KR101079179B1 - 고주파 부품 - Google Patents

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KR101079179B1
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타카노리 우에지마
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가부시키가이샤 무라타 세이사쿠쇼
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Abstract

고주파수대 회로에 SAW 필터를 설치해서 임피던스의 부정합이 있어도 저주파수대의 통과 특성에 열화가 없는 고주파 부품의 제공을 도모한다. 고주파 부품은 하이 패스 필터(102)와 로우 패스 필터(101)를 안테나 포트에 병렬로 접속한 다이플렉서(1)와, 하이 패스 필터(102)에 종속 접속된 고주파수대 회로와, 로우 패스 필터(101)에 종속 접속된 저주파수대 회로를 구비하고, 고주파수대 회로에 임피던스의 부정합을 생기게 하는 필터를 접속하고 있다. 하이 패스 필터(102)는 제 1 직렬 공진 회로(102A)와, 제 2 직렬 공진 회로(102B)를 구비하고, 제 1 직렬 공진 회로(102A)의 공진주파수는 저주파수대의 송수신 신호의 트랩 주파수이며, 제 2 직렬 공진 회로(102B)의 공진주파수는 저주파수대측 필터의 통과 특성에 생기는 불필요 공진의 트랩 주파수이다.
고주파 부품, 다이플렉서, 고주파수대 회로, 저주파수대 회로

Description

고주파 부품{HIGH-FREQUENCY PART}
본 발명은 복수의 다른 이동체 통신 시스템에 이용가능한 고주파 부품에 관한 것이다.
각각의 주파수대가 다른 복수의 통신 시스템, 예를 들면 1800MHz대의 GSM1800(DCS), 1900MHz대의 GSM1900(PCS), 850MHz대의 GSM850, 및 900MHz대의 GSM900(EGSM)에서의 통신이 가능한 이동체 통신 장치가 제공되어 있다.
이러한 이동체 통신 장치에는 4개의 통신계에 적응하는 쿼드 밴드 대응이나, 3개의 통신계에 적응하는 트리플 밴드 대응, 2개의 통신계에 적응하는 듀얼 밴드 대응 등 멀티 밴드 대응의 신호의 분파나 합파를 행하는 프런트 엔드부가 이용되고 있다.(예를 들면, 특허문헌1 참조.)
일반적으로, 이러한 멀티 밴드 대응의 이동체 통신 장치의 프런트 엔드부는 모듈화되어 있어 안테나 포트에 접속된 다이플렉서와, 다이플렉서의 후단에 접속되는 복수의 스위칭 회로를 포함해서 구성된다.
예를 들면, 듀얼 밴드 대응의 이동체 통신 장치 프런트 엔드부에서는 다이플렉서에 의해 EGSM계(GSM900계나 GSM850계) 등의 저주파수대의 송수신 신호와, DCS계나 PCS계 등의 고주파수대 송수신 신호를 분파ㆍ합파 한다. 그리고, 다이플렉서 후단의 저주파수대 회로에서는 EGSM계의 스위칭 회로에 의해 EGSM계의 송신 신호와 수신 신호를 스위칭한다. 마찬가지로, 다이플렉서 후단의 고주파수대 회로에서도 스위칭 회로에 의해 DCS계(PCS계)의 송신 신호와 수신 신호를 스위칭한다.
또한, 트리플 밴드 대응이나 쿼드 밴드 대응의 이동체 통신 장치의 프런트 엔드부에서는, 예를 들면 상기 스위칭 회로의 후단에 스위칭 회로를 더 접속하고, GSM850계의 수신 신호와 GSM900계의 수신 신호를 스위칭하거나, DCS계의 수신 신호와 PCS계의 수신 신호를 스위칭하거나 한다.
이러한 프런트 엔드부에서는 각 통신계의 수신 경로에 수신 신호대만을 통과시켜서 불필요한 주파수대의 신호를 제거함과 아울러 수신 신호를 증폭하는 불평형 입력 평형 출력형의 SAW 필터가 설치되는 것이 있다. 이 SAW 필터는 송신 경로로부터 수신 경로로의 신호의 리크(leak)에 의한 수신 경로측의 회로의 장해를 방지하는 것이다.
또한, 다이플렉서의 일반적인 회로 구성은 고주파수대측 필터와 저주파수대측 필터를 안테나 포트에 병렬로 접속한 것이다.
고주파수대측 필터는 안테나 포트에 종속 접속된 복수의 콘덴서와, 그들 콘덴서간에 일단이 접속되고 타단이 접지되는 직렬 공진 회로로 구성되는 것이 있고, 그들의 구성 소자는 저주파수대의 송수신 신호를 감쇠하고 고주파수대의 송수신 신호를 통과시키도록 그 임피던스가 설정된다.
이 고주파수대측 필터의 직렬 공진 회로는 차단 특성에 있어서의 저주파수대의 송수신 신호가 고주파수대측에 진입하는 것을 방지하는 감쇠 극을 급준화하기 위해서 저주파수대 송수신 신호의 트랩 주파수(예를 들면, 저주파수대의 통신계의 규격 중심 주파수와 같은 공진주파수)가 되도록 각 구성 소자의 임피던스가 설정된다.
한편, 저주파수대측 필터는 안테나 포트에 접속된 선로와 이 선로에 병렬로 접속된 콘덴서로 이루어지는 병렬 공진 회로, 선로와 선로에 직렬로 접속된 콘덴서로 이루어지는 직렬 공진 회로 각각을 포함해서 구성된다. 각 구성 소자는 고주파수대의 송수신 신호를 감쇠하고 저주파수대 송수신 신호를 통과시키도록 각각의 임피던스가 설정된다.
이 저주파수대측 필터의 병렬 공진 회로는 통과 특성에 있어서의 고주파수대의 송수신 신호가 저주파수대측에 진입하는 것을 방지하는 감쇠 극을 급준화하기 위해서 고주파수대의 송수신 신호의 트랩 주파수(예를 들면, 통신계의 규격 중심 주파수와 같은 공진주파수)가 되도록 각 구성 소자의 임피던스가 설정된다.
특허문헌1: 일본 특허 공개 2004-94410호 공보
각 통신계의 수신 경로에 SAW 필터를 설치할 경우, SAW 필터의 통과 대역 외의 주파수에 있어서는 임피던스가 50Ω이 아니기 때문에 SAW 필터의 접속 부분에서는 임피던스의 조정이 취해지지 않게 된다. 따라서, 임피던스의 조정을 위해 프런트 엔드부에 위상 조정 회로를 설치하거나, 다이플렉서에 설치되는 필터를 다단화하거나 할 필요가 있고, 회로 구성이 복잡화되어 부품점수가 증가되어 모듈이 커진다고 한 문제가 있었다.
만약, 임피던스의 조정을 취하지 않은 채 고주파수대 또는 저주파수대의 통신계의 수신 경로에 SAW 필터를 설치할 경우, 한쪽의 통신계의 주파수대의 통과 특성 및 다른 쪽의 통신계의 주파수대에 있어서의 차단 특성이 악화된다.
본원 발명자는 고주파수대 회로에서 임피던스 부정합이 생기면, 고주파수대측 필터(하이 패스 필터)의 제 2 직렬 공진 회로에 의한 공진이 생겨서 저주파수대측의 통과 대역특성에 영향을 미치고, 어떤 대책을 실시하지 않으면 저주파수대측의 통과 대역 특성에 불필요한 감쇠 극이 나타나 버리는 것에 착목해서 본 발명에 이르렀다.
본 발명은 고주파수대 회로에 SAW 필터를 설치할 경우의 임피던스의 부정합에 착목하고, 임피던스의 부정합이 있어도 고주파수대의 통과 특성 및 저주파수대의 차단 특성이 열화하지 않는 간이한 구성의 고주파 부품을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상술한 문제를 해결하기 위해서 본 발명은 다음과 같이 구성된다.
고주파 부품은 다이플렉서와 고주파수대 회로와 저주파수대 회로를 구비한다.
다이플렉서는 고주파수대측 필터와 저주파수대측 필터를 안테나 포트에 병렬로 접속한 것이다. 저주파수대측 필터는 저주파수대의 송수신 신호를 통과시켜 고주파수대의 송수신 신호를 감쇠시킨다. 고주파수대측 필터는 고주파수대의 송수신 신호를 통과시켜 저주파수대의 송수신 신호를 감쇠시킨다. 다이플렉서의 고주파수대측 필터에는 고주파수대 회로를 종속 접속하고, 다이플렉서의 저주파수대측 필터에는 저주파수대 회로를 종속 접속한다. 고주파수대측 필터는 제 1 직렬 공진 회로와 제 2 직렬 공진 회로를 포함해서 구성하고 있어서 제 1 직렬 공진 회로는 안테나 포트와 고주파수대 회로의 사이에 일단을 접속하고 타단을 접지하고 있다. 제 2 직렬 공진 회로는 안테나 포트와 고주파수대 회로의 사이에 종속 접속된 리액턴스 소자와 제 1 직렬 공진 회로로 구성되어 있다.
그리고, 제 1 직렬 공진 회로에 의한 공진주파수는 고주파수대의 주파수 특성에 있어서의 저주파수대의 송수신 신호의 트랩 주파수로 한다. 또한, 제 2 직렬 공진 회로의 공진주파수는 저주파수대의 주파수 특성에 있어서의 소정의 감쇠 극의 주파수와 같게 한다.
이 구성에서는, 제 2 직렬 공진 회로에 나타나는 공진의 공진주파수를 조정해서 설정함으로써 저주파수대의 주파수 특성에 있어서의 소정의 감쇠 극의 주파수에 제 2 직렬 공진 회로의 영향에 의한 불필요한 감쇠 극의 주파수가 같아지도록 한다. 이에 따라, 불필요한 감쇠 극이 저주파수측의 통과 특성에 나타나는 것이 없어진다. 따라서, 일반적인 구성인 채로, 예를 들면 위상 조정 회로나 다단의 하이 패스 필터 등을 필요로 하지 않는 구성으로 고주파수대 회로에 임피던스의 부정합이 있어도 저주파수대의 통과 특성을 소망의 것으로 할 수 있다.
여기서, 소정의 감쇠 극의 주파수로는 저주파수대의 통과 특성에 있어서의 고주파수대의 송수신 신호의 트랩 주파수이어도 좋고, 저주파수대의 통과 특성에 있어서의 저주파수대의 송수신 신호의 고조파 주파수로서도 좋다.
또한, 고주파수대 회로는 임피던스의 부정합을 생기게 하는 부정합 소자를 구비해도 좋고, 부정합 소자를 필터로 해도 좋다. 부정합 소자를 필터로 할 경우에는 상기한 제 2 직렬 공진 회로의 공진주파수를 상기 필터의 통과 대역 외가 되도록 하면 적절하다.
또한, 고주파수대 회로에는 고주파수대의 송수신 신호를 송신 신호 포트와 수신 신호 포트로 분리하는 스위칭 회로와, 상기 스위칭 회로의 수신 신호 포트측에 접속된 SAW 필터를 설치해도 좋다. 그 외에도, 고주파수대의 송수신 신호를 송신 신호 포트와 수신 신호 포트로 분리하는 제 1 스위칭 회로와, 상기 제 1 스위칭 회로의 수신 신호 포트측에 접속되어 고주파수대의 수신 신호를 2개의 주파수대의 수신 신호로 더 분리하는 제 2 스위칭 회로와, 상기 제 2 스위칭 회로의 후단에 접속된 SAW 필터를 설치해도 좋다.
따라서, 본 발명에서는 멀티 밴드에 대응하는 고주파 부품을 구성할 수 있다.
본 발명에 의하면, 고주파수대의 수신 경로에 있어서의 임피던스가 조정되어 있지 않아도 저주파수대측의 통과 특성으로부터 불필요한 감쇠 극을 없앨 수 있다.
도 1은 실시형태의 듀얼 밴드 대응의 고주파 부품의 블록도이다.
도 2는 실시형태의 다이플렉서의 회로도이다.
도 3은 안테나 포트로부터 저주파수대측 필터의 통과 특성을 설명하는 도이다.
도 4는 실시형태의 스위칭 회로의 회로도이다.
도 5는 실시형태의 LC 필터의 회로도이다.
도 6은 실시형태의 고주파 부품의 스태킹 도이다.
도 7은 실시형태의 고주파 부품의 스태킹 도이다.
도 8은 실시형태의 고주파 부품의 스태킹 도이다.
도 9는 실시형태의 고주파 부품의 스태킹 도이다.
도 10은 다른 실시형태의 듀얼 밴드 대응의 고주파 부품의 블록도이다.
도 11은 다른 실시형태의 쿼드 밴드 대응의 고주파 부품의 블록도이다.
부호의 설명
1: 다이플렉서 2,3,11,14: 스위칭 회로
4,6: LC 필터 5,7,12,13,15,16: SAW 필터
10,110,210: 고주파 부품 101: 로우 패스 필터
101A: 병렬 공진 회로 102: 하이 패스 필터
102A: 제 1 직렬 공진 회로 102B: 제 2 직렬 공진 회로
Tx: 송신 회로 Rx: 수신 회로
여기서, 본 발명의 제 1 실시형태를 900MHz대의 EGSM과 1.8GHz대의 DCS의 듀얼 밴드 대응의 이동체 통신 장치의 프런트 엔드부를 구성하는 고주파 부품으로서 설명한다. 고주파 부품의 블록도를 도 1에 고주파 부품을 구성하는 다이플렉서의 회로도를 도 2에 나타낸다.
고주파 부품(10)은 각 구성 소자를 다층 기판에 일체로 설치한 모듈이다.
고주파 부품(10)은 다이플렉서(1), 스위칭 회로(2), 스위칭 회로(3), LC 필터(4), SAW 필터(5), LC 필터(6), SAW 필터(7) 각각을 구비한다.
다이플렉서(1)의 제 1 포트(P1A), LC 필터(4)의 제 2 포트(P4B), SAW 필터(5)의 제 2 포트(P5B), LC 필터(6)의 제 2 포트(P6B), SAW 필터(7)의 제 2 포트(P7B)는 각각 외부 접속 단자이다.
다이플렉서(1)의 제 1 포트(P1A)는 안테나 포트이며, 정합용의 콘덴서를 통해서 안테나(ANT)에 접속된다. 또한, LC 필터(4)의 제 2 포트(P4B)는 정합용의 콘덴서를 통해서 저주파수대의 송신 회로(Tx)(EGSM)에 접속된다. SAW 필터(5)의 제 2 포트(P5B)(평형 단자)는 평형 단자간에 정합용의 리액턴스 소자가 삽입되어 저주파수대의 수신 회로(Rx)(EGSM)에 접속된다. 또한, LC 필터(6)의 제 2 포트(P6B)는 정합용의 콘덴서를 통해서 고주파수대의 송신 회로(Tx)(DCS)에 접속된다. SAW 필터(7)의 제 2 포트(P7B)(평형 단자)는 평형 단자간에 정합용의 리액턴스 소자가 삽입되어 고주파수대의 수신 회로(Rx)(DCS)에 접속된다.
이 고주파 부품(10)은 스위칭 회로(2)와 LC 필터(4)와 SAW 필터(5)로 저주파수대(EGSM)의 프런트 엔드부인 저주파수대 회로를 구성하고 있다. 또한, 스위칭 회로(3)와 LC 필터(6)와 SAW 필터(7)로 고주파수대(DCS)의 프런트 엔드부인 고주파수대 회로를 구성하고 있다.
다이플렉서(1)의 제 2 포트(P1B)에는 스위칭 회로(2)의 제 1 포트(P2A)를 다이플렉서(1)의 제 3 포트(P1C)에는 스위칭 회로(3)의 제 1 포트(P3A)를 각각 접속하고 있다. 스위칭 회로(2)의 제 2 포트(P2B)에는 LC 필터(4)의 제 1 포트(P4A)를 스위칭 회로(2)의 제 3 포트(P2C)에는 SAW 필터(5)의 제 1 포트(P5A)를 각각 접속하고 있다. 스위칭 회로(3)의 제 2 포트(P3B)에는 LC 필터(6)의 제 1 포트(P6A)를 스위칭 회로(3)의 제 3 포트(P3C)에는 SAW 필터(7)의 제 1 포트(P7A)를 각각 접속하고 있다.
다이플렉서(1)는 안테나 신호로부터 DCS계의 송수신 신호와 EGSM계의 송수신 신호를 분리한다. 스위칭 회로(2)는 EGSM계의 송수신 신호로부터 EGSM계의 송신 신호와 EGSM계의 수신 신호를 분리한다. 스위칭 회로(3)는 DCS계의 송수신 신호로부터 DCS계의 송신 신호와 DCS계의 수신 신호를 분리한다. LC 필터(4)는 EGSM계의 송신 신호의 대역만을 통과시키고, EGSM계의 수신 신호가 저주파수대의 송신 회로(Tx)(EGSM)에 진입하는 것을 없애고 있다. SAW 필터(5)는 EGSM계의 수신 신호의 대역만을 통과시키고, EGSM계의 송신 신호가 저주파수대의 수신 회로(Rx)(EGSM)에 진입하는 것을 없애고 있다. LC 필터(6)는 DCS계의 송신 신호의 대역만을 통과시키고, DCS계의 수신 신호가 고주파수대의 송신 회로(Tx)(DCS)에 진입하는 것을 없애고 있다. SAW 필터(7)는 DCS계의 수신 신호의 대역만을 통과시키고, DCS계의 송신 신호가 고주파수대의 수신 회로(Rx)(DCS)에 진입하는 것을 없애고 있다.
도 2는 다이플렉서(1)의 회로도이다. 다이플렉서(1)는 제 1 포트(P1A), 제 2 포트(P1B), 제 3 포트(P1C), 선로(Lt1,Lt2), 및 콘덴서(Cc1,Cc2,Ct2,Ct1,Cu1)를 구비한다.
다이플렉서(1)의 제 1 포트(P1A)와 제 2 포트(P1B)의 사이에는 선로(Lt1)와 콘덴서(Ct1)로 이루어지는 병렬 회로를 접속하고, 그 병렬 회로의 제 2 포트(P1B) 측을 콘덴서(Cu1)를 통해서 접지하고 있다. 이들 선로(Lt1)와 콘덴서(Ct1)와 콘덴서(Cu1)가 저주파수대측 필터인 로우 패스 필터(101)를 구성하고 있다. 선로(Lt1)와 콘덴서(Ct1)로 이루어지는 병렬 회로는 병렬 공진 회로(101A)를 구성하고 있다. 제 2 포트(P1B)의 후단에는 저주파수대 회로를 접속하고 있다.
다이플렉서(1)의 제 1 포트(P1A)와 제 3 포트(P1C)의 사이에는 콘덴서(Cc1,Cc2)를 직렬 접속하고, 그들의 접속점을 선로(Lt2) 및 콘덴서(Ct2)를 통해서 접지하고 있다. 이들 콘덴서(Cc1,Cc2,Ct2)와 선로(Lt2)가 고주파수대측 필터인 하이 패스 필터(102)를 구성하고 있다. 선로(Lt2)와 콘덴서(Ct2)로 이루어지는 직렬 회로가 제 1 직렬 공진 회로(102A)를 구성하고, 콘덴서(Cc1)와 선로(Lt2)와 콘덴서(Ct2)로 이루어지는 직렬 회로가 제 2 직렬 공진 회로(102B)를 구성하고 있다. 제 3 포트(P1C)의 후단에는 고주파수대 회로를 접속하고 있다.
로우 패스 필터(101)는 DCS계의 송수신 신호를 감쇠시켜 EGSM계의 송수신 신호를 통과시키도록 각 구성 소자의 임피던스가 조정되어 있다. 특히, 병렬 공진 회로(101A)는 DCS계의 규격 중심 주파수인 1.9GHz부근에 감쇠 극이 위치되어 1.9GHz부근에서 드롭되도록 그 공진주파수가 설정된다. 따라서, 선로(Lt1)의 임피던스(인덕턴스 값)과 콘덴서(Ct1)의 임피던스(커패시턴스 값)가 조정 후에 설계되어 있다.
하이 패스 필터(102)는 EGSM계의 송수신 신호를 감쇠시켜 DCS계의 송수신 신호를 통과시키도록 각 구성 소자의 임피던스가 조정되어 있다. 특히, 직렬 공진 회로(102A)는 EGSM계의 규격 중심 주파수인 900MHz부근에 감쇠 극이 위치되어 900MHz부근에서 드롭되도록 그 공진주파수가 설정된다. 따라서, 선로(Lt2)의 인덕 턴스 값과 콘덴서(Ct2)의 커패시턴스 값이 조정 후에 설계되어 있다.
이 고주파 부품(10)에서 사용되는 SAW 필터(7)는 통과 대역 이외의 주파수대에 있어서 임피던스의 조정이 취해지지 않고 있다. 그러면, 통과 대역 이외의 주파수대에 있어서 SAW 필터(7)의 접속부에서 신호의 반사가 생기고, 고주파수대측 필터에 있어서 신규의 공진이 나타난다. 구체적으로는, 하이 패스 필터(102)의 제 1 직렬 공진 회로(102A)를 구성하는 선로(Lt2)와 콘덴서(Ct2)와, 콘덴서(Cc1)의 임피던스에 따른 공진주파수에서의 직렬 공진이 나타나게 된다. 이들 각 소자가 제 2 직렬 공진 회로(102B)를 구성한다.
이 직렬 공진은 어떤 대책도 강구하지 않으면 저주파수대측의 통과 특성에 악영향을 미치고, 저주파수대측의 통과 특성에 불필요한 감쇠 극을 생기게 한다. 그래서, 본 발명에서는 제 2 직렬 공진 회로(102B)의 공진에 의한 저주파수대측 통과 특성의 감쇠 극을 EGSM계의 규격 중심 주파수의 2배파 주파수부근, 또는 DCS계의 규격 중심 주파수부근이 되도록 조정 후에 설계한다.
여기서, 다이플렉서의 안테나 포트(P1A)와 제 2 포트(P1B)의 사이의 통과 특성에 대해서 도 3을 참조해서 설명한다. 도 3은 비교예와 본 발명의 예를 포함하는 통과 특성의 예이다.
동도 (A)는 고주파수대측에 SAW 필터(7)를 설치하지 않고, SAW 필터(7)의 접속점을 회로의 특성 임피던스와 같은 50Ω으로 종단했을 경우의 비교예이다. 여기에서의 설명에서는 거의 이상적인 통과 특성으로서 취급한다.
이 경우, 로우 패스 필터(101)는 고주파수대의 규격 중심 주파수인 1.8GHz에 감쇠 극(f1)이 위치하고, 감쇠 극(f1)보다도 저주파수측이 통과 대역이 된다. 이 감쇠 극(f1)은 로우 패스 필터(101)의 병렬 공진 회로(101A)의 공진주파수에 의해 설정되어 있다.
동도 (B)는 고주파수대 회로에 그 통과 대역 외에서 임피던스 부정합이 큰 SAW 필터(7)를 설치했을 경우로서 본 발명을 채용하지 않는 구성에서의 열화된 통과 특성을 나타내는 비교예이다.
이 경우도, 고주파수대의 규격 중심 주파수인 1.8GHz부근에 감쇠 극(f1)이 위치되어 감쇠되도록 설정되어 있다. 여기에서, 고주파수대 회로에 이 통과 대역 이외의 주파수대에 있어서 임피던스의 조정이 취해지지 않고 있는 SAW 필터(7)가 설치되어 있으므로 SAW 필터(7)의 접속부에서 신호의 반사가 생기고, 하이 패스 필터(102)에 있어서 제 2 직렬 공진 회로(102B)에 의한 신규의 공진이 생긴다.
제 2 직렬 공진 회로(102B)의 공진에 의해 저주파수대측의 통과 특성에는 불필요한 감쇠 극(f2)이 나타나서 쇠퇴 특성이 악화되어 버린다. 도시된 예에서는 주파수1.6GHz부근에 불필요한 감쇠 극(f2)이 나타나 있다.
동도 (C)는 본 발명을 채용한 구성, 즉 고주파수대 회로에 그 통과 대역 이외의 주파수대에 있어서 임피던스의 조정이 취해지지 않고 있는 SAW 필터(7)를 설치해서 통과 대역 이외가 50Ω에서 종단되지 않고 있을 경우로서 하이 패스 필터(102)의 제 2 직렬 공진 회로(102B)의 공진주파수를 적절히 설정함으로써 개선된 통과 특성을 나타내는 비교예이다.
이 경우, 제 2 직렬 공진 회로(102B)의 공진에 의해 저주파수대측의 통과 특 성에 생기는 불필요한 감쇠 극(f2)은 1.8GHz부근에 위치되어 로우 패스 필터(101A)의 공진에 의해 생기는 감쇠 극(f1)과 거의 겹쳐지도록 설정되어 있다. 이렇게 하여, 제 2 직렬 공진 회로(102B)의 공진에 의한 불필요한 감쇠 극을 없애고 있다.
또한, 여기에서는 저주파수대의 규격 중심 주파수의 2배파 주파수와 고주파수대의 규격 중심 주파수가 일치하기 때문에 로우 패스 필터(101)의 감쇠 극의 설정은 상기 대로이지만, 저주파수대의 규격 중심 주파수의 2배파 주파수와 고주파수대의 규격 중심 주파수가 일치하지 않을 경우에는 상기 불필요한 감쇠 극은 저주파수대의 규격 중심 주파수의 2배파 주파수, 또는 고주파수대의 규격 중심 주파수 중 어느 하나에 맞춰져도 좋다.
또한, 이 주파수가 SAW 필터(7)의 통과 대역내에 들어갈 경우에는 처음 SAW 필터의 통과 대역에서의 특성 임피던스가 50Ω부근이 되고, 제 2 직렬 공진 회로(102B)의 공진이 나타날 일이 없다. 따라서, 그 경우에는 제 2 직렬 공진 회로(102B)의 공진주파수를 SAW 필터(7)의 통과 대역으로부터 겹치지 않도록 적당히 설정하면 적절하다.
이하, 본 실시형태의 스위칭 회로(2,3) 및 LC 필터(4,6)의 구성에 대해서 설명한다.
도 4(A)는 스위칭 회로(2)의 회로도이다. 스위칭 회로(2)는 저주파수대의 송수신 신호를 송신 신호와 수신 신호로 스위칭한다.
스위칭 회로(2)는 제 1 포트(P2A), 제 2 포트(P2B), 제 3 포트(P2C), 스위칭 제어 단자(VG), 다이오드(GD1,GD2), 인덕터(GSL1), 선로(GSL2), 콘덴서(GC5,GCu3), 및 저항(Rg)을 구비한다.
제 1 포트(P2A)와 제 2 포트(P2B)의 사이에 애노드가 제 1 포트(P2A)측이 되도록 다이오드(GD1)를 접속한다. 또한, 다이오드(GD1)의 제 2 포트(P2B)측, 즉 캐소드는 초크 코일인 인덕터(GSL1)를 통해서 접지한다.
또한, 제 1 포트(P2A)와 제 3 포트(P2C)의 사이에 선로(GSL2)를 접속하고, 선로(GSL2)의 제 3 포트(P2C)측에 다이오드(GD2)의 캐소드를 접속한다. 또한, 선로(GSL2)의 제 3 포트(P2C)측은 더욱이 콘덴서(GCu3)를 통해서 접지되어 있다. 다이오드(GD2)의 애노드는 콘덴서(GC5)를 통해서 접지되고, 다이오드(GD2)의 애노드와 콘덴서(GC5)의 접속점에는 저항(Rg)을 통해서 스위칭 제어 단자(VG)를 설치하고 있다.
도 4(B)는 스위칭 회로(3)의 회로도이다. 스위칭 회로(3)는 고주파수대의 송수신 신호를 송신 신호와 수신 신호로 스위칭한다.
스위칭 회로(3)는 제 1 포트(P3A), 제 2 포트(P3B), 제 3 포트(P3C), 스위칭 제어 단자(VD), 다이오드(DD1,DD2), 인덕터(DSLt,DSL1), 선로(DSL2), 콘덴서(DCt1,C,DC5), 및 저항(Rd)을 구비한다.
그리고, 제 1 포트(P3A)와 제 2 포트(P3B)의 사이에 캐소드가 제 1포트(P3A)측이 되도록 다이오드(DD1)를 접속한다. 또한, 다이오드(DD1)에는 인덕터(DSLt) 및 콘덴서(DCt1)로 이루어지는 직렬 회로를 병렬 접속한다. 더욱이, 다이오드(DD1)의 제 2 포트(P3B)측, 즉 애노드는 초크 코일인 인덕터(DSL1)와 콘덴서(DC4)를 통해서 접지되고, 인덕터(DSL1)와 콘덴서(DC4)의 접속점에는 스위칭 제어 단자(VD)를 설치 한다.
또한, 제 1 포트(P3A)와 제 3 포트(P3C)의 사이에 선로(DSL2)를 접속하고, 선로(DSL2)의 제 3 포트(P3C)측에 다이오드(DD2)의 애노드를 접속하고, 다이오드(DD2)의 캐소드를 콘덴서(DC5)를 통해서 접지한다. 또한, 다이오드(DD2)의 캐소드와 콘덴서(DC5)의 접속점을 저항(Rd)을 통해서 접지한다.
도 5(A)는 LC 필터(4)의 회로도이다. LC 필터(4)는 저주파수대의 송신 신호의 2차 고조파 및 3차 고조파를 감쇠시킨다.
LC 필터(4)는 제 1 포트(P4A), 제 2 포트(P4B), 선로(GLt1), 및 콘덴서(GCc1,GCu1,GCu2)를 구비한다.
그리고, 제 1 포트(P4A)와 제 2 포트(P4B)의 사이에 선로(GLt1)를 접속하고, 선로(GLt1)에 콘덴서(GCc1)를 병렬로 접속하고 있다. 선로(GLt1)의 제 1 포트(P4A)와 접지의 사이에 콘덴서(GCu1)를 접속하고, 선로(GLt1)의 제 2 포트(P4B)와 접지의 사이에 콘덴서(GCu2)를 접속하고 있다.
도 5(B)는 LC 필터(6)의 회로도이다. LC 필터(6)는 고주파수대의 송신 신호의 2차 고조파 및 3차 고조파를 감쇠시킨다.
LC 필터(6)는 제 1 포트(P6A), 제 2 포트(P6B), 선로(DLt1,DLt2), 및 콘덴서(DCc1,DCu1,DCu2,DCc2)를 구비한다.
제 1 포트(P6A)와 제 2 포트(P6B)의 사이에 선로(DLt1) 및 콘덴서(DCc1)로 이루어지는 병렬 회로와 선로(DLt2) 및 콘덴서(DCc2)로 이루어지는 병렬 회로를 직렬로 접속하고, 선로(DLt1) 및 콘덴서(DCc1)로 이루어지는 병렬 회로의 제 1 포 트(P6A)측과 접지의 사이에 콘덴서(DCu1)를 접속하고, 제 2 포트(P6B)측과 접지의 사이에 콘덴서(DCu2)를 접속하고 있다.
또한, SAW 필터(5) 및 SAW 필터(7)의 회로 구성에 대해서는 일반적인 것을 이용하면 좋고 여기에서는 설명을 제외한다.
이상의 각 회로에 의해 본 실시형태의 고주파 부품은 구성된다. 본 실시형태의 고주파 부품은 900MHz대의 EGSM과 1.8GHz대의 DCS의 듀얼 밴드 대응의 이동체 통신 장치의 프런트 엔드부를 구성하지만, 본 발명은 이외의 어떤 통신계(예를 들면, 850MHz대 EGSM과 1.9GHz대의 PCS 등)를 어떻게 조합시킨 형태이어도 마찬가지로 실시할 수 있다.
다음에, 본 실시형태의 고주파 부품을 세라믹으로 이루어지는 복수의 시트 층을 적층해서 이루어지는 다층 기판에 일체화했을 경우의 구성 예를 도 6~도 9를 기초로 설명한다.
도 6~도 8은 각 층에 있어서의 도체 패턴의 평면도이다. 도 6의 (1)이 최하층, 도 8의 (21)이 최상층이며, 도시의 사정상 도 6~도 8의 3개의 도면으로 나누어서 나타내고 있다. 도 6~도 8에 있어서 도중의 각 부의 부호는 도 2,4,5에 나타낸 회로중의 각 부호에 대응하고 있다. 또한, 이들의 도중의 GND는 접지 전극이다.
도 6의 (1)에 있어서 GND는 접지 단자이다. 그 밖의 단자는 도 1에 나타낸 외부 접속 단자이며, 여기에서는 접속처가 송신 회로나 수신 회로인 외부 접속 단자에는 접속처의 부호를 표시하고 있다.
도6ㆍ7에 나타낸 바와 같이, (8)~(13)의 층에 걸쳐 선로(DSL2)를 형성하고, (8)~(14)의 층에 걸쳐 선로(Lt2)를 형성하고 있다. 또한, (8)~(13)의 층에 걸쳐 선로(GSL2)를 형성하고 있다. 마찬가지로, (8)~(13)층에 걸쳐 스트립 라인(GLt1)을 형성하고 있다. 이렇게 고주파 스위치에서 이용되는 소정 전기장의 스트립 라인을 각각 거의 동일층에 걸쳐 형성함으로써 한정된 면적 또한 한정된 층수로 스트립 라인을 구성할 수 있고, 전체의 회로 규모가 커져도 칩 사이즈의 증대가 억제된다.
도 9는 적층체의 최상면에 각 칩 부품을 탑재한 상태를 나타내고 있다. 여기서 SAW 필터는 도 1에 나타낸 EGSM용의 SAW 필터(5)와 ,DCS용의 SAW 필터(7)를 포함하는 듀얼형이 것이다.
또한, 본 실시형태에서는 다이플렉서의 하이 패스 필터에 있어서 제 2 직렬 공진 회로를 제 1 직렬 공진 회로와 함께 구성하는 리액턴스 소자로서 콘덴서를 이용했지만, 이 콘덴서 대신에 코일이나 선로 등을 이용하는 것도 가능하다.
다음에, 본 발명의 제 2 실시형태에 대해서 설명한다. 이 실시형태의 고주파 부품은 상기 실시형태의 고주파 부품과 거의 같은 구성이지만, 다이플렉서에 있어서의 로우 패스 필터의 구성 소자의 특성 및 저주파수대(EGSM)측의 회로에 설치하는 SAW 필터의 특성이 상기 실시형태와 다르다.
이 실시형태에서 사용하는 SAW 필터(5)는 통과 대역 이외의 주파수대에 있어서 임피던스의 정합이 취해지지 않는다. 그러면, 통과 대역 이외의 주파수대에 있어서 SAW 필터(5)의 접속부에서 신호의 반사가 생기고, 저주파수대측 필터에 있어서 신규의 공진이 나타난다. 구체적으로는, 로우 패스 필터(101)의 3개의 소자, 즉 선로(Lt1)와 콘덴서(Ct1)와 콘덴서(Cu1)의 임피던스에 따른 공진주파수에서의 공진 이 나타나게 된다.
이 선로(Lt1)와 콘덴서(Ct1)와 콘덴서(Cu1)에 의한 공진은 어떤 대책도 강구하지 않으면 고주파수대측의 통과 특성에 악영향을 미치고, 고주파수대측의 통과 특성에 불필요한 감쇠 극을 생기게 한다. 그래서, 본 발명에서는 선로(Lt1)와 콘덴서(Ct1)와 콘덴서(Cu1)의 공진에 의한 고주파수대측의 통과 특성의 감쇠 극을 EGSM계의 규격 중심 주파수부근이 되도록 조정 후에 설계한다. 이렇게, 저주파수대(EGSM)측의 회로에 설치되는 SAW 필터의 부정합에 의해 로우 패스 필터에 새롭게 생기는 공진의 주파수를 고주파수대(DCS)측의 주파수 특성에 있어서의 소정의 감쇠 극의 주파수와 같게 함으로써 불필요한 감쇠 극이 고주파수측의 통과 특성에 나타나는 것이 없어진다. 따라서, 일반적인 구성인채로, 예를 들면 위상 조정 회로나 다단의 하이 패스 필터 등을 필요로 하지 않는 구성으로 저주파수대 회로에 임피던스의 부정합이 있어도 고주파수대의 통과 특성을 소망의 것으로 할 수 있다.
또한, 본 발명은 듀얼 밴드 이외의 트리플 밴드나 쿼드 밴드 등의 멀티 밴드 대응의 고주파 부품에도 적용가능하다.
여기서, 도 1O에 트리플 밴드 대응의 고주파 부품 블록도를, 도 11에 쿼드 밴드 대응의 고주파 부품의 블록도를 나타낸다.
도 10에 나타낸 고주파 부품(110)은 900MHz대의 EGSM계와 1.8GHz대 DCS계와 1.9GHz대의 PCS계의 트리플 밴드에 대응한 것이다. 이 경우에는 스위칭 회로(3)의 후단의 수신 회로측에 스위칭 회로(11)를 더 설치하고, SAW 필터(12)를 통해서 DCS계의 수신 회로(Rx)(DCS)를 접속하고, SAW 필터(13)를 통해서 PCS계의 수신 회 로(Rx)(PCS)를 접속한다. 이 경우에도 다이플렉서(1)의 각 소자를 적절히 설정함으로써 SAW 필터(12)나 SAW 필터(13)의 임피던스 부정합이 생겨도 저주파수대에서의 불필요 공진에 의한 통과 특성의 열화를 억제할 수 있다.
도 11에 나타낸 고주파 부품(210)은 850MHz대의 EGSM(GSM850)계와 900MHz대 EGSM(GSM900)계와 1.8GHz대의 DCS계와 1.9GHz대의 PCS계의 쿼드 밴드에 대응한 것이다. 이 경우에는 스위칭 회로(2)의 후단의 수신 회로측에 스위칭 회로(14)를 더 설치하고, SAW 필터(15)를 통해서 GSM850계의 수신 회로(Rx)(GSM850)를 접속하고, SAW 필터(16)를 통해서 GSM900계의 수신 회로(Rx)(GSM900)를 접속한다. 이 경우에도 다이플렉서(1)의 각 소자를 적절히 설정함으로써 고주파수대 회로의 SAW 필터(12)나 SAW 필터(13)의 임피던스 부정합이 생겨도 저주파수대에서의 불필요 공진에 의한 통과 특성의 열화를 억제할 수 있다.
이상과 같이, 본 발명은 통신계의 수에 의하지 않고 실시할 수 있고, 안테나 포트를 구비한 스위치플렉서를 구비한 고주파 부품에 다양하게 적용할 수 있다.

Claims (7)

  1. 각각의 주파수대가 다른 복수의 통신계의 송수신 신호 중 고주파수대의 송수신 신호를 통과시켜 저주파수대의 송수신 신호를 감쇠시키는 고주파수대측 필터와, 상기 복수의 통신계의 송수신 신호 중 상기 저주파수대의 송수신 신호를 통과시켜 상기 고주파수대의 송수신 신호를 감쇠시키는 저주파수대측 필터를 안테나 포트에 병렬로 접속한 다이플렉서;
    상기 다이플렉서의 상기 고주파수대측 필터에 종속 접속된 고주파수대 회로;
    상기 다이플렉서의 상기 저주파수대측 필터에 종속 접속된 저주파수대 회로를 구비하는 고주파 부품에 있어서:
    상기 고주파수대측 필터는 상기 안테나 포트와 상기 고주파수대 회로의 사이에 일단이 접속되고 타단이 접지된 제 1 직렬 공진 회로, 및 상기 안테나 포트와 상기 고주파수대 회로의 사이에 종속 접속된 리액턴스 소자와 상기 제 1 직렬 공진 회로로 이루어지는 제 2 직렬 공진 회로를 포함해서 구성되고;
    상기 제 1 직렬 공진 회로에 의한 공진주파수를 상기 고주파수대측 필터의 주파수 특성에 있어서의 저주파수대의 송수신 신호의 트랩 주파수로 하고;
    상기 제 2 직렬 공진 회로에 의한 공진주파수를 상기 저주파수대측 필터의 주파수 특성에 있어서의 소정의 감쇠 극의 주파수와 같게 한 것을 특징으로 하는 고주파 부품.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 2 직렬 공진 회로에 의한 공진주파수를 상기 저주파수대측 필터의 주파수 특성에 있어서의 고주파수대의 송수신 신호의 트랩 주파수와 같게 한 것을 특징으로 하는 고주파 부품.
  3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 제 2 직렬 공진 회로에 의한 공진주파수를 상기 저주파수대의 송수신 신호의 고조파 주파수와 같게 한 것을 특징으로 하는 고주파 부품.
  4. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 고주파수대 회로는 임피던스의 부정합을 생기게 하는 부정합 소자를 구비한 것을 특징으로 하는 고주파 부품.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 부정합 소자는 필터인 것을 특징으로 하는 고주파 부품.
  6. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 고주파수대 회로는 상기 고주파수대의 송수신 신호를 송신 신호 포트와 수신 신호 포트로 분리하는 스위칭 회로와, 상기 스위칭 회로의 수신 신호 포트측에 접속된 SAW 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 고주파 부품.
  7. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
    상기 고주파수대 회로는 상기 고주파수대의 송수신 신호를 송신 신호 포트와 수신 신호 포트로 분리하는 제 1 스위칭 회로와, 상기 제 1 스위칭 회로의 수신 신호 포트측에 접속되어 상기 고주파수대의 수신 신호를 2개의 주파수대의 수신 신호로 더 분리하는 제 2 스위칭 회로와, 상기 제 2 스위칭 회로의 후단에 접속된 SAW 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 고주파 부품.
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