CN115149923A - 多通带滤波器、多工器和通信设备 - Google Patents

Abstract

本发明涉及滤波器技术领域，特别地涉及一种多通带滤波器、多工器和通信设备，该多通带滤波器包括两条以上并联在滤波器的输入端和输出端的分支电路；分支电路包括并联的第一子电路和第二子电路，第一子电路和第二子电路中分别包括至少一个谐振器；分支电路还包括移相装置，移相装置设于第二子电路中，并与第二子电路中的谐振器串联，移相装置用于使第二子电路和第一子电路的相位差为指定值。本发明提供的技术方案中，拓扑结构的插损和远端抑制较好，使得该拓扑结构即可以适用平衡端口也可以适用非平衡端口；另外，采用本发明技术方案中的拓扑结构，通过并联分支电路的方式，方便实现具有更多通带的滤波器。

Description

多通带滤波器、多工器和通信设备

技术领域

本发明涉及滤波器技术领域，特别地涉及一种多通带滤波器、多工器和通信设备。

背景技术

随着无线通信技术向着多频段、多模方向快速发展，作为射频前端关键部件的滤波器、双工器以及多工器得到了广泛关注，特别是在发展快速的个人移动通信领域。在个人移动通信领域得到广泛应用的滤波器、双工器多是由表面声波谐振器或体声波谐振器制造而成，相较于表面声波谐振器，体声波谐振器性能更优，其具有Q值高、频率覆盖范围广、散热性能好等特性，更适合5G通信发展的需要。体声波谐振器其谐振由机械波产生，而非电磁波作为谐振来源，机械波的波长比电磁波波长短很多，因此，体声波谐振器及其组成的滤波器体积相对传统的电磁滤波器尺寸大幅度减小。

目前，在体声波滤波器技术领域，常用的滤波器拓扑结构一般分为梯型结构和栅格型结构，梯型结构适用于非平衡端口，其邻带抑制较好，而远端抑制较差；而栅格型结构，适用于平衡端口，其远端抑制较好，而邻带抑制较差，两种拓扑结构都具有局限性，同时，该两种拓扑结构都不易实现双通带，甚至更多通带滤波器的频段覆盖。

发明内容

本发明提供了一种多通带滤波器、多工器和通信设备，滤波器即可以适合平衡端口，也可以适合非平衡端口，同时，还方便实现多通带滤波器。本发明提供如下技术方案：

本发明的一个方面，提供了一种多通带滤波器，包括两条以上并联在所述滤波器的输入端和输出端的分支电路；所述分支电路包括并联的第一子电路和第二子电路，其中，第一子电路和第二子电路中分别包括至少一个谐振器；所述分支电路还包括移相装置，移相装置设于第二子电路中，并与第二子电路中的谐振器串联，移相装置用于使所述第二子电路和所述第一子电路的相位差为指定值。

可选地，两条以上分支电路并联设置，该两条以上分支电路用于形成两个以上的滤波器通带，其中，各滤波器通带的频率覆盖范围不同，并且，各分支电路中，第一子电路中谐振器的串联谐振频率和第二子电路中谐振器的并联谐振频率位于所述分支电路所覆盖的通带的中心频率的指定邻域内。

可选地，所述移相装置为移相器，设于第二子电路中，并且与第二子电路中的谐振器串联。

可选地，所述移相器为LC电路或传输线。

可选地，所述移相装置为巴伦电路，巴伦电路的第一端与滤波器输出端连接，第二端与第一子电路的输出端连接，第三端与第二子电路的输出端连接。

可选地，所述第一子电路和所述第二子电路的相位差指定值为160度到200度。

可选地，所述第一子电路和所述第二子电路的相位差指定值为180度。

可选地，第一子电路和第二子电路中分别包括多个谐振器，多个所述谐振器串联或并联；其中，第一子电路中各谐振器的串联谐振频率之差小于限定值，第二子电路中各谐振器的串联谐振频率之差小于限定值。

可选地，所述限定值为10MHz。

可选地，所述第二子电路中的谐振器上设有质量负载层，该质量负载层用于使第二子电路的并联谐振频点与第一子电路的串联谐振频点此二者为同一值或用于使此二者具有限定差值。

本发明的另一个方面，还提供了一种多工器，包括多个本发明所述的多通带滤波器。

本发明的另一个方面，还提供了一种通信设备，包括本发明所述的多通带滤波器。

本发明提供的技术方案中，双通带滤波器的拓扑结构简单，使用的谐振器数量较少，因此插损较好，以及通过使用移相器，使并联的两个子电路在远离通带的频段相位相差180度，两子电路的信号可以互相抵消，因此远离通带的频段抑制较好，以上性能使滤波器即可以适用平衡端口，也可以适用非平衡端口；另外，采用本发明技术方案中的拓扑结构，通过并联分支电路的方式，方便实现具有更多通带的滤波器。

附图说明

为了说明而非限制的目的，现在将根据本发明的优选实施例、特别是参考附图来描述本发明，其中：

图1是本发明实施方式提供的多通带滤波器的拓扑结构图；

图2是图1中谐振器S11和谐振器S12的频率关系图；

图3是图1中谐振器S11的阻抗及相位曲线图；

图4是图1中谐振器S12串联移相器1后的阻抗和相位曲线图；

图5是图1中谐振器S11和谐振器S12的阻抗关系图；

图6是图1中各个子电路之间的阻抗关系图；

图7是本发明实施方式提供的多通带滤波器的传输曲线图；

图8是本发明实施方式提供的多通带滤波器的回波损耗曲线图；

图9是本发明实施方式提供的多通带滤波器的另一种拓扑结构图；

图10是本发明实施方式提供的多通带滤波器的又一种拓扑结构图。

具体实施方式

本发明实施方式中，多通带滤波器的拓扑结构简单，使用的谐振器数量较少，因此插损较好；另外，由于采用了移相器，并联的两个子电路在远离通带的频段相位相差180度，使得两子电路的信号可以互相抵消，因此远离通带的频段抑制较好；以及可将类似的分支电路结构并联在一起，从而可以实现多通带滤波器，以下具体加以说明。

图1是本发明实施方式提供的多通带滤波器的拓扑结构图。如图1所示，该拓扑结构可以实现双通带滤波器功能，在输入端1和输出端2之间设置2个并联的分支电路，即第一分支电路10和第二分支电路11，其中，第一分支电路10实现该双通带滤波器的第一通带频率覆盖，第二分支电路11实现该双通带滤波器的第二通带频率覆盖。第一分支电路10包括两个并联的子电路，第一子电路包括谐振器S11，第二子电路包括谐振器S12和移相器1，其中，谐振器S11和谐振器S12为体声波谐振器。移相器1可以由LC电路或者传输线实现，其移相范围为160度到200度之间，以180度移相为最佳，谐振器S12和移相器1串联之后，再与第一子电路的谐振器S11并联。在第一分支电路10中，采用在谐振器S12上加载质量负载的方式，使得谐振器S12的并联谐振频点和谐振器S11的串联谐振频点相等或者相近，并且位于该双通带滤波器的第一个通带的中心频率附近。

继续参考图1，如图1所示，第二分支电路11同样包括两个并联的子电路，第一子电路包括谐振器S21，第二子电路包括谐振器S22和移相器2，其中，谐振器S21和谐振器S22为体声波谐振器。该移相器2实现的移相范围为160度到200度之间，以180度为最佳，谐振器S22和移相器2串联之后，再与第一子电路的谐振器S21并联。在第二分支电路11中，采用在谐振器S22上加载质量负载的方式，使得谐振器S22的并联谐振频点和谐振器S21的串联谐振频点相等或者相近，并且位于该双通带滤波器的第二个通带的中心频率附近。

以下通过第一分支电路10，以及结合附图2至8详细说明谐振器S11和谐振器S12的频率关系，以及实现第一通带频率覆盖的原理。其中，图2是图1中谐振器S11和谐振器S12的频率关系图；图3是图1中谐振器S11的阻抗及相位曲线图；图4是图1中谐振器S12串联移相器1后的阻抗和相位曲线图；图5是图1中谐振器S11和谐振器S12的阻抗关系图；

图6是图1中各个子电路之间的阻抗关系图；图7是本发明实施方式提供的多通带滤波器的传输曲线图；图8是本发明实施方式提供的多通带滤波器的回波损耗曲线图。如图2所示，谐振器S12的并联谐振频点fp2和谐振器S11的串联谐振频点fs1相等或者相近。如图3所示，在串联谐振频点fs1和并联谐振频点fp1之间，其相位为90度，也就是相当于电感，而在远离谐振区域的地方，其相位为-90度，所以相当于电容。本发明实施方式中，移相器1选用180度移相器，通过对比图3和图4可以看出，经过180度移相以后，谐振器S12的串联谐振频点fs2变成并联谐振频点f1，谐振器S12的并联谐振频点fp2变成串联谐振频点f2，在并联谐振频点f1和串联谐振频点f2之间，其相位为-90度，等效为电容，而在远离谐振区域的地方，其相位为90度，所以相当于电感，所以对比第一分支电路10的两个子电路可知，在远离谐振区域的地方，两个子电路的相位差为180度，如果适当控制两个子电路的传输幅度，在远离谐振区域的区域，两个子电路的信号可以完全抵消，从而使得该滤波器的远端抑制得到有效改善。综合图3和图4的内容，可以得到图5的阻抗关系，图5中曲线2为包含谐振器S11的第一子电路的阻抗曲线，曲线1为包含谐振器S12和移相器1的第二子电路的阻抗曲线，由图5可知，两个子电路的串联谐振频点接近或者相等，从而在其附近形成滤波器的第一通带频率覆盖。

同样的，第二分支电路11可以形成滤波器的第二通带频率覆盖。如图6所示，曲线1和曲线2为第一分支电路10的两个子电路的阻抗曲线，而曲线3和曲线4为第二分支电路11的两个子电路的阻抗曲线，阻抗曲线1和曲线2可以形成滤波器的第一通带频率覆盖，而曲线3和曲线4可以形成滤波器的第二通带频率覆盖。如图7和图8所示，按照上述拓扑结构仿真得到的一个双通带滤波器的传输曲线，该曲线包括2个通带，第一个通带中心频率为2.36GHz，带宽约42MHz，第二个通带中心频率为2.585GHz，带宽约52MHz，而且从曲线上可以看出，该滤波器的远端抑制较好，可以达到60dB，甚至70dB。

本发明实施方式中，各分支电路的第一子电路和第二子电路中可包括多个谐振器，其中，多个谐振器串联或并联。下面以两个谐振器并联为例。图9是本发明实施方式提供的多通带滤波器的另一种拓扑结构图。如图9所示，该拓扑结构可以实现双通带滤波器功能，其与图1所示的拓扑结构相比区别在于，图9所示的滤波器中，在每个分支电路的子电路中包括两个并联的谐振器。滤波器拓扑结构具体如下，如图9所示，双通带滤波器拓扑结构包括并联在输入端1和输出端2之间的第一分支电路20和第二分支电路21，第一分支电路20实现该双通带滤波器的第一通带频率覆盖，第二分支电路21实现该双通带滤波器的第二通带频率覆盖。第一分支电路20的第一子电路不含移相器，由谐振器S11和谐振器S12并联组成，第二子电路包含移相器，由谐振器S13和谐振器S14先并联后再与移相器1串联组成，谐振器S11、谐振器S12、谐振器S13和谐振器S14为体声波谐振器，移相器1可以为LC电路或者传输线，其移相范围为160度到200度之间。在第一分支电路20中，谐振器S11和谐振器S12的串联谐振频点都位于该双通带滤波器的第一个通带的中心频率附近，谐振器S11和谐振器S12的串联谐振频点可以相同，也可不同，如果不同，两者频差通过增加载质量负载的方式确保频差不大于10MHz。在第一分支电路20中，谐振器S13和谐振器S14的并联谐振频点位于该双通带滤波器的第一个通带的中心频率附近，即相对于谐振器S11和谐振器S12而言，谐振器S13和谐振器S14需要加载质量负载，使得谐振器S13和谐振器S14的并联谐振频点和谐振器S11和谐振器S12的串联谐振频点相等或者相近，都位于该双通带滤波器的第一个通带的中心频率附近。

继续参考图9，如图9所示，第二分支电路21也由两个子电路并联组成，第一子电路不含移相器，由谐振器S21和谐振器S22并联组成，第二子电路包含移相器2，由谐振器S23和谐振器S24先并联后再与移相器2串联组成，谐振器S21、谐振器S22、谐振器S23和谐振器S24为体声波谐振器，移相器2可以为LC电路或者传输线，该移相器2实现的移相范围为160度到200度之间。在第二分支电路21中，谐振器S21和谐振器S22的串联谐振频点都位于该双通带滤波器的第二个通带的中心频率附近，谐振器S21和谐振器S22的串联谐振频点可以相同，也可不同，如果不同，通过增加载质量负载的方式确保其频差不大于10MHz。在第二分支电路21中，谐振器S23和谐振器S24的并联谐振频点位于该双通带滤波器的第二个通带的中心频率附近，即相对于谐振器S21和谐振器S22而言，谐振器S23和谐振器S24需要加载质量负载，使得谐振器S23和谐振器S24的并联谐振频点和谐振器S21和谐振器S22的串联谐振频点相等或者相近，都位于该双通带滤波器的第二个通带的中心频率附近。

图10是本发明实施方式提供的多通带滤波器的又一种拓扑结构图。其与图9中滤波器的拓扑结构相比，两者的区别在于，图10所示滤波器拓扑结构中，移相装置选用巴伦电路，在拓扑结构中巴伦电路与图1和图9中的移相器起相同作用。如图10所示，该拓扑结构可以实现双通带滤波器功能，包括并联在输入端1和输出端2之间的第一分支电路30和第二分支电路31，第一分支电路30实现该双通带滤波器的第一通带频率覆盖，第二分支电路31实现该双通带滤波器的第二通带频率覆盖。第一分支电路30由两个子电路以及巴伦1组成，巴伦1的端口1与滤波器的输出端2，巴伦电路根据其固有的特性，可以保证其输出端2和输出端3之间有180度的相位差，所以本具体实施方式采用巴伦电路代替移相器，同样可以实现移相功能。

继续参考图10，第一分支电路30中，第一子电路由谐振器S11和谐振器S12并联组成，两个谐振器的一端与滤波器的输入端1连接，另一端接与巴伦1的输出端2连接，在第一子电路中，谐振器S11和谐振器S12的串联谐振频点均位于双通带滤波器第一个通带的中心频率附近，谐振器S11和谐振器S12的串联谐振频点可以相同，也可不同，如果不同，两者的频差不大于10MHz，频差控制可通过加载质量负载的方式实现。在第一分支电路30中，第二子电路由谐振器S13和谐振器S14并联组成，两个谐振器的一端与滤波器的输入端1连接，另一端与巴伦1的输出端3连接，在第二子电路中，谐振器S13和谐振器S14的并联谐振频点都位于该双通带滤波器的第一个通带的中心频率附近，相对于谐振器S11和谐振器S12而言，可通过增加质量负载的方式，使谐振器S13和谐振器S14的并联谐振频点和谐振器S11和谐振器S12的串联谐振频点相等或者相近。

第二分支电路31由两个子电路以及巴伦2组成，巴伦2的端口1与滤波器的输出端2连接，巴伦电路根据其固有的特性，可以保证输出端2和输出端3之间有180度的相位差，本具体实施方式采用巴伦电路代替移相器，同样可以实现移相功能。第二分支电路31中，第一子电路由谐振器S21和谐振器S22并联组成，两个谐振器的一端与滤波器的输入端1连接，另一端与巴伦2的输出端2连接，在第一子电路中，谐振器S21和谐振器S22的串联谐振频点均位于双通带滤波器的第二个通带的中心频率附近，谐振器S21和谐振器S22的串联谐振频点可以相同，也可不同，如果不同，两者的频差不大于10MHz，频差控制可通过加载质量负载的方式实现。第二分支电路31中，第二子电路由谐振器S23和谐振器S24并联组成，两个谐振器的一端与滤波器的输入端1连接，另一端与巴伦2的输出端3连接，在第二子电路中，谐振器S23和谐振器S24的并联谐振频点均位于该双通带滤波器的第二个通带的中心频率附近，相对于谐振器S21和谐振器S22而言，可通过增加载质量负载的方式，使谐振器S23和谐振器S24的并联谐振频点和谐振器S21和谐振器S22的串联谐振频点相等或者相近。

根据本发明实施方式的技术方案，双通带滤波器的拓扑结构简单，使用的谐振器数量较少，因此插损较好，以及通过使用移相器，使并联的两个子电路在远离通带的频段相位相差180度，两子电路的信号可以互相抵消，因此远端抑制较好，以上性能使滤波器即可以适用平衡端口，也可以适用非平衡端口；另外，采用本发明技术方案中的拓扑结构，通过并联分支电路的方式，方便实现具有更多通带的滤波器。

上述具体实施方式，并不构成对本发明保护范围的限制。本领域技术人员应该明白的是，取决于设计要求和其他因素，可以发生各种各样的修改、组合、子组合和替代。任何在本发明的精神和原则之内所作的修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明保护范围之内。

Claims (12)

1.一种多通带滤波器，其特征在于，包括两条以上并联在所述滤波器的输入端和输出端的分支电路；

所述分支电路包括并联的第一子电路和第二子电路，其中，第一子电路和第二子电路中分别包括至少一个谐振器；

所述分支电路还包括移相装置，移相装置设于第二子电路中，并与第二子电路中的谐振器串联，移相装置用于使所述第二子电路和所述第一子电路的相位差为指定值。

2.根据权利要求1所述的多通带滤波器，其特征在于，

两条以上分支电路并联设置，该两条以上分支电路用于形成两个以上的滤波器通带，其中，各滤波器通带的频率覆盖范围不同，

并且，各分支电路中，第一子电路中谐振器的串联谐振频率和第二子电路中谐振器的并联谐振频率位于所述分支电路所覆盖的通带的中心频率的指定邻域内。

3.根据权利要求1所述的多通带滤波器，其特征在于，

所述移相装置为移相器，设于第二子电路中，并且与第二子电路中的谐振器串联。

4.根据权利要求3所述的多通带滤波器，其特征在于，

所述移相器为LC电路或传输线。

5.根据权利要求1所述的多通带滤波器，其特征在于，

所述移相装置为巴伦电路，巴伦电路的第一端与滤波器输出端连接，第二端与第一子电路的输出端连接，第三端与第二子电路的输出端连接。

6.根据权利要求1至5中任一项所述的多通带滤波器，其特征在于，

所述第一子电路和所述第二子电路的相位差指定值为160度到200度。

7.根据权利要求6所述的多通带滤波器，其特征在于，

所述第一子电路和所述第二子电路的相位差指定值为180度。

8.根据权利要求1至5中任一项所述的多通带滤波器，其特征在于，

第一子电路和第二子电路中分别包括多个谐振器，多个所述谐振器串联或并联；

并且，第一子电路中各谐振器的串联谐振频率之差小于限定值，第二子电路中各谐振器的串联谐振频率之差小于限定值。

9.根据权利要求8所述的多通带滤波器，其特征在于，所述限定值为10MHz。

10.根据权利要求1至5中任一项所述的多通带滤波器，其特征在于，

所述第二子电路中的谐振器上设有质量负载层，该质量负载层用于使第二子电路的并联谐振频点与第一子电路的串联谐振频点此二者为同一值或用于使此二者具有限定差值。

11.一种多工器，其特征在于，包括多个如1至10中任一项所述的多通带滤波器。

12.一种通信设备，其特征在于，包括如1至10中任一项所述的多通带滤波器。

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