へ漏洩する課題もあった。

この発明の帯域阻止フィルタは、
入力端子と出力端子との間に直列接続された２つの第１の抵抗と第１の共振回路との並列回路と、
上記２つの第１の抵抗の接続部に一端が接続された第２の抵抗と上記第２の抵抗の他端に一端が接続され他端が接地された第２の共振回路との直列回路と
を備えた帯域阻止フィルタであって、
不要波帯の周波数では、
上記並列回路は、第１の抵抗のみとみなすことができ、
上記直列回路は、第２の抵抗のみとみなすことができ、
所望波帯の周波数では、
上記第１の抵抗は、第１の共振回路により短絡され、
上記第２の抵抗の他端は、第２の共振回路により開放となる。

この発明の帯域阻止フィルタによれば、不要波帯の周波数では、第１の抵抗と第２の抵抗からなるＴ形減衰器が入力端子と出力端子との間に接続されたものとみなすことができる。このため、所望波帯では低損失、不要波帯ではＴ形減衰器で決まる大きな減衰特性を維持しつつ、所望波帯から不要波帯に至る広帯域に渡って良好な反射特性を得ることができる。

この発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタの構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタの簡易的な等価回路を示す図である。 この発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタの設計例を示す図である。 この発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタの他の設計例を示す図である。 この発明の実施の形態１による帯域阻止フィルタの他の実施例の構成を示す図である。 この発明の実施の形態２による帯域阻止フィルタの構成を示す図である。 この発明の実施の形態２による帯域阻止フィルタの簡易的な等価回路を示す図である。 この発明の実施の形態２による帯域阻止フィルタの設計例を示す図である。 この発明の実施の形態２による帯域阻止フィルタの他の実施例の構成を示す図である。 この発明の実施の形態３による帯域阻止フィルタの構成を示す図である。 この発明の実施の形態３による帯域阻止フィルタの簡易的な等価回路を示す図である。 この発明の実施の形態３による帯域阻止フィルタの設計例を示す図である。 この発明の実施の形態３による帯域阻止フィルタの計算例を示す図である。 この発明の実施の形態３による帯域阻止フィルタの他の実施例の構成を示す図である。 この発明の実施の形態４による帯域阻止フィルタの構成を示す図である。 この発明の実施の形態４による帯域阻止フィルタの簡易的な等価回路を示す図である。 この発明の実施の形態４による帯域阻止フィルタの設計例を示す図である。 この発明の実施の形態４による帯域阻止フィルタの計算例を示す図である。 この発明の実施の形態４による帯域阻止フィルタの他の実施例の構成を示す図である。

＊＊＊用語の定義＊＊＊
不要波帯＝不要波の周波数帯域。帯域阻止フィルタで阻止したい帯域。
所望波帯＝所望波の周波数帯域。帯域阻止フィルタで阻止したくない帯域。
Ｒ１、Ｒ２＝抵抗値
Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４＝インダクタンス
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４＝キャパシタンス

実施の形態１．
以下、図を用いてこの実施の形態に係る実施の形態１について説明する。
図１は実施の形態１による帯域阻止フィルタの構成を示す図である。
この帯域阻止フィルタは入力端子１０と出力端子１１間に、直列接続された２つの第１の抵抗１に並列接続された第１の共振回路６との並列回路２０を装荷し、２つの第１の抵抗１の接続部には第２の抵抗２の一端を接続するとともに、第２の抵抗２の他端を第２の共振回路９で接地したものである。第２の抵抗２と第２の共振回路９とで直列回路３０が形成されている。
第１の共振回路６は第１のインダクタ４と第１のキャパシタ５との並列回路で構成され、また、第２の共振回路９は第２のインダクタ７と第２のキャパシタ８との直列回路で構成さている。さらに、２つの第１の抵抗１と１つの第２の抵抗２とでＴ形減衰器３が形成されている。
ここで、第１の抵抗１および第２の抵抗２はそれぞれＲ１、Ｒ２に選ばれ、また、第１のインダクタ４、第１のキャパシタ５、第２のインダクタ７および第２のキャパシタ８はそれぞれＬ１、Ｃ１、Ｌ２、Ｃ２に選ばれている。

図２は実施の形態１による帯域阻止フィルタの簡易的な等価回路である。
第１の共振回路６の並列共振周波数を不要波帯の周波数Ｆｒに選んだ場合、Ｆｒでは第１の抵抗１と第１の共振回路６との並列回路２０は第１の抵抗１のみと見なすことができる。
同様に、第２の共振回路９の直列共振周波数を不要波帯の周波数Ｆｒに選んだ場合、Ｆｒでは第２の抵抗２と第２の共振回路９との直列回路３０は第２の抵抗２のみと見なすことができる。このため、入力端子１０と出力端子１１間にＴ形減衰器３が装荷されたものと見なすことができる。
一方、不要波帯から十分離れた所望波帯の周波数Ｆ０ではＦ０＜ＦｒかＦ０＞Ｆｒかに係らず第１の共振回路６は低インピーダンスとなり、第１の抵抗１は短絡される。また、第２の共振回路９は高インピーダンスとなるため、第２の抵抗２の他端は開放となる。従って、Ｆ０では入力端子１０と出力端子１１間はスルーと見なすことができる。
以下、Ｒ１、Ｒ２、Ｌ１、Ｃ１、Ｌ２およびＣ２の算出法について示す。

ここでＴ形減衰器３を構成するＲ１、Ｒ２と減衰量Ｋとの関係は数式１で求めることができる。

［数式１］
Ｒ１＝Ｚ０＊（Ｋ－１）／（Ｋ＋１）
Ｒ２＝２＊Ｋ＊Ｚ０／（Ｋ＊Ｋ－１）

この式においてＺ０は電源インピーダンスあるいは負荷インピーダンスで、通常、５０Ωである。
このようにＲ１、Ｒ２を選ぶことにより、周波数に関係なく、広帯域にわたって減衰量Ｋを有し、良好な反射特性のＴ形減衰器が得られる。

また、第１の共振回路６のＬ１、Ｃ１、第２の共振回路９のＬ２、Ｃ２との関係は数式２で求まる。ここでωｒは角周波数で、ωｒ＝２πＦｒの関係になる。

［数式２］
ωｒ＊ωｒ＊Ｌ１＊Ｃ１＝１
ωｒ＊ωｒ＊Ｌ２＊Ｃ２＝１

このように、第１の共振回路６と第２の共振回路９との共振周波数を不要波帯に選ぶことにより、不要波帯から十分離れた所望波帯では低損失、不要波帯ではＴ形減衰器で決まる大きな減衰量Ｋが得られ、しかも所望波帯から不要波帯にわたって反射特性の良好な帯域阻止フィルタが得られる。

図３は実施の形態１による帯域阻止フィルタの設計例である。ここでは第１の共振回路６は不要波帯の周波数Ｆｒ＝３００ＭＨｚで並列共振するように、Ｌ１＝５．２ｎＨ、Ｃ１＝５４ｐＦに選び、また、第２の共振回路９は３００ＭＨｚで直列共振するように、Ｌ２＝１７０ｎＨ、Ｃ２＝１．６５ｐＦに選び、さらに、減衰量が３０ｄＢとなるように、Ｒ１＝４７Ω、Ｒ２＝３．２Ωに選んだ場合である。

図３に示すように、この実施の形態の帯域阻止フィルタはＦｒよりも十分低い所望波帯Ｆ０＝１００ＭＨｚにおける減衰量はほぼ０ｄＢ、不要波帯の３００ＭＨｚではＴ形減衰器３の減衰量と同じ約３０ｄＢの減衰量が得られ、しかも周波数０～６００ＭＨｚの広帯域にわたって約２５ｄＢ以上の良好な反射特性（リターンロス特性）が得られる。
また、所望波帯をＦｒよりも十分高い、例えばＦ０＝５００ＭＨｚに選んでも減衰量はほぼ０ｄＢとなる。

＊＊＊他の設計例＊＊＊
図４は実施の形態１による帯域阻止フィルタの他の設計例である。
ここでは図３に示した帯域阻止フィルタに、Ｆｒ＝４００ＭＨｚを有する他の帯域阻止フィルタを縦続接続した場合である。縦続接続した帯域阻止フィルタは不要波帯の周波数Ｆｒ＝４００ＭＨｚで並列共振するように、Ｌ１＝３．２ｎＨ、Ｃ１＝４１ｐＦに選び、また、第２の共振回路９は４００ＭＨｚで直列共振するように、Ｌ２＝１２８ｎＨ、Ｃ２＝１．２４ｐＦに選び、さらに、減衰量が３０ｄＢとなるように、Ｒ１＝４７Ω、Ｒ２＝３．２Ωに選んだ場合である。
図４に示すように、この実施の形態の帯域阻止フィルタはＦｒよりも十分低い所望波帯Ｆ０＝１００ＭＨｚにおける減衰量はほぼ０ｄＢ、不要波帯の３００ＭＨｚおよび４００ＭＨｚではそれぞれ３０ｄＢの減衰量が得られ、しかも周波数０～６００ＭＨｚの広帯域にわたって約２４ｄＢ以上の良好な反射特性が得られる。
このように、この帯域阻止フィルタを複数個縦続接続した場合であっても、個々の帯域阻止フィルタの反射特性が良好であるため、個々の帯域阻止フィルタの減衰特性が維持され、所望波帯に影響を与えること無く、複数の不要波を同時に抑圧することができる。

＊＊＊他の実施例＊＊＊
図５は実施の形態１による帯域阻止フィルタの他の実施例の構成を示す図である。
なお、同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
この帯域阻止フィルタは個々の第１の抵抗１にそれぞれ第１の共振回路６を並列接続したものである。このように構成した場合であっても、所望波帯および不要波帯での等価回路は図２のものと同じになる。このため、この帯域阻止フィルタでも所望波帯で低損失化を図ることができ、不要波帯では大きな減衰量が得られるとともに、広帯域にわたって良好な反射特性が得られる。

＊＊＊実施の形態１の特徴＊＊＊
この実施の形態の帯域阻止フィルタは入力端子と出力端子間に、直列接続された２つの第１の抵抗を装荷し、それぞれの第１の抵抗あるいは直列接続された２つの第１の抵抗には第１の共振回路を並列接続する。また、２つの第１の抵抗の接続部には第２の抵抗の一端を接続するとともに、第２の抵抗の他端を第２の共振回路で接地する。第１の共振回路は第１のインダクタと第１のキャパシタとの並列回路、また、第２の共振回路は第２のインダクタと第２のキャパシタとの直列回路から成り、第１の共振回路は不要波帯で並列共振、第２の共振回路は不要波帯で直列共振する。

＊＊＊実施の形態１の効果＊＊＊
この実施の形態の帯域阻止フィルタによれば所望波帯が不要波帯と十分離れている場合、所望波帯では第１の共振回路は短絡に近い低インピーダンスに、また、第２の共振回路は開放に近い高インピーダンスになるため、入力端子と出力端子間は近似的にスルーと見なすことができる。
一方、不要波帯では第１の共振回路は高インピーダンスに、また、第２の共振回路は低インピーダンスになるため、第１の抵抗と第２の抵抗とからなるＴ形減衰器が入力端子と出力端子間に装荷されたものと見なすことができる。
このため、所望波帯では低損失、不要波帯ではＴ形減衰器で決まる大きな減衰特性を維持しつつ、所望波帯から不要波帯に至る広帯域に渡って良好な反射特性を得ることができる。
このような帯域阻止フィルタをＲＦ機器に適用した場合、不要波帯での帯域阻止フィルタとモジュール間で発生する大きな多重反射を著しく抑圧することができ、モジュールの不安定動作、帯域阻止フィルタの減衰量の劣化を防ぐことができる。
従って、帯域外の不要波帯における高レベルな不要波の進入によるＲＦ機器の特性劣化、あるいは、ＲＦ機器内で発生した不要波のＲＦ機器外への漏洩を防ぐことができる効果がある。

実施の形態２．
実施の形態２では、前述した実施の形態と異なる点について説明する。
図６は実施の形態２による帯域阻止フィルタの構成を示す図である。
なお、同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
この帯域阻止フィルタは入力端子１０と出力端子１１間に、第１の抵抗１と第１の共振回路６との並列回路２０を装荷し、第１の共振回路６の両端には第２の抵抗２の一端をそれぞれ接続するとともに、それぞれの第２の抵抗２の他端をまとめて１つの第２の共振回路９で接地したものである。第２の抵抗２と第２の共振回路９とで直列回路３０が形成されている。
この実施の形態の帯域阻止フィルタは図１に示したＴ形減衰器３の代わりにπ形減衰器１２を用いているもので、第１の共振回路６および第２の共振回路９は図１に示す実施の形態１のものと同じである。

図７は実施の形態２による帯域阻止フィルタの簡易的な等価回路である。
実施の形態１と同様に、第１の共振回路６の並列共振周波数を不要波帯の周波数Ｆｒに選んだ場合、Ｆｒでは第１の抵抗１と第１の共振回路６との並列回路２０は第１の抵抗１のみと見なすことができる。また、第２の共振回路９の直列共振周波数を不要波帯の周波数Ｆｒに選んだ場合、Ｆｒでは第２の抵抗２と第２の共振回路９との直列回路３０は第２の抵抗２のみと見なすことができる。このため、入力端子１０と出力端子１１間にはπ形減衰器１２が装荷されたものと見なすことができる。
一方、Ｆｒから十分離れた所望波帯の周波数Ｆ０では第１の共振回路６は低インピーダンスとなるため、第１の抵抗１は短絡される。また、第２の共振回路９は高インピーダンスとなるため、第２の抵抗２の他端は開放となる。従って、Ｆ０では入力端子１０と出力端子１１間はスルーと見なすことができる。

ここでπ形減衰器を構成するＲ１、Ｒ２と減衰量Ｋとの関係は数式３で求めることができる。

［数式３］
Ｒ１＝２＊Ｚ０＊Ｚ０＊Ｒ２／（（Ｒ２＊Ｒ２）－（Ｚ０＊Ｚ０））
Ｒ２＝Ｚ０＊（Ｋ＋１）／（Ｋ－１）

この式においても数式１と同様に、Ｚ０は電源インピーダンスあるいは負荷インピーダンスで、通常、５０Ωである。このようにＲ１、Ｒ２を選ぶことにより、周波数に関係なく広帯域にわたって減衰量Ｋを有し、かつ、良好な反射特性のπ形減衰器が得られる。

図８は実施の形態２による帯域通過フィルタの設計例である。ここでは実施の形態１と同様に、第１の共振回路６および第２の共振回路９の共振周波数がそれぞれ３００ＭＨｚとなるようにＬ１＝５．２ｎＨ、Ｃ１＝５４ｐＦ、Ｌ２＝１７０ｎＨ、Ｃ２＝１．６５ｐＦに選び、また、減衰量が３０ｄＢとなるように、Ｒ１＝７８２Ω、Ｒ２＝５３．３Ωに選んである。
この図に示すように、この実施の形態の帯域阻止フィルタはＦｒよりも十分低い所望波帯Ｆ０＝１００ＭＨｚにおける減衰量はほぼ０ｄＢ、不要波帯の３００ＭＨｚではπ形減衰器１２の減衰量と同じ約３０ｄＢの減衰量が得られ、しかも周波数０～６００ＭＨｚの広帯域にわたって約２５ｄＢ以上の良好な反射特性（リターンロス特性）が得られる。これらの特性は図３に示した実施の形態１のものと同じである。

この実施の形態の帯域阻止フィルタに用いるπ形減衰器１２と実施の形態１のＴ形減衰器３を比較すると、同じ３０ｄＢの減衰量を得るためには第１の抵抗１は４７Ω→７８２Ω、第２の抵抗２は３．２Ω→５３．３Ωと、Ｔ形減衰器３を用いるよりはπ形減衰器１２を用いる方が１０倍以上の高抵抗で実現できる。
従って、これらを選択して帯域阻止フィルタを構成することにより、設計の自由度が増える利点がある。

＊＊＊他の実施例＊＊＊
図９は実施の形態２による帯域阻止フィルタの他の実施例の構成を示す図である。
なお、同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
この帯域阻止フィルタは個々の第２の抵抗２の他端にそれぞれ第２の共振回路９を直列接続したものである。このように構成した場合であっても、所望波帯および不要波帯での等価回路は図７のものと同じになる。このため、この帯域阻止フィルタでも所望波帯で低損失化を図ることができ、不要波帯では大きな減衰量が得られるとともに、広帯域にわたって良好な反射特性が得られる。

＊＊＊実施の形態２の特徴＊＊＊
この実施の形態の帯域阻止フィルタは入力端子と出力端子間に、第１の抵抗と第１の共振回路との並列回路２０を装荷し、この第１の共振回路の両端にはそれぞれ第２の抵抗の一端を接続するとともに、第２の抵抗の他端をそれぞれ第２の共振回路で接地するか、あるいは、まとめて１つの第２の共振回路で接地する。第１の共振回路は第１のインダクタと第１のキャパシタとの並列回路、第２の共振回路は第２のインダクタと第２のキャパシタとの直列回路からそれぞれ成り、第１の共振回路は不要波帯で並列共振するとともに、第２の共振回路は不要波帯で直列共振する。

＊＊＊実施の形態２の効果＊＊＊
この実施の形態の帯域阻止フィルタによれば所望波帯が不要波帯と十分離れている場合、所望波帯では第１の共振回路で短絡に近い低インピーダンスに、また、第２の共振回路は開放に近い高インピーダンスに保たれる。このため、所望波帯では入力端子と出力端子間は近似的にスルーと見なすことができる。
一方、不要波帯では第１の共振回路は高インピーダンス、逆に第２の共振回路は低インピーダンスとなるため、第１の抵抗と第２の抵抗とからなるπ形減衰器が入力端子と出力端子間に装荷されたものと見なすことができる。
このため、所望波では低損失、不要波帯ではπ形減衰器で決まる大きな減衰特性を維持しつつ、所望波帯から不要波帯に至る広帯域に渡って良好な反射特性を得ることができる。
このような帯域阻止フィルタをＲＦ機器に適用した場合、不要波で発生する大きな多重反射を著しく抑圧することができ、不要波帯でのモジュールの不安定動作、帯域阻止フィルタの減衰量の劣化を防ぐことができる。
また、不要波帯で同一減衰量を得るための第１の抵抗および第２の抵抗の値はＴ形減衰器を構成する第１の抵抗および第２の抵抗の値に比べ約１０倍となり、これらを選択して帯域阻止フィルタを構成することにより、設計の自由度が増える効果もある。

実施の形態３．
実施の形態３では、前述した実施の形態と異なる点について説明する。

実施の形態１と実施の形態２では第１の共振回路６および第２の共振回路９の影響が無視できる所望波帯と不要波帯とが十分離れている場合に有効である。しかし、実際のＲＦ機器では所望波帯と不要波帯が近い場合がある。このような場合、第１の共振回路６および第２の共振回路９の影響が無視できなくなり所望波帯の損失が増加してしまう。
以下、所望波帯と不要波帯が近い場合においても所望波帯の損失の増加を抑圧し、良好な特性が得られる帯域阻止フィルタについて示す。

図１０は実施の形態３による帯域阻止フィルタの実施例の構成を示す図である。
なお、同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
この帯域阻止フィルタは直列接続された２つの第１の抵抗１の両端に１つの第１の共振回路６を並列接続し、また、これらの第１の抵抗１の接続部に第２の抵抗２の一端を接続するとともに、２つの第２の抵抗２の他端をまとめて１つの第２の共振回路９で終端する構成のものである。
第１の共振回路６は第１のインダクタ４と第１のキャパシタ５との並列回路に、直列接続された第３のキャパシタ１３で構成され、また、第２の共振回路９は第２のインダクタ７と第２のキャパシタ８との直列回路に並列接続された第３のインダクタ１４で構成されている。
ここで、第３のキャパシタ１３および第３のインダクタ１４はそれぞれＣ３、Ｌ３に選ばれている。

ここで、所望波帯の角周波数をω０（＝２πＦ０）、不要波帯の角周波数をωｒ（＝２πＦｒ）とし、ω０＜ωｒで、かつ、第１の共振回路６がω０で直列共振、ωｒで並列共振、また、第２の共振回路９がω０で並列共振、ωｒで直列共振するためのＣ３とＬ１との関係、Ｌ３とＣ２との関係は数式４で求めることができる。

［数式４］
Ｃ３＝｛１－（ω０／ωｒ）＊（ω０／ωｒ）｝／（（ω０＊ω０）＊Ｌ１）
Ｌ３＝｛１－（ω０／ωｒ）＊（ω０／ωｒ）｝／（（ω０＊ω０）＊Ｃ２）

なお、ωｒとＣ１、Ｌ１との関係およびωｒとＣ２、Ｌ２との関係は数式２で示してある。

図１１は実施の形態３による帯域阻止フィルタの簡易的な等価回路である。実施の形態１と同様に、第１の共振回路６の共振周波数をＦ０で直列共振、Ｆｒで並列共振に選んだ場合、第１の抵抗１はＦ０で短絡、Ｆｒで第１の抵抗１が装荷されているものと見なすことができ、また、第２の抵抗２の他端はＦ０で開放、Ｆｒでは第２の抵抗２が装荷されているものと見なすことができる。
このため、入力端子Ｆ０では入力端子１０と出力端子１１間はスルー、ＦｒではＴ形減衰器３が装荷されたものと見なすことができる。

図１２は実施の形態３による帯域通過フィルタの特性の設計例である。
図１３は実施の形態３による帯域阻止フィルタの計算例である。
ここではＦ０＝２００ＭＨｚ、Ｆｒ＝３００ＭＨｚとなるように、第１の共振回路６の回路定数をＬ１＝５．２ｎＨ、Ｃ１＝５４ｐＦ、Ｃ３＝６７．７ｐＦに、また、第２の共振回路９の回路定数をＬ２＝１７０ｎＨ、Ｃ２＝１．６５ｐＦ、Ｌ３＝２１３ｎＨに選び、また、減衰量が３０ｄＢとなるように、Ｒ１＝４７Ω、Ｒ２＝３．２Ωに選んだ場合である。
図１２に示すように、この実施の形態の帯域阻止フィルタは所望波帯の２００ＭＨｚにおける減衰量はほぼ０ｄＢ、不要波帯の３００ＭＨｚではＴ形減衰器の減衰量と同じ約３０ｄＢの減衰量が得られ、しかも周波数０～６００ＭＨｚの広帯域にわたって約２５ｄＢ以上の良好な反射特性（リターンロス特性）が得られる。

このように、所望波帯と不要波帯が近く、かつ、所望波帯が不要波帯よりも低い場合であっても所望波を減衰されること無く通過させ、不要波を著しく抑圧するとともに、広帯域にわたって良好な反射特性を有する帯域阻止フィルタを実現できる。このため、帯域外の高レベルの不要波の進入によるＲＦ機器の特性劣化およびＲＦ機器内で発生した不要波のＲＦ機器外への漏洩を防ぐことができる効果がある。

＊＊＊他の実施例＊＊＊
図１４は実施の形態３による帯域阻止フィルタの他の実施例の構成を示す図である。
なお、同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
この帯域阻止フィルタは図１０に示したＴ形減衰器３の代わりに、π形減衰器１２を用いた場合である。このようにπ形減衰器１２を用いた場合であっても、実施の形態２で説明したように図１０のものと同じ特性が得られる。

＊＊＊実施の形態３の特徴＊＊＊
この実施の形態の帯域阻止フィルタは第１の共振回路を第１のインダクタと第１のキャパシタとの並列回路と、この並列回路に直列接続された第３のキャパシタとで構成する。第２の共振回路を第２のインダクタと第２のキャパシタとの直列回路と、この直列回路に並列接続された第３のインダクタとで構成する。
第１の共振回路は所望波帯で直列共振、不要波帯で並列共振、第２の共振回路は所望波帯で並列共振、不要波帯で直列共振する。

＊＊＊実施の形態３の効果＊＊＊
この実施の形態の帯域阻止フィルタによれば所望波帯が不要波帯に近く、かつ、所望波帯が不要波帯よりも低い場合、所望波では第１の共振回路は短絡に近い低インピーダンスに、不要波帯では開放に近い高インピーダンスとなる。逆に、第２の共振回路は所望波帯では開放に近い高インピーダンスに、不要波帯では短絡に近い低インピーダンスとなる。
このため、所望波帯では入力端子と出力端子間は近似的にスルーと見なすことができる。一方、不要波帯では第１の抵抗と第２の抵抗からなるＴ形減衰器あるいはπ形減衰器が入力端子と出力端子間に装荷されたものと見なすことができる。
このため、所望波では低損失、不要波帯ではＴ形減衰器あるいはπ形減衰器で決まる大きな減衰特性を維持しつつ、所望波帯から不要波帯に至る広帯域に渡って良好な反射特性を得ることができる。
このような帯域阻止フィルタをＲＦ機器に適用した場合、不要波で発生する大きな多重反射を著しく抑圧することができ、不要波帯でのモジュールの不安定動作、帯域阻止フィルタの減衰量の劣化を防ぐことができる。

実施の形態４．
実施の形態４では、前述した実施の形態と異なる点について説明する。
図１５は実施の形態４による帯域阻止フィルタの実施例の構成を示す図である。
なお、同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
この帯域阻止フィルタは直列接続された２つの第１の抵抗１の両端に１つの第１の共振回路６を並列接続し、また、これらの第１の抵抗１の接続部に第２の抵抗２の一端を接続するとともに、第２の抵抗２の他端を第２の共振回路９で接地する構成のものである。
第１の共振回路６は第１のインダクタ４と第１のキャパシタ５との並列回路と、この並列回路に直列接続された第４のインダクタ１５とで構成され、また、第２の共振回路９は第２のインダクタ７と第２のキャパシタ８との直列回路と、この直列回路に並列接続された第４のキャパシタ１６とで構成されている。
ここで、第４のインダクタ１５および第４のキャパシタ１６はそれぞれＬ４、Ｃ４に選ばれている。

ここで、所望波帯の角周波数をω０（＝２πＦ０）、不要波帯の角周波数をωｒ（＝２πＦｒ）とし、ω０＞ωｒで、かつ、第１の共振回路６がω０で直列共振、ωｒで並列共振、また、第２の共振回路９がω０で並列共振、ωｒで直列共振するためのＬ４とＬ１との関係、Ｃ４とＣ２との関係は数式５で求めることができる。

［数式５］
Ｌ４＝Ｌ１／｛（ω０／ωｒ）＊（ω０／ωｒ）－１｝
Ｃ４＝Ｃ２／｛（ω０／ωｒ）＊（ω０／ωｒ）－１｝

なお、同様にωｒとＣ１、Ｌ１との関係およびωｒとＣ２、Ｌ２との関係は数式２で示してある。

図１６は実施の形態４による帯域阻止フィルタの簡易的な等価回路である。実施の形態３と同様に、第１の共振回路６の共振周波数をＦ０で直列共振、Ｆｒで並列共振に選んだ場合、第１の抵抗１はＦ０で短絡、Ｆｒで第１の抵抗１が装荷されているものと見なすことができる。また、第２の抵抗２の他端はＦ０で開放、Ｆｒでは第２の抵抗２が装荷されているものと見なすことができる。
このため、入力端子Ｆ０では入力端子１０と出力端子１１間はスルー、ＦｒではＴ形減衰器３が装荷されたものと見なすことができる。即ち、図１１のものと等しくなる。

図１７は実施の形態４による帯域通過フィルタの特性の設計例である。
図１８は実施の形態４による帯域阻止フィルタの計算例である。
ここではＦ０＝４００ＭＨｚ、Ｆｒ＝３００ＭＨｚとなるように、第１の共振回路６の回路定数をＬ１＝５．２ｎＨ、Ｃ１＝５４ｐＦ、Ｌ４＝６．７ｎＨに、また、第２の共振回路９の回路定数をＬ２＝１７０ｎＨ、Ｃ２＝１．６５ｐＦ、Ｃ４＝２．１ｐＦに選び、また、減衰量が３０ｄＢとなるように、Ｒ１＝４７Ω、Ｒ２＝３．２Ωに選んである。
図１７に示すように、この実施の形態の帯域阻止フィルタは所望波帯の４００ＭＨｚにおける減衰量はほぼ０ｄＢ、不要波帯の３００ＭＨｚではＴ形減衰器の減衰量と同じ約３０ｄＢの減衰量が得られ、しかも周波数０～６００ＭＨｚの広帯域にわたって約２５ｄＢ以上の良好な反射特性（リターンロス特性）が得られる。

このように、所望波帯と不要波帯が近く、かつ、所望波帯が不要波帯よりも高い場合であっても所望波を減衰されること無く通過させ、不要波を著しく抑圧するとともに、広帯域にわたって良好な反射特性を有する帯域阻止フィルタを実現できる。このため、帯域外の高レベルの不要波の進入によるＲＦ機器の特性劣化およびＲＦ機器内で発生した不要波のＲＦ機器外への漏洩を防ぐことができる効果がある。

＊＊＊他の実施例＊＊＊
図１９は実施の形態４による帯域阻止フィルタの他の実施例の構成を示す図である。なお、同一あるいは相当部分には同一符号を付してある。
この帯域阻止フィルタは図１５に示したＴ形減衰器３の代わりに、π形減衰器１２を用いた場合である。このようにπ形減衰器１２を用いた場合であっても、図１７のものと同じ特性が得られる。

＊＊＊実施の形態４の特徴＊＊＊
この実施の形態の帯域阻止フィルタは第１の共振回路を第１のインダクタと第１のキャパシタとの並列回路と、この並列回路に直列接続された第４のインダクタとで構成し、第２の共振回路を第２のインダクタと第２のキャパシタとの直列回路に、並列接続された第４のキャパシタとで構成する。
第１の共振回路は所望波帯で直列共振、不要波帯で並列共振、第２の共振回路は所望波帯で並列共振、不要波帯で直列共振する。

＊＊＊実施の形態４の効果＊＊＊
この実施の形態の帯域阻止フィルタによれば所望波帯が不要波帯に近く、かつ、所望波帯が不要波帯よりも高い場合、所望波では第１の共振回路は短絡に近い低インピーダンスに、不要波帯では開放に近い高インピーダンスとなる。逆に、第２の共振回路は所望波帯では開放に近い高インピーダンスに、不要波帯では短絡に近い低インピーダンスとなる。
このため、所望波帯では入力端子と出力端子間は近似的にスルーと見なすことができる。一方、不要波帯では第１の抵抗と第２の抵抗からなるＴ形減衰器あるいはπ形減衰器が入力端子と出力端子間に装荷されたものと見なすことができる。
このため、所望波では低損失、不要波帯ではＴ形減衰器あるいはπ形減衰器で決まる大きな減衰特性を維持しつつ、所望波帯から不要波帯に至る広帯域に渡って良好な反射特性を得ることができる。
このような帯域阻止フィルタをＲＦ機器に適用した場合、不要波で発生する大きな多重反射を著しく抑圧することができ、不要波帯でのモジュールの不安定動作、帯域阻止フィルタの減衰量の劣化を防ぐことができる。

＊＊＊他の実施の形態＊＊＊
前述した実施の形態の全部又は一部を他の実施の形態と組み合わせてもよい。
前述した実施の形態の帯域通過フィルタをレーダ機器、通信機器、観測機器等に適用してもよいし、テレメトリ送信機、ビーコン送信機等のマイクロ波機器にも適用してもよい。

１ 第１の抵抗、２ 第２の抵抗、３ Ｔ形減衰器、４ 第１のインダクタ、５ 第１のキャパシタ、６ 第１の共振回路、７ 第２のインダクタ、８ 第２のキャパシタ、９ 第２の共振回路、１０ 入力端子、１１ 出力端子、１２ π形減衰器、１３ 第３のキャパシタ、１４ 第３のインダクタ、１５ 第４のインダクタ、１６ 第４のキャパシタ、２０ 並列回路、３０ 直列回路。

Claims (4)

1. 入力端子と出力端子との間に直列接続された２つの第１の抵抗と第１の共振回路との並列回路と、
   上記２つの第１の抵抗の接続部に一端が接続された第２の抵抗と上記第２の抵抗の他端に一端が接続され他端が接地された第２の共振回路との直列回路と
   を備えた帯域阻止フィルタであって、
   不要波帯の周波数では、
   上記並列回路は、第１の抵抗のみとみなすことができ、
   上記直列回路は、第２の抵抗のみとみなすことができ、
   所望波帯の周波数では、
   上記第１の抵抗は、第１の共振回路により短絡され、
   上記第２の抵抗の他端は、第２の共振回路により開放となり、
   上記第１の共振回路は、インダクタとキャパシタとの並列回路と、上記インダクタとキャパシタとの並列回路に直列接続されたキャパシタとを有し、
   上記第２の共振回路は、インダクタとキャパシタとの直列回路と、上記インダクタとキャパシタとの直列回路に並列接続されたインダクタとを有する帯域阻止フィルタ。
2. 入力端子と出力端子との間に接続された第１の抵抗と第１の共振回路との並列回路と、
   上記並列回路の両端に一端が接続された２つの第２の抵抗と上記第２の抵抗の他端に一端が接続され他端が接地された第２の共振回路との直列回路と
   を備えた帯域阻止フィルタであって、
   不要波帯の周波数では、
   上記並列回路は、第１の抵抗のみとみなすことができ、
   上記直列回路は、第２の抵抗のみとみなすことができ、
   所望波帯の周波数では、
   上記第１の抵抗は、第１の共振回路により短絡され、
   上記第２の抵抗の他端は、第２の共振回路により開放となり、
   上記第１の共振回路は、インダクタとキャパシタとの並列回路と、上記インダクタとキャパシタとの並列回路に直列接続されたキャパシタとを有し、
   上記第２の共振回路は、インダクタとキャパシタとの直列回路と、上記インダクタとキャパシタとの直列回路に並列接続されたインダクタとを有する帯域阻止フィルタ。
3. 入力端子と出力端子との間に直列接続された２つの第１の抵抗と第１の共振回路との並列回路と、
   上記２つの第１の抵抗の接続部に一端が接続された第２の抵抗と上記第２の抵抗の他端に一端が接続され他端が接地された第２の共振回路との直列回路と
   を備えた帯域阻止フィルタであって、
   不要波帯の周波数では、
   上記並列回路は、第１の抵抗のみとみなすことができ、
   上記直列回路は、第２の抵抗のみとみなすことができ、
   所望波帯の周波数では、
   上記第１の抵抗は、第１の共振回路により短絡され、
   上記第２の抵抗の他端は、第２の共振回路により開放となり、
   上記第１の共振回路は、インダクタとキャパシタとの並列回路と、上記インダクタとキャパシタとの並列回路に直列接続されたインダクタとを有し、
   上記第２の共振回路は、インダクタとキャパシタとの直列回路と、上記インダクタとキャパシタとの直列回路に並列接続されたキャパシタとを有する帯域阻止フィルタ。
4. 入力端子と出力端子との間に接続された第１の抵抗と第１の共振回路との並列回路と、
   上記並列回路の両端に一端が接続された２つの第２の抵抗と上記第２の抵抗の他端に一端が接続され他端が接地された第２の共振回路との直列回路と
   を備えた帯域阻止フィルタであって、
   不要波帯の周波数では、
   上記並列回路は、第１の抵抗のみとみなすことができ、
   上記直列回路は、第２の抵抗のみとみなすことができ、
   所望波帯の周波数では、
   上記第１の抵抗は、第１の共振回路により短絡され、
   上記第２の抵抗の他端は、第２の共振回路により開放となり、
   上記第１の共振回路は、インダクタとキャパシタとの並列回路と、上記インダクタとキャパシタとの並列回路に直列接続されたインダクタとを有し、
   上記第２の共振回路は、インダクタとキャパシタとの直列回路と、上記インダクタとキャパシタとの直列回路に並列接続されたキャパシタとを有する帯域阻止フィルタ。

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