JP2005287046A - 信号分離装置およびアンテナスイッチモジュール - Google Patents

Abstract

【課題】帯域外インピーダンス整合が改善された信号分離装置およびアンテナスイッチモジュールを提供する。
【解決手段】信号分離装置は、アンテナポートＰ１に接続された第１および第２の回路分岐を備えている。第１の回路分岐は、第１の周波数帯域の信号を通過させるフィルタを備え、第２の回路分岐は、第２の周波数帯域の信号を通過させるフィルタを備えている。第１および第２の回路分岐は、第１および第２の周波数帯域の両方において、それぞれのリアクタンス性のインピーダンスがアンテナポートＰ１に与えられるように構成されている。信号分離装置は、更に、アンテナポートＰ１に接続されると共に、各リアクタンス性のインピーダンスを実質的に相殺するように構成されたインピーダンス整合回路１３０を備えている。
【選択図】図３

Description

本発明は、信号分離装置およびアンテナスイッチモジュールに関する。本発明は、特に、携帯電話機等のマルチバンド通信機器のアンテナにおいて用いられる信号分離装置およびアンテナスイッチモジュールに関するが、これに限定されるものではない。

マルチプレクサは、複数のポートを有し、周波数に依存する装置であり、複数の異なる周波数帯域の信号を分離または結合する装置として使用可能である。マルチプレクサとして最も一般的なのは、ダイプレクサとして知られる３つのポートを有するものである。

携帯電話機等のマルチバンド通信機器において、通常、各動作周波数帯域用の送信（ＴＸ）回路と受信（ＲＸ）回路は、共通のアンテナを共有している。通常、ダイプレクサの回路は、送信回路と受信回路をそれぞれアンテナに電気的に結合するために用いられる。ダイプレクサは、所定の周波数帯域の信号が、異なる周波数帯域用の回路に決して供給されないようにするものである。

図１は、携帯電話機において使用されるような、従来のデュアルバンド通信装置の一部を簡略化して示すブロック図である。この装置は、２つの周波数帯域Ａ，Ｂにおいて使用されるものとする。従って、この装置は、各帯域Ａ，Ｂ用の送信／受信回路２，４と、アンテナ６と、従来のダイプレクサ８を含んでいる。ダイプレクサ８は、３つのポートＰ１，Ｐ２，Ｐ３を備えている。ポートＰ１はアンテナ６に接続され、ポートＰ２は帯域Ａ用送信／受信回路２に接続され、ポートＰ３は帯域Ｂ用送信／受信回路４に接続されている。ダイプレクサ８は、２つの回路分岐を備えており、第１の分岐はポートＰ１とＰ２の間に設けられ、第２の分岐はポートＰ１とＰ３の間に設けられている。第１の分岐は、周波数帯域Ａに属する信号を通過させるフィルタ（フィルタＡ）を含む。第２の分岐は、周波数帯域Ｂに属する信号を通過させるフィルタ（フィルタＢ）を含む。帯域内インピーダンス整合を実現するため、各分岐は、１つ以上のインピーダンス整合素子（図１では図示せず）を含んでいてもよい。

この構成によると、周波数帯域Ａの信号をアンテナ６が受信すると、フィルタＡは、この受信した信号をポートＰ１からポートＰ２へ通過させ、その結果、送信／受信回路２に供給し、一方、フィルタＢは、受信した信号をポートＰ１からポートＰ３へ通過させないようにする。同様に、周波数帯域Ｂの信号をアンテナ６が受信すると、フィルタＢは、この受信した信号をポートＰ１からポートＰ３へ通過させ、その結果、送信／受信回路４に供給し、一方、フィルタＡは、受信した信号をポートＰ１からポートＰ２へ通過させないようにする。

以下の説明で、「帯域内」（in-band）という用語は、選択されたあるいは有効な動作周波数帯域にかかわる、回路またはシステムの構成要素または特性を示すものである。また、「帯域外」（out-of-band）という用語は、選択されたあるいは有効な動作周波数帯域以外の動作周波数帯域にかかわる、回路またはシステムの構成要素または特性を示すものである。例えば、図１において、動作周波数帯域Ａにおいて信号が受信された場合、ポートＰ１とポートＰ２の間のダイプレクサの分岐は、帯域内分岐と呼ぶことができ、一方、ポートＰ１とポートＰ３の間の分岐は、帯域外分岐と呼ぶことができる。

理想的には、ダイプレクサ８の帯域外分岐は、アンテナポートＰ１に対して開路を形成しなければならないが、実際には、帯域外分岐は、アンテナポートＰ１に対して、高い反射係数を有する、有限の容量性または誘導性インピーダンスを与えることが多い。高い反射係数は、受信した信号が帯域外分岐上を通過するのを防ぐという基本的な機能を、帯域外分岐が実行することを可能にする。しかしながら、一般に、有限のインピーダンスは比較的低く、これはダイプレクサやダイプレクサを含む装置の性能（例えば、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）や挿入損（ＩＬ）として計測される）に対して悪影響を及ぼす。

従って、帯域外インピーダンス整合が改善されたダイプレクサあるいはマルチプレクサを提供することが望ましい。移動通信を含む多くの用途においては、サイズを最小限にすることが重要なので、ダイプレクサの回路のサイズを大幅に大きくすることなく、改良された帯域外インピーダンス整合を実現することが望ましい。また、直流（ＤＣ）減結合（デカップリング）や、静電放電（ＥＳＤ）からの保護を実現するダイプレクサあるいはマルチプレクサを提供することも望ましい。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、帯域外インピーダンス整合が改善された信号分離装置およびアンテナスイッチモジュールを提供することにある。

本発明の第１の態様は、アンテナポートに接続された第１および第２の回路分岐を備えた信号分離装置を提供する。第１の回路分岐は、第１の周波数帯域の信号を通過させるフィルタを備えている。第２の回路分岐は、第２の周波数帯域の信号を通過させるフィルタを備えている。第１および第２の回路分岐は、第１および第２の周波数帯域の両方において、それぞれのリアクタンス性のインピーダンスが、アンテナポートに与えられるように構成されている。信号分離装置は、更に、アンテナポートに接続されると共に、各リアクタンス性のインピーダンスを実質的に相殺するように構成されたインピーダンス整合回路を備えている。

第１および第２の回路分岐は、それぞれ、帯域外のとき、各リアクタンス性のインピーダンスをアンテナポートに与えるように構成されていることが好ましい。

インピーダンス整合回路は、アンテナポートと電気的グランドとの間に接続されていることが好ましい。

アンテナポートに与えられる各リアクタンス性のインピーダンスは、アンテナポートと電気的グランドとの間の容量性インピーダンスを備えていることが好ましい。

インピーダンス整合回路は、第１および第２の周波数帯域において、それぞれ誘導性インピーダンスを生成し、各誘導性インピーダンスは、実質的に、アンテナポートに与えられるそれぞれの容量性インピーダンスに対して、絶対値が等しく正負の符号が反対の値であることがより好ましい。

インピーダンス整合回路は、更に、アンテナポートと電気的グランドとの間に接続されたインダクタを備えていることが好ましい。これにより、アンテナポートにおける静電放電からの保護が実現される。

本発明の実施の形態では、第１の周波数帯域において、信号がアンテナポートに入力されたとき、第１の周波数帯域においてアンテナポートに与えられる容量性インピーダンスと、インダクタとが協働して共振する。また、第２の周波数帯域において、信号がアンテナポートに入力されたとき、第２の周波数帯域においてアンテナポートに与えられる容量性インピーダンスと、インダクタとが協働して共振する。

これは、第１の周波数帯域においてアンテナポートに与えられる容量性インピーダンスの、第２の周波数帯域においてアンテナポートに与えられる容量性インピーダンスに対する比が、第１の周波数帯域の第２の周波数帯域に対する比の二乗に実質的に等しいときに実現されてもよい。

本発明の実施の形態において、第１および第２の回路分岐は、それぞれ、アンテナポートと第２のポートおよび第３のポートとの間に設けられ、第２および第３のポートにはそれぞれ、直列キャパシタが接続されている。この構成は、関連する送信／受信回路において使用可能な直流バイアス信号からの直流減結合（ＤＣデカップリング）を実現する。なお、少なくとも一方の回路分岐は、アンテナポートにおいて直流減結合を実現するため、アンテナポートに接続された直列キャパシタを含むことが好ましい。

本発明は、２つの回路分岐を有する信号分離装置（例えばダイプレクサ）に限定されず、３つ以上の回路分岐と、３つ以上の対応する動作周波数帯域を有する信号分離装置にも適用される。

本発明の第２の態様は、本発明の第１の態様に係る信号分離装置を備えたアンテナスイッチモジュールまたは同等の装置を提供する。

本発明によれば、帯域外インピーダンス整合が改善された信号分離装置およびアンテナスイッチモジュールを実現することができるという効果を奏する。

当該分野の一般的な当業者が、以下の本発明の具体的な実施の形態の説明を参照すれば、本発明のその他の有利な様態が明らかとなるであろう。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。
以下の実施の形態では、本発明はダイプレクサを例として説明される。しかしながら、本発明はダイプレクサに限定されず、トリプレクサ、マルチプレクサ、または同様の信号分離装置に適用可能である。

まず、図２は、携帯電話機に用いられるような、デュアルバンド通信装置の一部（符号１０で示す）の簡略化したブロック図を示す。図２に示す回路は、特に単一のモジュールに組み込まれた場合、アンテナスイッチモジュール（ＡＳＭ）とも呼ばれる。ＡＳＭ１０は、概ね図１に示したものと同様であるが、送信および受信回路がより詳細に示されている。ＡＳＭ１０は、第１の動作周波数帯域Ａ用の送信／受信回路１２と、第２の動作周波数帯域Ｂ用の送信／受信回路１４とを含む。送信／受信回路１２，１４は、それぞれ、ダイプレクサ回路（ダイプレクサ）１８によって、アンテナ１６に電気的に結合されている。ダイプレクサ１８は、アンテナ１６に接続されたアンテナポートＰ１と、送信／受信回路１２に接続された第２のポートＰ２と、送信／受信回路１４に接続された第３のポートＰ３とを有する。

第１の周波数帯域Ａ用の送信／受信回路１２は、信号生成回路（図示せず）から周波数帯域Ａの信号を受信する第１のポートＴＸ＿Ａと、周波数帯域Ａにおいてアンテナ１６に入力された信号を、信号処理回路（図示せず）に供給する第２のポートＲＸ＿Ａとを含む。第３のポートＶＣ＿Ａには、スイッチング装置２０＿Ａの設定を選択するための制御信号が入力されるようになっている。通常、この制御信号は、オン／オフ直流電圧の形態である。この設定に基づいて、スイッチング装置２０＿Ａは、第１のポートＴＸ＿Ａをダイプレクサ１８の第２のポートＰ２に電気的に接続し（これにより、第１の周波数帯域Ａの信号がアンテナ１６を介して送信されると共に、同時に、第２のポートＲＸ＿Ａおよびこれに接続された回路が、第２のポートＰ２から電気的にアイソレートされる）、もしくは、第２のポートＲＸ＿Ａをダイプレクサ１８の第２のポートに電気的に接続する（これにより、アンテナ１６に入力された第１の周波数帯域Ａの信号が、信号処理回路に供給されると共に、同時に、第１のポートＴＸ＿Ａおよびこれに接続された回路が、第２のポートＰ２から電気的にアイソレートされる）。

送信される信号の高調波を除去するために、第１のポートＴＸ＿Ａとスイッチング装置２０＿Ａとの間に、第１のフィルタ２２＿Ａを設けてもよい。また、第１のポートＴＸ＿Ａに入力された信号が第２のポートＲＸ＿Ａに到達するのを防ぐために、第２のポートＲＸ＿Ａとスイッチング装置２０＿Ａとの間に、第２のフィルタ２４＿Ａを設けてもよい。通常、フィルタ２４＿Ａは、スイッチング装置２０＿Ａに含まれている。

送信／受信回路１４の構成および動作は、送信／受信回路１２と概ね同様であり、信号生成回路（図示せず）から周波数帯域Ｂの信号を受信する第１のポートＴＸ＿Ｂと、周波数帯域Ｂにおいてアンテナ１６に入力された信号を、信号処理回路（図示せず）に供給する第２のポートＲＸ＿Ｂと、スイッチング装置２０＿Ｂの設定を選択するための制御信号が入力される第３のポートＶＣ＿Ｂとを含む。送信される信号の高調波を除去するために、第１のポートＴＸ＿Ｂとスイッチング装置２０＿Ｂとの間に、第１のフィルタ２２＿Ｂを設けてもよい。また、第１のポートＴＸ＿Ｂに入力された信号が第２のポートＲＸ＿Ｂに到達するのを防ぐために、第２のポートＲＸ＿Ｂとスイッチング装置２０＿Ｂとの間に、第２のフィルタ２４＿Ｂを設けてもよい。

従来と同様、ＡＳＭ１０における信号経路は、例えばマイクロストリップ伝送線路のような伝送線路によって適宜構成される。

ＡＳＭ１０、特に送信／受信回路１２，１４のここに示した具体的な構成は、あくまで一例である。アンテナに接続されたダイプレクサまたは同様の装置を含むＡＳＭや同様の装置は、従来からこの他にも様々な構成が知られており、本発明は、図２に示した具体的な構成に限定されるものではない。

図１に示した一般的なタイプの従来のダイプレクサをダイプレクサ１８として用いる場合、ＡＳＭ１０において、上に略述したような帯域外整合の性能は悪くなる。

図３は、本発明の実施の形態に係るダイプレクサ１１８の形態の信号分離装置を含むＡＳＭを示すブロック図である。図３に示したＡＳＭは、送信／受信回路１２，１４を含む。送信／受信回路１２，１４は、それぞれ、ダイプレクサ１１８によって、アンテナ１１６に電気的に結合されている。ダイプレクサ１１８は、アンテナ１１６に接続されたアンテナポートＰ１と、送信／受信回路１２に接続された第２のポートＰ２と、送信／受信回路１４に接続された第３のポートＰ３とを有する。

ダイプレクサ１１８の構成は、図１に示したダイプレクサ１８とほぼ同様であるが、更に、アンテナポートＰ１に接続されたインピーダンス整合回路１３０を含んでいる。アンテナポートＰ１に接続されているという配置のため、インピーダンス整合回路１３０は、ダイプレクサ１１８の両方の分岐に共通するものといえる。インピーダンス整合回路１３０は、いずれかの動作周波数帯域において信号が入力されたとき、インピーダンス整合回路１３０は、帯域外分岐によってアンテナポートＰ１に与えられたインピーダンスのリアクタンス（容量性または誘導性）成分をすべて整合する、または調整して打ち消すように構成されている。特に、インピーダンス整合回路１３０は、インピーダンス整合回路１３０がアンテナポートＰ１に与えるインピーダンス（特にリアクタンス）が、ダイプレクサの帯域外分岐によってアンテナポートＰ１に与えられたリアクタンスに対して、実質的に、絶対値が等しく正負の符号が反対の値となるように構成されている。例えば、帯域外の分岐によってアンテナポートＰ１に与えられたリアクタンスが容量性の場合、インピーダンス整合回路１３０がアンテナポートＰ１に与えるリアクタンスは、これに対応して誘導性となり、その逆も同様である。その結果、アンテナポートＰ１における合成リアクタンスは実質的にゼロになる。この処理を各動作周波数帯域について遂行できるよう、ダイプレクサの各分岐およびインピーダンス整合回路１３０のインピーダンスとリアクタンスを慎重に選択する必要がある。本実施の形態では、図４に示すように、インピーダンス整合回路１３０は、アンテナポートＰ１と電気的グランドとの間に設けられたインダクタを備えている。

図４は、図３に示した一般的なダイプレクサ１１８の構成を具体的に実現したダイプレクサ回路（ダイプレクサ）２１８を示す。ダイプレクサ２１８は、アンテナポートＰ１と、第１の動作周波数帯域（帯域Ａ）の送信／受信回路（図示せず）に接続するための第２のポートＰ２と、第２の動作周波数帯域（帯域Ｂ）の送信／受信回路（図示せず）に接続するための第３のポートＰ３とを備えている。ポートＰ１，Ｐ２間のダイプレクサ回路分岐は、帯域Ａの信号をアンテナポートＰ１から第２のポートＰ２へ通過させると共に、帯域Ｂの信号をアンテナポートＰ１から第２のポートＰ２へ通過させないようにするフィルタ回路１３２を備えている。この分岐を、以下「帯域Ａ分岐」と呼ぶ。この分岐は、帯域Ａにおいて信号が入力されたときは「帯域内」であると言え、帯域Ｂにおいて信号が入力されたときは「帯域外」であると言える。ポートＰ１，Ｐ３間のダイプレクサ回路分岐は、帯域Ｂの信号をアンテナポートＰ１から第３のポートＰ３へ通過させると共に、帯域Ａの信号をアンテナポートＰ１から第３のポートＰ３へ通過させないようにするフィルタ回路１３４を備えている。この分岐を、以下「帯域Ｂ分岐」と呼ぶ。この分岐は、帯域Ｂにおいて信号が入力されたときは「帯域内」であると言え、帯域Ａにおいて信号が入力されたときは「帯域外」であると言える。

以下の説明では、あくまで一例であるが、動作周波数帯域Ａは約８９０ＭＨｚを中心とし（従って、低帯域ともいう）、動作周波数帯域Ｂは約１８５０ＭＨｚを中心とする（従って、高帯域ともいう）ものとする。これらの周波数帯域は、携帯電話通信において一般的に用いられ、通常それぞれ、ＧＳＭ帯域およびＤＣＳ帯域と呼ばれている。

フィルタ１３２は、一般的なノッチ型または帯域阻止型フィルタの構成になっており、互いに並列に接続されると共に、ポートＰ１，Ｐ２間の回路分岐に対して直列に接続されたインダクタＬ１とキャパシタＣ１とを有する共振器１３６を備えている。インダクタＬ１とキャパシタＣ１の値は、共振器１３６が周波数帯域Ｂにおいて共振するように選択される。従って、帯域Ａ分岐が帯域外のとき、帯域ＢにおいてアンテナポートＰ１に入力された信号に対して、共振器１３６は実質的に開路となる。帯域Ａ分岐が帯域内のときは、帯域Ａ分岐は整合されたスルーラインとして動作し、帯域Ａの信号はポートＰ１からＰ２へ通過させられる。帯域Ａ分岐を、帯域内のときにシステムの特性インピーダンスに整合させるには、通常、１つ以上の帯域内整合素子が必要である。これは、従来の技術で実現可能であり、例えば、アンテナポートＰ１に与えられた帯域Ａ分岐の帯域内インピーダンスを従来のスミスチャートの中心点に変換するリアクタンス素子を１つ以上追加することで実現できる。

帯域Ｂが１８５０ＭＨｚを中心とする場合、以下のような素子の値を用いることができる。すなわち、Ｌ１＝５．５ｎＨ，Ｃ１＝１．３５ｐＦである。これらの値を選択すると、共振器１３６は、帯域内のとき、誘導性インピーダンスをアンテナポートＰ１に与えるので、キャパシタＣｃの形態の容量性の帯域内整合素子が必要となる。直流減結合（ＤＣデカップリング）を実現するには、ダイプレクサの分岐に直列に接続されたキャパシタを用いるのが好ましい。図４からわかるように、直列キャパシタＣｃは、第２のポートＰ２に接続されるのが好ましい。この例では、キャパシタＣｃの値は約４．４６ｐＦが適当である。

フィルタ１３２は、更にもう１つのキャパシタンスを含んでいる。本例では、前記キャパシタンスは、帯域Ａ分岐と電気的グランドとの間に接続されたキャパシタＣ２、すなわちシャントキャパシタにより構成されている。キャパシタＣ２の目的は、帯域Ａ分岐が、帯域外のときにアンテナポートＰ１に与えるリアクタンスを調整することであり、以下に詳しく説明する。

帯域Ｂ分岐におけるフィルタ１３４は、一般的なノッチ型または帯域阻止型フィルタの構成になっており、互いに直列に接続されると共に、ポートＰ１，Ｐ３間の回路分岐に対して並列に接続されたインダクタＬ３とキャパシタＣ３とを有する共振器１３８を備えている。インダクタＬ３とキャパシタＣ３の値は、共振器１３８が周波数帯域Ａにおいて共振するように選択される。従って、帯域Ｂ分岐が帯域外のとき、共振器１３８は帯域Ａの信号に対してショート回路として機能し、これらの信号が第３のポートＰ３に到達するのを防ぐ。帯域Ｂ分岐が帯域内のときは、帯域Ｂ分岐は整合されたスルーラインとして動作し、帯域Ｂの信号はポートＰ１からＰ３へ通過させられる。上述のように、帯域Ａ分岐の帯域内インピーダンスをシステムの特性インピーダンスに整合させるには、通常、１つ以上の帯域内整合素子が必要である。

本例において、帯域Ａが８９０ＭＨｚを中心とする場合、共振器１３８の素子の適切な値は、Ｌ３＝５．７ｎＨ；Ｃ３＝５．５ｐＦである。その結果アンテナポートＰ１に与えられる帯域内インピーダンスは誘導性であるので、容量性リアクタンスをもつ１つ以上の帯域内整合素子が必要となる。必要な補正リアクタンス、そして素子の値は、従来のスミスチャートを用いて簡単に決定できる。本例では、シャントキャパシタを用いることができるが、直流減結合（ＤＣデカップリング）を実現するためには、回路分岐に直列に接続された少なくとも１つのキャパシタを用いるのが好ましい。図４では、２つの直列キャパシタＣａ，Ｃｂが帯域内整合素子として用いられ、キャパシタＣａは共振器１３８とアンテナポートＰ１との間に設けられ、一方、キャパシタＣｂは共振器１３８と第３のポートＰ３との間に設けられている。本例では、キャパシタＣａ，Ｃｂの値はそれぞれ、１．４７ｐＦおよび２．０１ｐＦが適切である。キャパシタＣａはアンテナポートＰ１において直流減結合を実現し、一方、キャパシタＣｂはポートＰ３において直流減結合を実現して、送信／受信スイッチングダイオードに使用される直流バイアス（図示せず）を遮断する。

図４に示すダイプレクサの帯域Ｂ分岐によってアンテナポートＰ１に与えられる帯域外インピーダンスは、容量性である。従って、帯域外のとき、フィルタ１３４は、開路としてではなく（そのほうが望ましいが）、アンテナポートＰ１とグランドとの間に接続されたキャパシタとして動作する。図４に示す回路において、帯域Ｂ分岐によってアンテナポートＰ１に与えられる有効な帯域外インピーダンスは、約−ｊ１．７９２である。その結果、帯域Ｂ分岐は、帯域外のとき、アンテナポートＰ１と第２のポートＰ２においてインピーダンス不整合を生じさせる。従って、帯域外の帯域Ｂ分岐は、帯域Ａの信号の減衰を良好にするが（これにより、これらの信号が第３のポートＰ３に到達するのを防ぐ）、一方で、帯域Ａの信号のかなりの部分は、アンテナポートＰ１とアンテナそのものに戻されることになる。その結果、反射減衰量と挿入損に関して、性能の劣化が生じる。

本例では、帯域Ａ分岐の構成は、帯域外のとき、アンテナポートＰ１に対して実質的に開路となるように、すなわち、アンテナポートＰ１に対して有効なリアクタンス性インピーダンスを生じさせないようになっている。従って、帯域Ａ分岐は、帯域Ｂ分岐の帯域内動作に対して大きな影響は与えない。しかしながら、実際には、電気的グランドに漂遊容量が存在する可能性があり、これによって、帯域外の帯域Ａ分岐が、アンテナポートＰ１に容量性リアクタンスを与える場合がある。

インピーダンス整合回路１３０の役割は、帯域外インピーダンスの効果を調整して打ち消す、すなわち相殺することであり、特に、ダイプレクサの回路分岐の一方または双方によってアンテナポートＰ１に与えられる帯域外インピーダンスのリアクタンス成分を調整して打ち消す、すなわち相殺することである。本例では、帯域Ｂ分岐のみが、リアクタンス性の帯域外インピーダンスをアンテナポートＰ１に与える。この帯域外インピーダンスのリアクタンス成分は容量性であるので、誘導性の整合回路１３０が必要となる。図４に示した実施の形態では、インピーダンス整合回路１３０は、アンテナポートＰ１と電気的グランドとの間に接続されたインダクタＬｅを備えている。しかしながら、インダクタＬｅの存在は、開路となるべき帯域Ａ分岐の帯域外特性を変えてしまう。従って、帯域Ａ分岐の帯域外インピーダンスは、インピーダンス整合回路１３０（この場合インダクタＬｅ）によって、調整して打ち消される程度に、故意にリアクタンス性（本例では容量性）を持つようになっている。ダイプレクサの回路分岐の帯域外リアクタンスはそれぞれ、単一のインピーダンス整合回路１３０によって、調整して打ち消される、すなわち相殺されるように慎重に選択する必要がある。本発明の各実施の形態では、ダイプレクサの各回路分岐の帯域外リアクタンスはそれぞれ、アンテナポートＰ１と電気的グランドとの間のキャパシタンスまたはインダクタンスとなるように構成されている。

次に、ダイプレクサの各回路分岐の帯域外インピーダンスが以下に示す式によって表される場合について、考察する。

Ｚ＝Ｒ＋ｊＸ …（１）

ここで、Ｚはインピーダンス、Ｒは抵抗成分、Ｘはリアクタンス成分を表す。以下、特に異なる定義をしない限り、添字Ａは、帯域Ａ分岐に関するものであることを表し、添字Ｂは、帯域Ｂ分岐に関するものであることを表す。帯域Ａ分岐と帯域Ｂ分岐の帯域外インピーダンスＺ_Ａ，Ｚ_Ｂは、反射係数を高くすると共に、リアクタンス成分Ｘ_Ａ，Ｘ_Ｂの比率が適切に選択されたリアクタンス性を有するようになっている。各抵抗成分Ｒ_Ａ，Ｒ_Ｂは非常に小さいので（通常、正規化値０．１未満）、無視できる。

本実施の形態では、帯域外リアクタンスはシャントキャパシタＣ_Ａ，Ｃ_Ｂにより構成され、インピーダンス整合回路１３０はシャントインダクタンスＬｅを備えている。そこで、帯域Ａにおいて信号が入力されるとき、インダクタンスＬｅの値は、シャントキャパシタＣ_Ｂと共振するように選択され、帯域Ｂにおいて信号が入力されるとき、インダクタンスＬｅの値は、シャントキャパシタＣ_Ａと共振するように選択される。共振時、以下の数式が導かれる。

Ｆ_Ａ＝１／（２π√（ＬｅＣ_Ｂ）） …（２）
Ｆ_Ｂ＝１／（２π√（ＬｅＣ_Ａ）） …（３）

ここで、Ｆ_Ａ，Ｆ_Ｂはそれぞれ、動作周波数帯域Ａ，Ｂを代表する周波数（便宜上、帯域中央の周波数）を示す。

数式（２）,（３）から、以下の数式を導くことができる。

ω_ＡＬｅ＝１／（Ｃ_Ｂω_Ａ） …（４）
ω_ＢＬｅ＝１／（Ｃ_Ａω_Ｂ） …（５）

ここで、ωは、角周波数２πＦである。数式（４）から、帯域Ａにおけるインピーダンス整合回路１３０のリアクタンスＸ_Ｌｅは、帯域外分岐ＢのリアクタンスＸ_ＣＢに対して、絶対値が等しく正負の符号が反対の値となることがわかる。同様に、数式（５）から、帯域Ｂにおけるインピーダンス整合回路１３０のリアクタンスＸ_Ｌｅは、帯域外分岐ＡのリアクタンスＸ_ＣＡに対して、絶対値が等しく正負の符号が反対の値となることがわかる。

従って、以下の要件が満たされるように、リアクタンスＸ_Ａ，Ｘ_Ｂとインピーダンス整合回路１３０のリアクタンスが選択される。すなわち、帯域Ａの信号が入力されるとき、インピーダンス整合回路１３０のリアクタンスは実質的に、ダイプレクサの帯域Ｂ分岐によってアンテナポートＰ１に与えられるリアクタンスに対して絶対値が等しく正負の符号が反対の値となり、帯域Ｂの信号が入力されるとき、インピーダンス整合回路１３０のリアクタンスは実質的に、ダイプレクサの帯域Ａ分岐によってアンテナポートＰ１に与えられるリアクタンスに対して絶対値が等しく正負の符号が反対の値となる。

ダイプレクサの帯域Ａ分岐と帯域Ｂ分岐がそれぞれ、アンテナポートＰ１とグランドとの間に、帯域外容量性リアクタンスＣ_Ａ，Ｃ_Ｂを与える場合、上記の要件が満たされるのは、以下の場合である。

Ｃ_Ｂ／Ｃ_Ａ＝（Ｆ_Ａ／Ｆ_Ｂ）^２ …（６）

この構成では、各動作周波数帯域Ａ，Ｂにおいて、インダクタＬｅが、帯域外分岐によってアンテナポートＰ１に与えられた有効なキャパシタンスと協働して共振するようになっている。共振時、インダクタＬｅと帯域外分岐の組み合わせは、非常に高いインピーダンス（実質的に開路となる）をアンテナポートＰ１に与える。その結果、リアクタンス性の帯域外分岐によって生じたインピーダンス不整合は、インダクタＬｅを追加することによって、調整して打ち消されているので、帯域内分岐の動作性能は、帯域外分岐の影響を受けない。

通常、図４に示した構成を設計するにあたり、キャパシタＣ２の値は、リアクタンスＣ_Ａ，Ｃ_Ｂの両方に影響を及ぼすので、数式（２）が満たされるようにキャパシタＣ２の値を選択する。そして、得られたＣ_Ａおよび／またはＣ_Ｂの値を数式（２）または（３）に代入することにより、インダクタＬｅの値を求めることができる。帯域Ａが８９０ＭＨｚを中心とし、帯域Ｂが１８５０ＭＨｚを中心とする上述の例では、例えば、キャパシタＣ２の値は０．６ｐＦとし、インダクタＬｅの値は１２．２５ｎＨとすることができる。

数式（１）ないし（６）に関連する上記の説明は、特に、帯域外キャパシタンスＣ_Ａ，Ｃ_Ｂの一方との組み合わせで、インダクタＬｅがバンドパスフィルタ、すなわち並列ＬＣ共振器を形成する、図４に示した実施の形態に関するものである。他の構成を用いる場合、これらの数式を変更し得ることは当業者にとって理解可能であろう。

図４に示した実施の形態では、ダイプレクサの各分岐について、帯域内インピーダンス整合が行われる。従って、インピーダンス整合回路１３０の役割は、帯域外分岐によってアンテナポートＰ１に与えられたリアクタンスを、調整して打ち消すことである（なぜならば、適切に整合された帯域内分岐は、アンテナポートＰ１にこのような不要なリアクタンスを与えないからである）。帯域Ａ分岐は、帯域外のとき、当初はアンテナポートＰ１にリアクタンスを与えないので、前述のように、インダクタＬｅと共振することで周波数帯域ＢにおけるインダクタＬｅの影響を相殺するために、シャントキャパシタＣ２が追加されている。しかしながら、他の実施の形態では、この目的のためにキャパシタＣ２を追加する必要がない。その代わり、帯域Ｂにおいて、リアクタンス成分を有するインピーダンスがアンテナポートＰ１に与えられるように、ダイプレクサの帯域Ｂ分岐の帯域内インピーダンスが故意に不整合にされている。この帯域内リアクタンス（本例ではキャパシタンス）が、帯域Ｂにおいて、インダクタＬｅと共振するようになっている。前述のように、帯域Ｂ分岐における帯域外リアクタンスの帯域内リアクタンスに対する比率が適切に選択されていれば、周波数帯域Ａ，Ｂの双方で、回路全体は適正に整合される。例えば、図４の回路からキャパシタＣ２を除いた場合、帯域Ｂ分岐が帯域内のとき、アンテナポートＰ１とグランドとの間のキャパシタンスとして作用するように、キャパシタＣａ，Ｃｂの値を調整する。前述のように、帯域Ｂ分岐は、帯域外のとき、シャントキャパシタンスとしても作用する。以下の数式で示す条件が満たされれば、これらのキャパシタンスは両方とも、インダクタＬｅによって、調整して打ち消すことができる。

Ｉｍ（Ｙ_Ｂ）／Ｉｍ（Ｙ_Ａ）＝Ｆ_Ａ／Ｆ_Ｂ …（７）

ここで、Ｉｍ（Ｙ_Ｂ）とＩｍ（Ｙ_Ａ）は、帯域内および帯域外のとき、それぞれ、帯域Ｂ分岐によってアンテナポートＰ１に与えられるアドミッタンスＹ_Ｂ，Ｙ_Ａの虚数部分である。

従って、（本例ではインダクタＬｅを備えた）インピーダンス整合回路１３０は、各動作周波数帯域において、アンテナポートＰ１における各リアクタンス性のインピーダンスと協働して共振する。この動作は、各リアクタンス性のインピーダンスが、帯域外分岐と帯域内分岐のいずれから生じたものかとは無関係に行われる。その結果、各動作周波数において、回路全体が適正に整合され、その性能は帯域外（または帯域内）インピーダンス不整合によって損なわれることはない。

各分岐がアンテナポートＰ１に帯域外リアクタンスを与えるように構成された各実施の形態では、各帯域外リアクタンスは、アンテナポートＰ１とグランドとの間に存在する（すなわち、シャントリアクタンスとなる）。このような実施の形態では、帯域外リアクタンスを調整して打ち消すため、アンテナポートＰ１に、適宜選択したシャントリアクタンス（例えばインダクタＬｅ）を設ける（それによってアンテナポートＰ１とグランドとの間に並列ＬＣ共振器を形成する）ことが好ましい。このような構成にすれば、設計工程の簡略化が可能である。あるいは、帯域外リアクタンスを調整して打ち消すため、アンテナポートＰ１に直列リアクタンス（例えば、直列インダクタンスまたはキャパシタンス）を設けてもよい。前述のように、帯域内インピーダンス不整合がある他の実施の形態では、アンテナポートＰ１と直列に、あるいは、アンテナポートＰ１とグランドとの間に（すなわち、並列に）、有効に不整合にされた帯域内リアクタンスを設けてもよい。この帯域内リアクタンスが直列の場合、適切に選択された直列リアクタンスを用いて、帯域内リアクタンスを調整して打ち消すことが好ましい。帯域内リアクタンスが並列の場合、適切に選択されたシャントリアクタンス（例えば、インダクタＬｅ）を用いて、帯域内リアクタンスを調整して打ち消すことが好ましい。

上記各実施の形態では、インピーダンス整合回路１３０は、誘導性であり、帯域内または帯域外分岐によってアンテナポートＰ１に与えられる有効なリアクタンスは、容量性である。しかしながら、他の実施の形態（図示せず）では、整合回路（例えば、アンテナポートＰ１とグランドとの間に接続されたキャパシタから成る）が容量性で、帯域内または帯域外分岐によってアンテナポートＰ１に与えられる有効なリアクタンスが誘導性となるように、ダイプレクサを構成することが可能である。

本発明は、図４に示した特定のフィルタ１３２，１３４の構成に限定されない。従来のローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、バンドパスフィルタの構成を含む他のフィルタの構成（例えば、チェビシェフまたはバターワースフィルタの構成）を、ダイプレクサの一方または双方の分岐に用いることができる。周知のように、このような構成は、必要に応じて、容量性または誘導性のリアクタンスをアンテナポートＰ１に与えられるように、容易に設計することができる。しかしながら、出力ポートＰ２，Ｐ３に直列キャパシタを接続し、更に、直流（ＤＣ）減結合（デカップリング）を実現するため、できればアンテナポートＰ１にも直列キャパシタを接続する構成を用いるのが好ましい。

本発明は、ダイプレクサに用いることに限定されず、アンテナポートＰ１から３つ以上の回路分岐が生じている多分岐信号分離装置（マルチプレクサとも呼ばれる）にも同様に適用可能である。図５は、このようなマルチプレクサの形態の信号分離装置を含むＡＳＭを示すブロック図である。図５に示したＡＳＭは、３つ以上の動作周波数帯域Ａ，Ｂ，Ｃ，…のそれぞれのための送信／受信回路３２，３３，３４，…を含む。送信／受信回路３２，３３，３４は、それぞれ、マルチプレクサ３１８によって、アンテナ１１６に電気的に結合されている。マルチプレクサ３１８は、アンテナ１１６に接続されたアンテナポートＰ１と、送信／受信回路３２，３３，３４，…に接続されたポートＰ２，Ｐ３，Ｐ４，…とを有する。また、マルチプレクサ３１８は、アンテナポートＰ１に接続され、アンテナポートＰ１と各ポートＰ２，Ｐ３，Ｐ４，…との間に設けられた３つ以上の回路分岐を備えている。回路分岐は、それぞれ、各周波数帯域Ａ，Ｂ，Ｃ，…の信号を通過させるフィルタＡ，Ｂ，Ｃ，…を備えている。また、回路分岐は、それぞれ、各周波数帯域Ａ，Ｂ，Ｃ，…において、それぞれのリアクタンス性のインピーダンスがアンテナポートＰ１に与えられるように構成されている。マルチプレクサ３１８は、更に、アンテナポートＰ１に接続されると共に、それぞれのリアクタンス性のインピーダンスを実質的に相殺するように構成されたインピーダンス整合回路１３０を備えている。このようなマルチプレクサ３１８においても、インピーダンス整合回路１３０は、例えばアンテナポートＰ１に接続されたシャントインダクタのような、単一の素子によって構成することができる。

インピーダンス整合回路は、その用途で必要とされる条件に応じて、適当な回路素子の組み合わせを備えてもよい。しかしながら、必要なスペースを最小限にするため、インピーダンス整合回路１３０が単一の素子で構成されるように、ダイプレクサまたはマルチプレクサ回路を設計することが好ましい。

更に、アンテナポートと電気的グランドとの間に接続されたインダクタを設けるのが特に好ましい。このインダクタを設けると、アンテナポートＰ１に入力される低周波数（直流を含む）の信号に対して、グランドに至る経路が形成されるので、これにより、ダイプレクサまたはマルチプレクサ（そしてこれを含む装置）に、静電放電（ＥＳＤ）からの保護という長所を追加することができるからである。もちろん、２つ以上のシャントインダクタをアンテナポートＰ１に接続することで、前述のインピーダンス整合機能を提供しながら、静電放電からの保護を向上させることも可能である。しかしながら、スペースを節約するためには、単一のインダクタを設けるのが好ましい。

静電放電からの保護という目的のためには、アンテナポートＰ１とグランドとの間に設けられたインダクタは、比較的太い線幅を有し、できれば巻数の少ない物理的インダクタ（例えば低温同時焼成セラミック（ＬＴＣＣ）に形成されたコイル）によって実現されることが好ましい。これによって、インダクタの固有の直列抵抗を低減することができる。また、容量結合によって静電放電保護性能が劣化するのを防ぐため、インダクタは、ダイプレクサまたはマルチプレクサの他の素子からできるだけ遠くに配置することが好ましい。

本発明は、上記の実施の形態に限定されず、本発明の範囲から逸脱することなく変形もしくは変更することができる。

従来のダイプレクサの構成を示すブロック図である。 ダイプレクサを含む、一般的なマルチバンドアンテナスイッチモジュール（ＡＳＭ）を示すブロック図である。 本発明に係るダイプレクサ回路の形態の信号分離装置を含むＡＳＭを示すブロック図である。 図３のダイプレクサ回路の好適な実施の形態を示すブロック図である。 本発明に係るマルチプレクサの形態の信号分離装置を含むＡＳＭを示すブロック図である。

符号の説明

１１８，２１８…ダイプレクサ、１３０…インピーダンス整合回路、１３２，１３４…フィルタ回路。

Claims (12)

1. アンテナポートに接続された第１および第２の回路分岐を備え、
   前記第１の回路分岐は、第１の周波数帯域の信号を通過させるフィルタを備え、
   前記第２の回路分岐は、第２の周波数帯域の信号を通過させるフィルタを備え、
   前記第１および第２の回路分岐は、前記第１および第２の周波数帯域の両方において、それぞれのリアクタンス性のインピーダンスが前記アンテナポートに与えられるように構成されている信号分離装置であって、
   更に、前記アンテナポートに接続されると共に、前記それぞれのリアクタンス性のインピーダンスを実質的に相殺するように構成されたインピーダンス整合回路を備えたことを特徴とする信号分離装置。
2. 前記第１および第２の回路分岐は、それぞれ、帯域外のとき、各リアクタンス性のインピーダンスを前記アンテナポートに与えるように構成されたことを特徴とする請求項１記載の信号分離装置。
3. 前記インピーダンス整合回路は、前記アンテナポートと電気的グランドとの間に接続されていることを特徴とする請求項１または２記載の信号分離装置。
4. 前記アンテナポートに与えられる各リアクタンス性のインピーダンスは、前記アンテナポートと電気的グランドとの間の容量性インピーダンスを備えたことを特徴とする請求項１ないし３のいずれかに記載の信号分離装置。
5. 前記インピーダンス整合回路は、前記第１および第２の周波数帯域において、それぞれ誘導性インピーダンスを生成し、各誘導性インピーダンスは、実質的に、前記アンテナポートに与えられるそれぞれの容量性インピーダンスに対して、絶対値が等しく正負の符号が反対の値であることを特徴とする請求項４記載の信号分離装置。
6. 前記インピーダンス整合回路は、更に、前記アンテナポートと電気的グランドとの間に接続されたインダクタを備えたことを特徴とする請求項５記載の信号分離装置。
7. 前記第１の周波数帯域において、信号が前記アンテナポートに入力されたとき、前記第１の周波数帯域において前記アンテナポートに与えられる容量性インピーダンスと、前記インダクタとが協働して共振し、
   前記第２の周波数帯域において、信号が前記アンテナポートに入力されたとき、前記第２の周波数帯域において前記アンテナポートに与えられる容量性インピーダンスと、前記インダクタとが協働して共振することを特徴とする請求項６記載の信号分離装置。
8. 前記第１の周波数帯域において前記アンテナポートに与えられる容量性インピーダンスの、前記第２の周波数帯域において前記アンテナポートに与えられる容量性インピーダンスに対する比が、前記第１の周波数帯域の前記第２の周波数帯域に対する比の二乗に、実質的に等しいことを特徴とする請求項７記載の信号分離装置。
9. 前記第１および第２の回路分岐は、それぞれ、前記アンテナポートと第２のポートおよび第３のポートとの間に設けられ、前記第２および第３のポートにはそれぞれ、直列キャパシタが接続されたことを特徴とする請求項１ないし８のいずれかに記載の信号分離装置。
10. 前記回路分岐の少なくとも一方は、前記アンテナポートに接続された直列キャパシタを含むことを特徴とする請求項１ないし９のいずれかに記載の信号分離装置。
11. 前記アンテナポートに接続された３つ以上の回路分岐を備え、
    前記回路分岐は、それぞれ、各周波数帯域の信号を通過させるフィルタを備え、
    前記回路分岐は、それぞれ、前記各周波数帯域において、それぞれのリアクタンス性のインピーダンスが前記アンテナポートに与えられるように構成され、
    更に、前記アンテナポートに接続されると共に、前記それぞれのリアクタンス性のインピーダンスを実質的に相殺するように構成されたインピーダンス整合回路を備えたことを特徴とする請求項１ないし１０のいずれかに記載の信号分離装置。
12. 請求項１ないし１１のいずれかに記載の信号分離装置を備えたことを特徴とするアンテナスイッチモジュール。
    

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