CN100566011C - 分波电路及其设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明的分波电路包含两个以上带通滤波器，其使频带互不相同的信号通过，该带通滤波器包含一级以上单元，该单元具有耦合元件和以抽头式耦合与耦合元件耦合的谐振电路，其中，各带通滤波器的一端直接连接于同一端口，离各带通滤波器的端口最近的第一级耦合元件及谐振电路，具有谐振单元的功能，以及作为各带通滤波器的阻抗匹配单元的功能。

Description

分波电路及其设计方法

技术领域

本发明涉及一种分波电路及其设计方法，尤其涉及具有带通滤波特性的滤波电路、使用多个该滤波电路的分波电路及其设计方法。

背景技术

天线共用器(双工器)是为了共用一个天线收发信号而对收发信号进行分路的分波电路，该天线共用器防止发送及接收收发信号频带以外的杂散信号，减轻来自周围的接收干扰，发送信号时保护接收侧电路。

图1为表示现有的天线共用器之一例的电路图。图1中，分布参数线路2、3的一端连接于天线1。分布参数线路2的另一端通过发送端带通滤波器4连接至发送端5。分布参数线路3的另一端通过接收端带通滤波器6连接至接收端7(例如，非专利文献：K.Wada，T.Ohno，andO.Hashimoto：“A Class of a Planar Duplexer Consisting of BPFswith Attenuation Poles by Manipulating Tapped Resonators”IEICETrans.On Electronics，Vol.E86-C，pp.1613-1620(2003-9))。

在设计图1的天线共用器时，先分别设计发送端带通滤波器4和接收端带通滤波器6，然后分别设计分布参数线路2、3，以使其满足式(1)、式(2)。

这里，ω₀₁表示发送端带通滤波器4的中心角频率，ω₀₂表示接收端带通滤波器6的中心角频率，Y_in1表示从天线1侧观察到的导纳，Y_in2表示从天线1侧观察到的导纳，Re[]表示括号内量的实部，Im[]表示括号内量的虚部。

$\mathrm{Re}\left[Y_{\mathrm{in}1}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=0,\mathrm{Im}\left[Y_{\mathrm{in}1}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=0---\left(1\right)$

$\mathrm{Re}\left[Y_{\mathrm{in}2}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=0,\mathrm{Im}\left[Y_{\mathrm{in}2}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=0---\left(2\right)$

在专利文献(日本专利公开“特开平10-41704号公报”)中，连接于天线侧分波电路的接收滤波器由介质滤波器和分路连接于该介质滤波器的SAW滤波器构成，连接于上述分波电路的发送滤波器由介质滤波器构成。

在专利文献(日本专利公开“特开平11-340706号公报”)中，通过抽头耦合式谐振器(tap coupled resonators)将多个衰减极形成在任意的频率。

但是，由于图1中示出的现有的天线共用器具有分布参数线路2、3，因此存在部件数量多的问题。但如果简单地省略掉分布参数线路2、3，就不能得到所期望的滤波特性，而且在整体上实现阻抗匹配时，使设计变得繁杂和困难。

发明内容

本发明是为了解决如上所述的问题而提出的，其目的在于提供一种可以减少部件数量且容易设计的分波电路及其设计方法。

为了实现上述目的，本发明的分波电路包含两个以上带通滤波器，其使频带互不相同的信号通过，该带通滤波器包含一级以上单元，该单元具有耦合元件和以抽头式耦合与所述耦合元件耦合的谐振电路，其中，所述各带通滤波器的一端直接连接于同一端口，离所述各带通滤波器的所述端口最近的第一级所述耦合元件及所述谐振电路，具有谐振单元的功能，以及所述各带通滤波器的阻抗匹配单元的功能。

根据这种分波电路，可以减少分波电路的部件数量，而且可以简单、迅速地进行分波电路的设计。

附图说明

图1为现有的天线共用器之一例的结构图。

图2为作为本发明的分波电路的天线共用器的第一实施例的电路图。

图3为图2的等效电路图。

图4为使用具有理想特性的发送端带通滤波器和接收端带通滤波器的导纳变换单元的等效电路图。

图5为在图3(A)及(B)的等效电路中使用导纳变换单元的等效电路图。

图6为为了说明本发明使用导纳变换单元的等效电路图。

图7为图3的反射、透射特性图。

图8为图3的隔离特性图。

图9为作为本发明的分波电路的第一实施例的双工器的平面图。

图10为天线共用器的电路结构图。

图11为天线共用器的电路结构图。

图12为谐振电路的电路结构图。

图13为作为本发明的分波电路的第二实施例的单纤三向器的平面图。

图14为作为本发明的分波电路的第二实施例的单纤三向器的原理图。

图15为在各中心频率的等效电路图。

图16为使用导纳变换单元的等效电路图。

图17为模拟的传送及反射特性图。

图18为模拟的通带特性图。

图19为模拟的宽带传送特性图。

图20为模拟的隔离特性图。

主要符号说明：11、21、200为天线，12A、12B、14A、14B、16A、16B为耦合元件，22、24、26、28、30、32、43、44、301～304、701～704、801～804为电容器，23、25、29、31、40、41、305～307、705～707、805～807为抽头耦合式谐振器，34、35、36、37、42、45为电感，400、300为发送端带通滤波器，600、700、800为接收端带通滤波器。

具体实施例

下面根据附图说明本发明的最佳实施例。

图2为作为本发明的分波电路的天线共用器的原理图。图2中，发送端带通滤波器400及接收端带通滤波器600直接连接于天线21，其间没有用于阻抗匹配的分布参数线路。

带通滤波器400、600分别包含作为耦合元件的电容器22、24、26、28、30、32和作为谐振电路的谐振器23、25、29、31，谐振器23、25、29、31以抽头式耦合与电容器22、24、26、28、30、32耦合。在此，分别将电容器22和谐振器23、电容器24和谐振器25、电容器28和谐振器29、电容器30和谐振器31称作一个单元。

更具体地讲，天线21与电容器22、28的一端连接，电容器22的另一端连接于谐振器23，谐振器23还连接于电容器24的一端，电容器24的另一端连接于谐振器25，谐振器25还连接于电容器26的一端，电容器26的另一端连接于发送端27。

电容器28的另一端连接于谐振器29，谐振器29还与电容器30的一端连接，电容器30的另一端连接于谐振器31，谐振器31还与电容器32的一端连接，电容器32的另一端连接于接收端33。

在图2中，由电容器22、24、26和谐振器23、25构成的发送端带通滤波器的滤波特性为巴特沃斯特性，例如，使中心频率f₀₁为1.5GHz，带宽Δf₀₁为60MHz，由谐振器23形成的衰减极为2.0GHz，由谐振器25形成的衰减极为1.0GHz。

由电容器28、30、32和谐振器29、31构成的接收端带通滤波器的滤波特性为巴特沃斯特性，例如，使中心频率f₀₂为2GHz，带宽Δf₀₂为60MHz，由谐振器29形成的衰减极为1.5GHz，由谐振器31形成的衰减极为2.5GHz。

在此，谐振器23、29除具有谐振器的功能以外，还具有与电容器22、28一起构成阻抗匹配单元的功能。

下面说明根据本实施例的天线共用器的设计方法。

首先，设计电容器24、30和谐振器25、31的电容C_g1、C_g2，特性阻抗Z₁₂、Z₂₂，相位常数β₁₂、β₂₂，相当于谐振器的耦合位置的短线长度l₁₂₁、l₁₂₂、l₂₂₁、l₂₂₂以及谐振器23、29的短线长度l₁₁₂、l₂₁₂，以使发送端带通滤波器400及接收端带通滤波器600得到所期望的滤波特性。该设计可以用公知的方法进行，但是l₁₁₂、l₂₁₂用“K.Wada，O.Hashimoto：‘Fundamentals of open-ednded resonators and their applicationto microwave filters`IEICE Transactions On Electronics，Vol.E83-C，No.11，pp.1763-1775(2000-11)”中记载的方法设计，以使l₁₁₂在对应于f₀₂的频率生成衰减极，l₂₁₂在对应于f₀₁的频率生成衰减极。

然后，如图3(A)所示，在中心频率f₀₁，使电容器28与谐振器29的连接点处于接地状态，防止发送信号成分漏失在接收端；并且，如图3(B)所示，在中心频率f₀₂，使电容器22与谐振器23的连接点处于接地状态，防止接收信号成分漏失在发送端。

计算电容器22、28和谐振器23、29的电容C^m _in1、C^m _in2，特性阻抗Z^m ₁₁、Z^m ₂₁，相位常数β^m ₁₁、β^m ₂₁，短线长度l^m ₁₁₁、l^m ₂₁₁、l₂₂₁、l₂₂₂，以使发送端带通滤波器400及接收端带通滤波器600实现阻抗匹配。

下面说明上述值的计算方法。

首先，将天线21的电导设为G(例如，1/50{1/Ω})，在图3(A)中，当从天线21侧观察到的在频率f₀₁的导纳Y_in1满足式(3)的条件，即当式(6)成立时，可以实现阻抗匹配。

并且，在图3(B)中，当从天线21侧观察到的在频率f₀₂的导纳Y_in2满足式(4)的条件，即当式(7)成立时，可以实现阻抗匹配。这里，Re[]表示括号内的量的实部，Im[]表示括号内的量的虚部。

$Y_{\mathrm{in}1}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}1}^m}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r11}^m\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{g1}}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r12}+\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{out}1}}+\frac{1}{G}}}}}$

$+{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}2}^m=G---\left(3\right)$

$Y_{\mathrm{in}2}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}2}^m}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r21}^m\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{g2}}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r22}+\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{out}2}}+\frac{1}{G}}}}}$

$+j{\mathrm{\ω}}_{02}C{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{in}1}^m=G---\left(4\right)$

ω₀₁＝2πf₀₁，ω₀₂＝2πf₀₂      (5)

$\mathrm{Re}\left[Y_{\mathrm{in}1}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=G,\mathrm{Im}\left[Y_{\mathrm{in}1}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=0---\left(6\right)$

$\mathrm{Re}\left[Y_{\mathrm{in}2}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=G,\mathrm{Im}\left[Y_{\mathrm{in}2}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=0---\left(7\right)$

在中心频率，比较等效电路图4(A)、(B)和等效电路图5(A)、(B)，使前者的导纳变换单元J₁₁、J₂₁的输入导纳Y_J11、Y_J21分别与后者的导纳变换单元J^m ₁₁、J^m ₂₁的输入导纳Y^m _J11、Y^m _J21相同，图4(A)、(B)为使用仅以电容器22、24、26、28、30、32和谐振器23、25、29、31的所有各值实现发送端带通滤波器400和接收端带通滤波器600的阻抗匹配的发送端带通滤波器400和接收端带通滤波器600的导纳变换单元的等效电路，图5(A)、(B)为使用针对图3(A)、(B)的导纳变换单元的等效电路。

更具体地讲，在图4(A)、(B)中，输入电容器22的电容为C_in1、抽头耦合式谐振器23的一个短线长度为l₁₁₁、特性阻抗为Z₁₁、相位常数为β₁₁、输入电容器28的电容为C_in2、抽头耦合式谐振器29的一个短线长度为l₂₁₁、特性阻抗为Z₂₁、相位常数为β₂₁。与此相对，图5(A)、(B)中的输入电容器22的电容为C^m _in1、抽头耦合式谐振器23的一个短线长度为l^m ₁₁₁、特性阻抗为Z^m ₁₁、相位常数为β^m ₁₁、输入电容器28的电容为C^m _in2、抽头耦合式谐振器29的一个短线长度为l^m ₂₁₁、特性阻抗为Z^m ₂₁、相位常数为β^m ₂₁。其中，由于相位常数β^m ₁₁、β^m ₂₁由谐振器23、29的线路结构及所使用的材料参数决定，因此使β₁₁＝β^m ₁₁，β₂₁＝β^m ₂₁。

在图4(A)、(B)中，为了形成导纳变换单元50、51、52(J₁₁、J₁₂、J₁₃)，引入相当于第一及第二虚拟耦合元件的正负电容C^e _in1和-C^e _in1、C_g1和-C_g1、C^e _out1和-C^e _out1，为了形成导纳变换单元53、54、55(J₂₁、J₂₂、J₂₃)，引入相当于第一及第二虚拟耦合元件的正负电容C^e _in2和-C^e _in2、C_g2和-C_g2、C^e _out2和-C^e _out2。

在图5(A)、(B)中，为了形成导纳变换单元60、61、62(J^m ₁₁、J₁₂、J₁₃)，引入相当于第一及第二虚拟耦合元件的正负电容C^em _in1和-C^em _in1、C_g1和-C_g1、C^e _out1和-C^e _out1，为了形成导纳变换单元63、64、65(J^m ₂₁、J₂₂、J₂₃)，引入相当于第一及第二虚拟耦合元件的正负电容C^em _in2和-C^em _in2、C_g2和-C_g2、C^e _out2和-C^e _out2。

一般，图4(A)、(B)中的电容C_in1、C_in2、-C^e _in1、-C^e _in2、导纳变换单元J₁₁、J₂₁、及导纳变换单元J₁₁、J₂₁的输入导纳Y_J11、Y_J21的关系式，可以用式(8)～(13)表示。在此，ω₀₁、ω₀₂表示带宽，其在式(11)中定义并在式(10)中出现。

$G_{\mathrm{in}1}=\frac{J_{11}}{{\mathrm{\ω}}_{01}\sqrt{1-{\left(\frac{J_{11}}{G}\right)}^2}},$ $G_{\mathrm{in}2}=\frac{J_{21}}{{\mathrm{\ω}}_{02}\sqrt{1-{\left(\frac{J_{21}}{G}\right)}^2}}$

(8)

${-C}_{\mathrm{in}1}^e=-\frac{J_{11}}{{\mathrm{\ω}}_{01}}\sqrt{1-{\left(\frac{J_{11}}{G}\right)}^2},$ ${-C}_{\mathrm{in}2}^e=-\frac{J_{21}}{{\mathrm{\ω}}_{02}}\sqrt{1-{\left(\frac{J_{21}}{G}\right)}^2}$

(9)

$J_{11}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\ω}}_{01}{C}_{r1}G{\mathrm{\ω}}_{01}}{g_0{g}_1{\mathrm{\ω}}_{c0}}},$ $J_{21}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}{C}_{r2}G{\mathrm{\ω}}_{02}}{g_0{g}_1{\mathrm{\ω}}_{c0}}}---\left(10\right)$

${\mathrm{\ω}}_{01}=\frac{{\mathrm{\Δf}}_{01}}{f_{01}},$ ${\mathrm{\ω}}_{02}=\frac{{\mathrm{\Δf}}_{02}}{f_{02}}---\left(11\right)$

$Y_{J11}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{01}^2{C}_{\mathrm{in}1}^{2}G}{G^2+{\mathrm{\ω}}_{01}^2{C}_{\mathrm{in}1}^2}$

$+j\frac{{\mathrm{\ω}}_{01}(C_{\mathrm{in}1}-C_{\mathrm{in}2}^e)G^2-{\mathrm{\ω}}_{01}^3{C}_{\mathrm{in}1}^2{C}_{\mathrm{in}1}^e}{G^2+{\mathrm{\ω}}_{01}^2{C}_{\mathrm{in}1}^2}---\left(12\right)$

$Y_{J21}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}^2{C}_{\mathrm{in}2}^{2}G}{G^2+{\mathrm{\ω}}_{02}^2{C}_{\mathrm{in}2}^2}$

$+j\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}(C_{\mathrm{in}2}-C_{\mathrm{in}2}^e)G^2-{\mathrm{\ω}}_{02}^3{C}_{\mathrm{in}2}^2{C}_{\mathrm{in}2}^e}{G^2+{\mathrm{\ω}}_{02}^2{C}_{\mathrm{in}2}^2}---\left(13\right)$

并且，图5(A)、(B)中的导纳变换单元J^m ₁₁、J^m ₂₁的输入导纳Y^m _J11、Y^m _J21，可分别用式(14)、(15)来表示。

为了使图5(A)、(B)中示出的本发明的天线共用器的等效电路在中心频率(中心角频率)等效于图4(A)、(B)中示出的理想的带通滤波器的等效电路，只要式(16)成立即可。因此，将式(12)～(15)代入到式(16)，可以得到电容-C^em _in1和-C^em _in2的关系式(17)、(18)。结果，可以确认J^m ₁₁、J^m ₂₁作为导纳变换单元而动作。

$Y_{J11}^m=-{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}1}^{\mathrm{em}}+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}1}^m}+\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}2}^m+G}}---\left(14\right)$

$Y_{J21}^m=-{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}2}^{\mathrm{em}}+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}2}^m}+\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}1}^m+G}}---\left(15\right)$

$\left.\begin{array}{cc}\mathrm{Re}\left[Y_{J11}\right]=\mathrm{Re}\left[Y_{J11}^m\right],& \mathrm{Im}\left[Y_{J11}\right]=\mathrm{Im}\left[Y_{J11}^m\right]\\ \mathrm{Re}\left[Y_{J21}\right]=\mathrm{Re}\left[Y_{J21}^m\right],& \mathrm{Im}\left[Y_{J21}\right]=\mathrm{Im}\left[Y_{J21}^m\right]\end{array}\right\}---\left(16\right)$

$-C_{\mathrm{in}1}^{\mathrm{em}}=\frac{G^2{\mathrm{\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}1}-{\mathrm{\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}1}^e(G^2+{\mathrm{\ω}}_{01}^2{C}_{\mathrm{in}1}^2)}{{\mathrm{\ω}}_{01}{G}^2+{\mathrm{\ω}}_{01}^3{C}_{\mathrm{in}1}^2}$

$\frac{{\mathrm{\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}1}^m\{G^2+{\mathrm{\ω}}_{01}^2{C}_{\mathrm{in}2}^m(C_{\mathrm{in}1}^m+C_{\mathrm{in}2}^m)\}}{{\mathrm{\ω}}_{01}{G}^2+{\mathrm{\ω}}_{01}^3{(C_{\mathrm{in}1}^m+C_{\mathrm{in}2}^m)}^2}---\left(17\right)$

$-C_{\mathrm{in}2}^{\mathrm{em}}=\frac{G^2{\mathrm{\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}2}-{\mathrm{\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}2}^e(G^2+{\mathrm{\ω}}_{02}^2{C}_{\mathrm{in}2}^2)}{{\mathrm{\ω}}_{02}{G}^2+{\mathrm{\ω}}_{02}^3{C}_{\mathrm{in}2}^2}-$

$\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}2}^m\{G^2+{\mathrm{\ω}}_{02}^2{C}_{\mathrm{in}1}^m(C_{\mathrm{in}2}^m+C_{\mathrm{in}1}^m)\}}{{\mathrm{\ω}}_{02}{G}^2+{\mathrm{\ω}}_{02}^3{(C_{\mathrm{in}2}^m+C_{\mathrm{in}1}^m)}^2}---\left(18\right)$

然后，根据图5(A)、(B)中的第一级谐振器66、67需要满足谐振条件，求出导纳变换单元、谐振条件及电纳斜率参数。在图5(A)、(B)中，如果用B^m _r11、B^m _r21表示各谐振器23、29的输入电纳，则可以用式(19)、(20)表示由f＝f₀₁(ω＝ω₀₁)的谐振器23的电容C^e _min1、C_g1构成的谐振器66的输入电纳B^m _in11和由f＝f₀₂(ω＝ω₀₂)的谐振器29的电容C^em _in2、C_g2构成的谐振器67所包含的输入电纳B^m _in21。而且，为了能将图5(A)、(B)中的使用分布参数线路的谐振器23、29替换为图6(A)、(B)中示出的由电感性元件L_r11、L_r21及电容性元件C_r11、C_r12构成的集中参数型LC并联谐振器68、69，需要使由式(21)、(22)定义的电纳斜率参数b^m ₁₁、b^m ₂₁与对应于ω＝ω₀₁、ω＝ω₀₂的集中参数型LC并联谐振器68、69的各电纳斜率参数ω₀₁C_r11、ω₀₂C_r21相同，因此需要满足式(23)、(24)。

$B_{\mathrm{in}11}^m{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=B_{r11}^m+{\mathrm{\ω}}_{01}(C_{\mathrm{in}1}^{\mathrm{em}}+C_{g1})$

$=\frac{\tan {\mathrm{\β}}_{11}^m{l}_{111}^m+{\tan \mathrm{\β}}_{11}^m{l}_{112}^m}{Z_{11}^m}+{\mathrm{\ω}}_{01}(C_{\mathrm{in}1}^{\mathrm{em}}+C_{g1})=0---\left(19\right)$

$B_{\mathrm{in}21}^m{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=B_{r21}^m+{\mathrm{\ω}}_{02}(C_{\mathrm{in}2}^{\mathrm{em}}+C_{g2})$

$=\frac{\tan {\mathrm{\β}}_{21}^m{l}_{211}^m+{\tan \mathrm{\β}}_{21}^m{l}_{212}^m}{Z_{21}^m}+{\mathrm{\ω}}_{02}(C_{\mathrm{in}2}^{\mathrm{em}}+C_{g2})=0---\left(20\right)$

$b_{11}^m=\frac{{\mathrm{\ω}}_{01}}{2}\frac{{\mathrm{dB}}_{\mathrm{in}11}^m}{\mathrm{d\ω}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}---\left(21\right)$

$b_{21}^m=\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}}{2}\frac{{\mathrm{dB}}_{\mathrm{in}21}^m}{\mathrm{d\ω}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}---\left(22\right)$

$b_{11}^m=\frac{{\mathrm{\ω}}_{01}}{2}\frac{{\mathrm{dB}}_{\mathrm{in}11}^m}{\mathrm{d\ω}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}-{\mathrm{\ω}}_{01}{C}_{r11}=0---\left(23\right)$

$b_{21}^m=\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}}{2}\frac{{\mathrm{dB}}_{\mathrm{in}21}^m}{\mathrm{d\ω}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}-{\mathrm{\ω}}_{02}{C}_{r21}=0---\left(24\right)$

如此，分别设计图4(A)、(B)中示出的理想的发送端带通滤波器和接收端带通滤波器，确定各电容器22、24、26、28、30、32和谐振器23、25、29、31的元件常数之后，使用式(3)、(4)、(17)～(20)、(23)、(24)算出图3(A)、(B)及图5(A)、(B)中的输入电容器22、28的电容C^em _in1、C^em _in2和第一级谐振器23、29的一个短边长度l^m ₁₁₁、l^m ₂₁₁以及特性阻抗Z^m ₁₁、Z^m ₂₁，从而可以简单并迅速地确定图3中的各电容器22、24、26、28、30、32和谐振器23、25、29、31的元件常数。

即，从天线21算起第二级以后的电容器24、26、30、32和第二级以后的谐振器25、31的元件常数，与理想的发送端带通滤波器和接收端带通滤波器相同，这在进行谐振器的多级化时非常有效。

图7中示出图3的反射、透射特性，图8中示出隔离特性。S₁₁是天线21的反射系数，S₂₂是发送端带通滤波器的发送端口27的反射系数，S₂₁是发送端带通滤波器的天线21至发送端口27的透射系数，S₃₃是接收端带通滤波器的接收端口33的反射系数，S₃₁是发送端带通滤波器的天线21至接收端口33的透射系数。图7中，反射系数S₁₁与反射系数S₂₂、反射系数S₃₃重叠。

在此，使用如谐振器23的无载式λ/2谐振器不能在通带的高频侧及低频侧形成衰减极，但是使用无载式λ/4谐振器可以在通带的高频侧形成衰减极。

图9为表示本发明的分波电路的第一实施例的双工器的平面图。图中，作为输入端子的绝缘衬底70的下面设有下部导体。微带线路71的一端与外部天线21连接。微带线路71的另一端连接至作为耦合元件的电容器72、78的一端。

电容器72的另一端被抽头连接于作为谐振器23的微带线路73的中央部，微带线路73的中央部通过抽头连接于作为耦合元件的电容器74的一端。电容器74的另一端通过抽头连接于作为谐振器25的微带线路75的中央部，微带线路75的中央部连接于作为耦合元件的电容器76的一端，电容器76的另一端连接于作为发送端口27的微带线路77的一端。由上述电容器72、74、76和微带线路71、73、75、77构成第一带通滤波器。

电容器78的另一端被抽头连接于作为谐振器29的微带线路79的中央部，微带线路79的中央部通过抽头连接于作为耦合元件的电容器80的一端。电容器80的另一端通过抽头连接于作为谐振器31的微带线路81的中央部，微带线路81连接于作为耦合元件的电容器82的一端，电容器82的另一端连接于作为接收端33的微带线路83的一端。由上述电容器78、80、82和微带线路71、79、81、83构成第二带通滤波器。

本实施例中使用了电容器22、24、26、28、30、32，但也可以使用电感，或者电容器与电感的组合。

下面说明电路结构的例子。图10为使用电感34、35、36、37和电容器24、30作为耦合元件，使用抽头耦合式谐振器23、25、29、31作为谐振电路的天线共用器的电路结构图。图11为使用电感34、35和电容器24、28、30、32作为耦合元件，使用抽头耦合式谐振器23、25、29、31作为谐振电路的天线共用器的电路结构图。

在本实施例中，使谐振电路仅由谐振器23、25、29、31构成，但是如图12(A)所示，也可以由抽头耦合在耦合元件的谐振器40和串联于谐振器40与耦合元件之间的分布参数线路41构成谐振电路(分布参数线路负载谐振电路)。另外，如图12(B)～(D)所示，也可以在谐振器40与耦合元件之间连接电感42、电容器43或电感45及电容器44。再有，如图12(E)所示，也可以将抽头耦合在耦合元件的谐振器40的一端(或两端)接地。

当使用图12(A)的谐振电路时，无论谐振器40是否为λ/2谐振器或λ/4谐振器，均可以在通带的高频侧与低频侧形成衰减极。当使用图12(B)的谐振电路时，无论谐振器40是否为λ/2谐振器或λ/4谐振器，均可以在通带的高频侧形成衰减极。当使用图12(C)的谐振电路时，无论谐振器40是否为λ/2谐振器或λ/4谐振器，均可以在通带的低频侧形成衰减极。当使用图12(D)的谐振电路时，无论谐振器40是否为λ/2谐振器或λ/4谐振器，均可以在通带的低频侧与高频侧形成衰减极。当使用图12(E)的谐振电路时，无论谐振器40是否为λ/2谐振器或λ/4谐振器，可以在通带的高频侧或低频侧形成一个衰减极。

图13为本发明的分波电路的第二实施例的单纤三向器的平面图。在图13中，作为输入端子的绝缘衬底90的下面设有下部导体。微带线路91的一端连接于外部的天线。微带线路91的另一端连接于电容器92、98、104的一端。

电容器92的另一端被抽头连接于作为谐振器的微带线路93的中央部，作为耦合元件的电容器94的一端连接于微带线路93。电容器94的另一端连接于作为谐振器的微带线路95的中央部，作为耦合元件的电容器96的一端连接于微带线路95，电容器96的另一端连接于如作为第一接收端的微带线路97。由上述电容器92、94、96和微带线路91、93、95、97构成第三带通滤波器。

电容器98的另一端被抽头连接于作为谐振器的微带线路99的中央部，作为耦合元件的电容器100的一端连接于微带线路99。电容器100的另一端通过抽头连接于作为谐振器的微带线路101的中央部，作为耦合元件的电容器102的一端连接于微带线路101，电容器102的另一端连接于如作为第二接收端的微带线路103。由上述电容器92、94、96和微带线路91、93、95、97构成第四带通滤波器。

电容器104的另一端被抽头连接于作为谐振器的微带线路105的中央部，作为耦合元件的电容器106的一端连接于微带线路105。电容器106的另一端通过抽头连接于如作为第三接收端的微带线路107的中央部。由上述电容器104、106和微带线路91、105、107构成第五带通滤波器。

所述单纤三向器，分别由通带互不相同的第一至第三带通滤波器，对由外部天线接收到的信号频率进行筛选，因此可以从第一至第三接收端口向各个后续电路输出。

本实施例中，线路由微带线路构成，但并不限定于此，还可以由共面线路、带状线路、同轴线路等构成。

图14为作为本发明的分波电路的第二实施例的单纤三向器的原理图。在图中，发送端带通滤波器300及接收端带通滤波器700、800直接连接于天线200，中间不连接用于阻抗匹配的分布参数线路。

带通滤波器300包含作为耦合元件的电容器301～304和作为谐振电路的谐振器305～307，带通滤波器700包含作为耦合元件的电容器701～704和作为谐振电路的谐振器705～707，带通滤波器800包含作为耦合元件的电容器801～804和作为谐振电路的谐振器805～807。在此，将发送端带通滤波器300的中心频率设为f₀₁，将接收端带通滤波器700、800的中心频率设为f₀₂、f₀₃。

下面说明根据本实施例的天线共用器的设计方法。首先，设计电容器302、303、702、703、802、803的电容C_g11、C_g12、C_g21、C_g22、C_g31、C_g32，谐振器306、307、706、707、806、807的特性阻抗Z₁₂、Z₁₃、Z₂₂、Z₂₃、Z₃₂、Z₃₃，相位常数β₁₂、β₁₃、β₂₂、β₂₃、β₃₂、β₃₃，短线长度l₁₂₁、l₁₂₂、l₁₃₁、l₁₃₂、l₂₂₁、l₂₂₂、l₂₃₁、l₂₃₂、l₃₂₁、l₃₂₂、l₃₃₁、l₃₃₂以及谐振器305、705、805的短线长度l₁₁₂、l₂₁₂、l₃₁₂，以使发送端带通滤波器300及接收端带通滤波器700、800得到所期望的滤波特性。

然后，在中心频率f₀₁，使电容器701与谐振器705的连接点以及电容器801与谐振器805的连接点处于接地状态，防止发送信号成分漏失在接收端；在中心频率f₀₂，使电容器301与谐振器305的连接点及电容器801与谐振器805的连接点处于接地状态；在中心频率f₀₃，使电容器301与谐振器305的连接点及电容器701与谐振器705的连接点处于接地状态，防止接收信号成分漏失在发送端。

计算电容器301、701、801和谐振器305、705、805的电容C^m _in1、C^m _in2、C^m _in3，特性阻抗Z^m ₁₁、Z^m ₂₁、Z^m ₃₁，相位常数β₁₁、β₂₁、β₃₁，短线长度l^m ₁₁₁、l^m ₁₁₂、l₂₁₁、l^m ₂₁₂、l₃₁₁、l^m ₃₁₂，以使发送端带通滤波器300及接收端带通滤波器700、800实现阻抗匹配。

将天线200的电导设为G，当从天线200侧观察到的在频率f₀₁处的导纳Y_in1满足式(24)的条件，即当(25)成立时，可以实现阻抗匹配。图15(A)中示出关于频率f₀₁的发送端带通滤波器300的等效电路。

当从天线200侧观察到的在频率f₀₂处的导纳Y_in2满足式(26)的条件，即当式(27)成立时，可以实现阻抗匹配。图15(B)中示出关于频率f₀₂的接收端带通滤波器700的等效电路。

当从天线200侧观察到的在频率f₀₃的导纳Y_in3满足式(28)的条件，即当式(29)成立时，可以实现阻抗匹配。图15(C)中示出关于频率f₀₃的接收端带通滤波器800的等效电路。Re[]表示括号内的量的实部，Im[]表示括号内的量的虚部。

$Y_{\mathrm{in}1}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}1}^m}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r11}^m\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{g11}}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r12}+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{g12}}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r13}+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{out}1}}+\frac{1}{G}}}}}}}}$

$+{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}2}^m+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}3}^m}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r31}^m+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{g31}}+\frac{1}{G}}}}=G---\left(24\right)$

$\mathrm{Re}\left[Y_{\mathrm{in}1}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=G$

$\mathrm{Im}\left[Y_{\mathrm{in}1}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=0---\left(25\right)$

$Y_{\mathrm{in}2}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}2}^m}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r21}^m\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{g21}}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r22}+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{g22}}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r23}+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{out}2}}+\frac{1}{G}}}}}}}}$

$+{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}3}^m+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}1}^m}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r11}^m+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{g11}}+\frac{1}{G}}}}=G---\left(26\right)$

$\mathrm{Re}\left[Y_{\mathrm{in}2}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=G$

$\mathrm{Im}\left[Y_{\mathrm{in}2}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=0---\left(27\right)$

$Y_{\mathrm{in}3}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{03}}=\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{03}{C}_{\mathrm{in}3}^m}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r31}^m\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{03}{C}_{g31}}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r32}+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{03}{C}_{g32}}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r33}+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{03}{C}_{\mathrm{out}3}}+\frac{1}{G}}}}}}}}$

$+{\mathrm{j\ω}}_{03}{C}_{\mathrm{in}1}^m+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{03}{C}_{\mathrm{in}2}^m}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r21}^m+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{03}{C}_{g21}}+\frac{1}{G}}}}=G---\left(28\right)$

$\mathrm{Re}\left[Y_{\mathrm{in}3}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{03}}=G$

$\mathrm{Im}\left[Y_{\mathrm{in}3}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{03}}=0---\left(29\right)$

然后，为了计算电容C^m _in1、C^m _in2、C^m _in3，在图16(A)、(B)、(C)中示出使用导纳变换单元J₁₁、J₂₁、J₃₁的等效电路。

在图16(A)、(B)、(C)中，为了形成导纳变换单元J₁₁，引入相当于第一及第二虚拟耦合元件的正负电容C^em _in1和-C^em _in1，为了形成导纳变换单元J₂₁，引入相当于第一及第二虚拟耦合元件的正负电容C^em _in2和-C^em _in2，为了形成导纳变换单元J₃₁，引入相当于第一及第二虚拟耦合元件的正负电容C^em _in3和-C^em _in3。

图16(A)、(B)、(C)中的输入电容、负电性元件及导纳变换单元的关系式，可以用式(30)、(31)、(32)表示。

$C_{\mathrm{in}1}=\frac{J_{11}}{{\mathrm{\ω}}_{01}\sqrt{1-{\left(\frac{J_{11}}{G}\right)}^2}}$

$C_{\mathrm{in}2}=\frac{J_{21}}{{\mathrm{\ω}}_{02}\sqrt{1-{\left(\frac{J_{21}}{G}\right)}^2}}$

$C_{\mathrm{in}3}=\frac{J_{31}}{{\mathrm{\ω}}_{03}\sqrt{1-{\left(\frac{J_{31}}{G}\right)}^2}}---\left(30\right)$

$-C_{\mathrm{in}1}^e=\frac{J_{11}}{{\mathrm{\ω}}_{01}}\sqrt{1-{\left(\frac{J_{11}}{G}\right)}^2}$

$-C_{\mathrm{in}2}^e=\frac{J_{21}}{{\mathrm{\ω}}_{02}}\sqrt{1-{\left(\frac{J_{21}}{G}\right)}^2}$

$-C_{\mathrm{in}3}^e=\frac{J_{31}}{{\mathrm{\ω}}_{03}}\sqrt{1-{\left(\frac{J_{31}}{G}\right)}^2}---\left(31\right)$

$J_{11}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\ω}}_{01}{C}_{r1}G{\mathrm{\ω}}_{01}}{g_0{g}_1{\mathrm{\ω}}_{c0}}}$

$J_{21}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}{C}_{r2}G{\mathrm{\ω}}_{02}}{g_0{g}_1{\mathrm{\ω}}_{c0}}}$

$J_{31}=\sqrt{\frac{{\mathrm{\ω}}_{03}{C}_{r3}G{\mathrm{\ω}}_{03}}{g_0{g}_1{\mathrm{\ω}}_{c0}}}---\left(32\right)$

图16(A)、(B)、(C)中的输入导纳Y^m _j11、Y^m _j21、Y^m _j31，可以用式(33)～(38)表示。而且，当式(39)成立时，即，将式(33)～(38)代入到式(39)，可以得到负电性元件-C^em _in1、-C^em _in2、-C^em _in3的关系式。结果，在图16中，可以确定J₁₁、J₂₁、J₃₁作为变换电路而动作。

[数学式10]

$Y_{J11}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{01}^2{C}_{\mathrm{in}1}^{2}G}{G^2+{\mathrm{\ω}}_{01}^2{C}_{\mathrm{in}1}^2}+j\frac{{\mathrm{\ω}}_{01}{G}^2(C_{\mathrm{in}1}-C_{\mathrm{in}1}^e)-{\mathrm{\ω}}_{01}^3{C}_{\mathrm{in}1}^2{C}_{\mathrm{in}1}^e}{G^2+{\mathrm{\ω}}_{01}^2{C}_{\mathrm{in}1}^2}---\left(33\right)$

$Y_{J21}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}^2{C}_{\mathrm{in}2}^{2}G}{G^2+{\mathrm{\ω}}_{02}^2{C}_{\mathrm{in}2}^2}+j\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}{G}^2(C_{\mathrm{in}2}-C_{\mathrm{in}2}^e)-{\mathrm{\ω}}_{02}^3{C}_{\mathrm{in}2}^2{C}_{\mathrm{in}2}^e}{G^2+{\mathrm{\ω}}_{02}^2{C}_{\mathrm{in}2}^2}---\left(34\right)$

$Y_{J31}=\frac{{\mathrm{\ω}}_{03}^2{C}_{\mathrm{in}3}^{2}G}{G^2+{\mathrm{\ω}}_{03}^2{C}_{\mathrm{in}3}^2}+j\frac{{\mathrm{\ω}}_{03}{G}^2(C_{\mathrm{in}3}-C_{\mathrm{in}3}^e)-{\mathrm{\ω}}_{03}^3{C}_{\mathrm{in}3}^2{C}_{\mathrm{in}3}^e}{G^2+{\mathrm{\ω}}_{03}^2{C}_{\mathrm{in}3}^2}---\left(35\right)$

[数学式11]

$Y_{J11}^m=-\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{in}1}^{\mathrm{em}}\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}1}^m}+\frac{1}{G+{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}2}^m+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{\mathrm{in}3}^m}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r31}+{\mathrm{j\ω}}_{01}{C}_{g31}}}}}---\left(36\right)$

$Y_{J21}^m=-\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{in}2}^{\mathrm{em}}\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}2}^m}+\frac{1}{G+{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}3}^m+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{\mathrm{in}1}^m}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r11}+{\mathrm{j\ω}}_{02}{C}_{g11}}}}}---\left(37\right)$

$Y_{J31}^m=-\mathrm{j\ω}{C}_{\mathrm{in}3}^{\mathrm{em}}\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{03}{C}_{\mathrm{in}3}^m}+\frac{1}{G+{\mathrm{j\ω}}_{03}{C}_{\mathrm{in}1}^m+\frac{1}{\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}_{03}{C}_{\mathrm{in}2}^m}+\frac{1}{{\mathrm{jB}}_{r21}+{\mathrm{j\ω}}_{03}{C}_{g21}}}}}---\left(38\right)$

$\mathrm{Re}\left[Y_{J11}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=\mathrm{Re}\left[Y_{J11}^m\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}$

$\mathrm{Im}\left[Y_{J11}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=\mathrm{Im}\left[Y_{J11}^m\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}$

$\mathrm{Re}\left[Y_{J21}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=\mathrm{Re}\left[Y_{J21}^m\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}$

$\mathrm{Im}\left[Y_{J21}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=\mathrm{Im}\left[Y_{J21}^m\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}$

$\mathrm{Re}\left[Y_{J31}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{03}}=\mathrm{Re}\left[Y_{J31}^m\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{03}}$

$\mathrm{Im}\left[Y_{J31}\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{03}}=\mathrm{Im}\left[Y_{J31}^m\right]{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{03}}---\left(39\right)$

然后，在图16(A)～(C)中，如果用B^m _r11、B^m _r21、B^m _r31表示各谐振器305、705、805的输入电纳，则可以用式(40)、(42)、(44)表示在f＝f₀₁(ω＝ω₀₁)的谐振器305的输入电纳B^m _in11和在f＝f₀₂(ω＝ω₀₂)的谐振器705的输入电纳B^m _in21以及在f＝f₀₃(ω＝ω₀₃)的谐振器805的输入电纳B^m _in31。而且，若要使电纳斜率参数b^m ₁₁、b^m ₂₁、b^m ₃₁与ω＝ω₀₁、ω＝ω₀₂、ω＝ω₀₃时的集中参数型LC并联谐振器的各电纳斜率参数ω₀₁C_r1、ω₀₂C_r2、ω₀₃C_r3相同，需要满足式(41)、(43)、(45)。

$B_{\mathrm{in}11}^m{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}=B_{r11}^m+{\mathrm{\ω}}_{01}(C_{\mathrm{in}1}^{\mathrm{em}}+C_{g11})$

$=\frac{\tan {\mathrm{\β}}_{11}^m{l}_{111}^m+\tan {\mathrm{\β}}_{11}^m{l}_{112}}{Z_{11}^m}+{\mathrm{\ω}}_{01}(C_{\mathrm{in}1}^{\mathrm{em}}+C_{g11})$

$=0---\left(40\right)$

$b_{11}^m=\frac{{\mathrm{\ω}}_{01}}{2}\frac{{\mathrm{dB}}_{\mathrm{in}11}^m}{\mathrm{d\ω}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{01}}-{\mathrm{\ω}}_{01}{C}_{r1}---\left(41\right)$

$B_{\mathrm{in}21}^m{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}=B_{r21}^m+{\mathrm{\ω}}_{02}(C_{\mathrm{in}2}^{\mathrm{em}}+C_{g21})$

$=\frac{\tan {\mathrm{\β}}_{21}^m{l}_{211}^m+\tan {\mathrm{\β}}_{21}^m{l}_{212}}{Z_{21}^m}+{\mathrm{\ω}}_{02}(C_{\mathrm{in}2}^{\mathrm{em}}+C_{g21})$

$=0---\left(42\right)$

$b_{21}^m=\frac{{\mathrm{\ω}}_{02}}{2}\frac{{\mathrm{dB}}_{\mathrm{in}21}^m}{\mathrm{d\ω}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{02}}-{\mathrm{\ω}}_{02}{C}_{r2}---\left(43\right)$

$B_{\mathrm{in}31}^m{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{03}}=B_{r31}^m+{\mathrm{\ω}}_{03}(C_{\mathrm{in}3}^{\mathrm{em}}+C_{g31})$

$=\frac{\tan {\mathrm{\β}}_{31}^m{l}_{311}^m+\tan {\mathrm{\β}}_{31}^m{l}_{312}}{Z_{21}^m}+{\mathrm{\ω}}_{03}(C_{\mathrm{in}3}^{\mathrm{em}}+C_{g31})$

$=0---\left(44\right)$

$b_{31}^m=\frac{{\mathrm{\ω}}_{03}}{2}\frac{{\mathrm{dB}}_{\mathrm{in}31}^m}{\mathrm{d\ω}}{|}_{\mathrm{\ω}={\mathrm{\ω}}_{03}}-{\mathrm{\ω}}_{03}{C}_{r3}---\left(45\right)$

表1中示出图14中的单纤三向器根据上述设计方法计算的带通滤波器300(BPF1)、700(BPF2)、800(BPF3)的各电容性元件及各谐振器的元件值。图17表示使用表1中示出的值进行模拟的传送及反射特性，图18表示上述模拟的通带特性，图19表示上述模拟的宽带传送特性，图20表示上述模拟的隔离特性。

[表1]

在此，S₁₁为天线200的反射系数，S₂₂为发送端带通滤波器300端口308的反射系数，S₂₁为发送端带通滤波器700的天线200至端口308的透射系数，S₃₃为接收端带通滤波器700的端口708的反射系数，S₃₁为发送端带通滤波器700的天线200至端口708的透射系数，S₄₄为接收端带通滤波器800的端口808的反射系数，S₄₁为发送端带通滤波器800的天线200至端口808的透射系数。并且，S₂₃为发送端带通滤波器300和接收端带通滤波器700之间的相互干涉系数，S₂₄为发送端带通滤波器300和接收端带通滤波器800之间的相互干涉系数，S₃₄为接收端带通滤波器700和接收端带通滤波器800之间的相互干涉系数。

上述模拟中，使用表1中所示的值，但是也可以用将小数点第三位四舍五入到第二位的值进行。此时，虽然图17的反射特性略有下降，但不会影响实用性。

根据图17及图18，可以确认在各通带能得到所期望的特性。而且，由图20中所示的结果可以确认，由于在各中心频率f₀₁、f₀₂、f₀₃设置衰减极，可以实现高的隔离特性。

本国际申请以2005年9月5日申请的日本专利申请2005-257186号作为主张优先权的基础，本国际申请引用该申请的全部内容。

Claims (5)

1、一种分波电路，包含，

两个以上带通滤波器，其分别使频带互不相同的信号通过，该带通滤波器包含一级以上单元，该单元具有耦合元件和以抽头式耦合与所述耦合元件耦合的谐振电路，其中，

所述各带通滤波器的一端直接连接于同一端口，

离所述各带通滤波器的所述端口最近的第一级所述耦合元件及所述谐振电路，具有谐振单元的功能，以及所述各带通滤波器的阻抗匹配单元的功能，

通过选择所述第一级各耦合元件的值及所述第一级各谐振电路的阻抗、耦合位置、相位常数，使所述各带通滤波器的信号通带分别在预定的频率，由此使所述第一级各耦合元件及所述第一级各谐振电路具有谐振单元的功能，以及所述各带通滤波器的阻抗匹配单元的功能。

2、根据权利要求1所述的分波电路，其特征在于，

在所述各带通滤波器的各中心频率，在信号通过预定带通滤波器时，其它带通滤波器的所述谐振电路的连接点处于短路状态，从所述预定带通滤波器的端口侧观察到的导纳为预定值，在所述短路状态下，所述预定带通滤波器的所述耦合元件、对所述预定带通滤波器产生影响的所述其它带通滤波器的耦合元件、以及对应于所述耦合元件的第一虚拟耦合元件的从所述端口侧观察到的导纳达到预定值，包含所述谐振电路与第二虚拟耦合元件的电路在预定的中心频率满足谐振条件，所述第二虚拟耦合元件与所述第一虚拟耦合元件的绝对值相同，且符号相反，包含所述谐振电路与所述第二虚拟耦合元件的部分的电纳斜率参数与对应于所述谐振电路的集中参数元件型谐振电路的电纳斜率参数相同。

3、根据权利要求1或2所述的分波电路，其特征在于，

所述多个带通滤波器为使发送信号通过的发送端带通滤波器和使接收信号通过的接收端带通滤波器，

所述端口连接于天线。

4、根据权利要求1或2所述的分波电路，其特征在于，

一个带通滤波器的所述谐振电路的一个短线的长度为预定值，以形成对应于其它带通滤波器的通带频率的衰减极。

5、一种分波电路的设计方法，包含步骤：

将两个以上带通滤波器的一端直接连接于同一端口，所述带通滤波器包含一级以上单元，并使频带互不相同的信号通过，所述单元具有耦合元件和以抽头式耦合与所述耦合元件耦合的谐振电路，

在所述各带通滤波器的各中心频率，在信号通过预定带通滤波器时，其它带通滤波器的所述谐振电路的连接点处于短路状态，从所述预定带通滤波器的端口侧观察到的导纳为预定值，在所述短路状态下，所述预定带通滤波器的所述耦合元件、对所述预定带通滤波器产生影响的所述其它带通滤波器的耦合元件、以及对应于所述耦合元件的第一虚拟耦合元件的从所述端口侧观察到的导纳达到预定值，包含所述谐振电路与第二虚拟耦合元件的电路在预定的中心频率满足谐振条件，所述第二虚拟耦合元件与所述第一虚拟耦合元件的绝对值相同，且符号相反，使包含所述谐振电路与所述第二虚拟耦合元件的部分的电纳斜率参数与对应于所述谐振电路的集中参数元件型谐振电路的电纳斜率参数相同，

离所述各带通滤波器的所述端口最近的第一级所述耦合元件及所述谐振电路，具有谐振单元的功能，以及所述各带通滤波器的阻抗匹配单元的功能，

通过选择所述第一级各耦合元件的值及所述第一级各谐振电路的阻抗、耦合位置、相位常数，使所述各带通滤波器的信号通带分别在预定的频率，由此使所述第一级各耦合元件及所述第一级各谐振电路具有谐振单元的功能，以及所述各带通滤波器的阻抗匹配单元的功能。

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