JP2006180661A

JP2006180661A - 放電負荷用電源装置

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Publication number: JP2006180661A
Application number: JP2004373291A
Authority: JP
Inventors: Akihiro Ishiyama; 明弘石山; Takayuki Mimura; 隆之三村; Kiyomi Watanabe; 清美渡辺
Original assignee: Origin Electric Co Ltd
Current assignee: Origin Electric Co Ltd
Priority date: 2004-12-24
Filing date: 2004-12-24
Publication date: 2006-07-06
Anticipated expiration: 2024-12-24
Also published as: JP4463096B2

Abstract

【課題】簡単な回路構成でもって、交流入力電圧のほぼ２倍のトリガ電圧を与えると共に、アーク放電に移行し難い程度の小さいトリガ電力を与えること。
【構成】放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高いトリガ電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、前記全波整流回路の正極側直流端子は、逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、前記全波整流回路の一方の交流入力端子と前記一方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有するブースト用コンデンサが接続され、前記一方の出力側端子と他方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスを有するトリガ用コンデンサが接続され、放電負荷の放電開始時には、前記トリガ用コンデンサの電圧を放電負荷に供給する放電負荷用電源装置。

【選択図】図１

Description

本発明は、トリガ電圧の印加によって放電状態に至る放電負荷に、定常電圧よりも高いトリガ電圧とその後に定常放電電力を供給する放電用電源装置に関する。

放電エネルギーを利用する放電負荷として、各種のレーザ、放電灯、ストロボ装置、放電加工装置、光ファイバの融着接続装置、薄膜を形成するスパッタ装置などがあり、非常に広い分野において放電負荷が使用されている。その放電は、不活性ガスのような特定のガス中、あるいは大気中などで発生されるが、放電の発生時には高い電圧をトリガ電圧（以下ではトリガ電圧という。）として放電負荷の放電電極間に印加する必要がある。このとき、トリガ電力は放電電力に比べてかなり小さいが、トリガ電力を供給する能力が不足すると、トリガ時の漏れ電流によって放電電極間の電圧が上昇せず、放電状態に至らないことがある。しかし一旦、放電電極間に放電が発生すると、放電の発生時のトリガ電圧に比べて低い電圧で放電が維持されるので、必要な大きさの放電電流を流すことができる電力を供給すればよい。

このような放電用電源装置の従来例の１例について、図６によって説明する。図６において、入力側整流回路５１は３相交流電圧を整流して直流電力に変換し、インバータ回路５２はその直流電圧を数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚの高周波交流電圧に変換する。インバータ回路５２は周知のものであり、通常、パルス幅制御（オン時間比率制御）される。トランス５３は、インバータ回路５２から１次巻線５３ａに印加された高周波交流電圧を所定の変圧比で昇圧された交流電圧を２次巻線５３ｂに現出する。２次巻線５３ｂの交流電圧は、出力側の全波整流回路５４によって直流電圧に変換され、コンデンサ５５で平滑化されて、放電負荷５６に印加される。放電負荷５６は、通常、一方の端子は接地され、負の電圧が印加される。

このような構成の従来の放電用電源装置において、商用交流入力電圧をＡＣ２００Ｖとすれば、入力側整流回路５１の整流電圧はほぼ２６０Ｖとなる。定常放電電圧を５００Ｖとすれば、トランス５３の２次巻線５３ｂと１次巻線５３ａとの巻数比、つまり昇圧比ｎは約２でよいが、必要なトリガ電圧を１０００Ｖとすると、この１０００Ｖのトリガ電圧を発生するためには、前記昇圧比ｎは４程度必要である。

この従来の放電用電源装置の動作説明を行うと、放電開始時にはインバータ回路５２が最大のパルス幅で制御され、１０００Ｖのトリガ電圧を発生する。放電負荷５６がこの１０００Ｖのトリガ電圧でトリガされて、定常の放電状態に移行したとすれば、放電負荷５６の不図示の放電電極間電圧である定常放電電圧は５００Ｖ程度に低下する。したがって、インバータ回路５２のオン時間比率（パルス幅）を小さくしなければならない。しかし、インバータ回路５２のオン時間比率を小さくすると、インバータ回路５２の出力電流のピーク値が増加し、実効値が増加するから、インバータ回路５２のスイッチング素子であるＩＧＢＴ又はＦＥＴの電力損失が大きくなり、その発熱やトランス５３の巻線損失が増加するという問題が生じる。

図６の従来の放電用電源装置の欠点を除去するために、図７に示す装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。図６で用いた記号と同一の記号は、同じ名称の部材を示すものとする。この従来装置は２次巻線５３ｂとは別に、５００Ｖ程度のトリガ電圧供給用の第２の２次巻線５３ｃをトランス３に設け、その第２の２次巻線５３ｃの電圧をトリガ用整流器５７で整流し、抵抗５８を通してバイパスダイオード５９の両端にほぼ５００Ｖの電圧を印加する。バイパスダイオード５９の両端の５００Ｖの電圧は、全波整流回路５４の整流電圧５００Ｖに重畳され、放電負荷５６にほぼ１０００Ｖの電圧を供給する。

このような電源装置では、トリガ電圧の印加によって放電が開始し、定常放電に移行するときにバイパスダイオード５９が導通し、第２の２次巻線５３ｃが短絡されるので、短絡電流を制限するための抵抗５８が必要になる。この抵抗５８は、定常放電時には無駄な電力を消費することになり、効率の低下と、発熱を招くことになる。

以上の説明から分かるように、従来の放電用電源装置では、その構成及び制御が複雑になり、電力損失の増加、コストアップになるなど種々の欠点がある。
米国特許第５７１７２９３

本発明は、簡単な回路構成で、しかもインバータ回路の簡便な通常の制御方法で、放電開始時には放電を発生させるのに必要な値のトリガ電圧を供給し、しかもアーク放電に移行し難い程度のトリガエネルギーを供給することができ、放電が発生して放電状態に至ったときには、定常放電状態を維持するのに必要な直流電力を供給することを課題とする。

第１の発明は、前記課題を解決するために、複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、そのブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高いトリガ電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、前記全波整流回路の正極側直流端子は、第１の逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、前記全波整流回路の負極側直流端子は、第２の逆流防止用素子を介して他方の出力側端子に接続され、前記全波整流回路の一方の交流入力端子と双方の前記出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有する第１、第２のトリガ用コンデンサがそれぞれ接続され、前記放電負荷の放電開始時には、前記第１と第２のトリガ用コンデンサとの電圧を重畳してなるトリガ電圧を前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供するものである。

第２発明は、前記課題を解決するために、複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、そのブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高いトリガ電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、前記全波整流回路の正極側直流端子は、逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、前記全波整流回路の一方の交流入力端子と前記一方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有するブースト用コンデンサが接続され、前記一方の出力側端子と他方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスを有するトリガ用コンデンサが接続され、前記トリガ用コンデンサは、前記全波整流回路の交流入力端子間の電圧の２倍程度の電圧に充電され、前記放電負荷の放電開始時には、前記トリガ用コンデンサの電圧をトリガ電圧として前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供するものである。

第３の発明は、複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、そのブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高い電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、前記全波整流回路の正極側直流端子又は負極側直流端子の一方は、互いに直列接続された第１、第２の逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、前記第１の逆流防止用素子と第２の逆流防止用素子との接続点と、前記全波整流回路の一方の交流入力端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有するブースト用コンデンサを備え、前記一方の出力側端子と他方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスを有するトリガ用コンデンサが接続され、前記トリガ用コンデンサは、前記全波整流回路の交流入力端子間の電圧の２倍程度の電圧に充電され、前記放電負荷の放電開始時には、前記トリガ用コンデンサの電圧をトリガ電圧として前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供する。

第４の発明は、前記第３の発明において、前記互いに直列になるように接続された２個の逆流防止用素子に跨って並列にバイパス用素子を接続したことを特徴とする放電負荷用電源装置を提供する。

第５の発明は、前記第１の発明ないし前記第４の発明のいずれかにおいて、前記ブリッジ整流回路は、単相又は多相のブリッジ回路構成であることを特徴とする放電負荷用電源装置を提供する。

第６の発明は、前記第１の発明ないし前記第５の発明のいずれかにおいて、前記交流源を構成するインバータ回路とその制御回路と、前記フィルタ用コンデンサの電圧を検出する電圧検出器と、前記電圧検出器による検出電圧と基準電圧とを比較してその差に対応する誤差増幅信号を出力する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力を前記制御回路の入力とし、前記フィルタ用コンデンサの電圧の最大設定電圧を越えないように、前記制御回路が前記インバータ回路を制御することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供する。

第７の発明は、前記第１の発明ないし前記第５の発明のいずれかにおいて、前記交流源を構成するインバータ回路とその制御回路と、前記放電負荷の電圧を検出する第１の電圧検出器と、前記フィルタ用コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出器と、前記第１の電圧検出器による第１の検出電圧と第１の基準電圧とを比較してその差に対応する第１の誤差増幅信号を出力する第１の誤差増幅器と、前記第２の電圧検出器による第２の検出電圧と前記第１の基準電圧よりも低い第２の基準電圧とを比較してその差に対応する第２の誤差増幅信号を出力する第２の誤差増幅器と、前記第１の誤差増幅器と前記第２の誤差増幅器との出力のＯＲ論理を行うＯＲ回路とを備え、前記ＯＲ回路の出力を前記制御回路の入力とし、前記放電負荷の電圧と前記フィルタ用コンデンサの電圧の両方とも最大設定電圧を越えないように、前記制御回路が前記インバータ回路を制御することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供する。

第８の発明は、前記第１の発明ないし前記第７の発明のいずれかにおいて、放電開始前の前記放電負荷の漏れ電流をＩｔとし、前記交流入力端子ＡとＢとの間の交流電圧の値をＥ、その１周期をＴとするとき、前記トリガ用コンデンサのキャパシタンスＣｔは、Ｃｔ＞Ｉｔ×Ｔ／Ｅを満足する値を有することを特徴とする放電負荷用電源装置を提供するものである。

本発明によれば、簡単な回路構成で、しかもインバータ回路の簡便な通常の制御方法で、確実に放電負荷を放電させることができると共に、アーク放電に移行し難いトリガ電圧を供給することができる。
前記第１の発明によれば、非常に簡単な回路構成で電源電圧の２倍程度の電圧をトリガ電圧として放電負荷に印加して、確実に放電させることができる。フィルタ用コンデンサに比べてキャパシタンスが大幅に小さいトリガ用コンデンサからトリガ電圧を与えるので、アーク放電に移行し難い。また、整流素子や逆流防止用素子には交流入力端子間の電圧が印加される程度なので、耐圧の低いダイオードを用いることができる。

前記第２の発明によれば、非常に簡単な回路構成で電源電圧の２倍程度の電圧をトリガ電圧として放電負荷に印加して、確実に放電させることができる。フィルタ用コンデンサに比べてキャパシタンスが大幅に小さいトリガ用コンデンサからトリガ電圧を与えるので、アーク放電に移行し難い。また、整流素子や逆流防止用素子には交流入力電圧が印加される程度なので、耐圧の低いダイオードを用いることができる。

前記第３の発明の放電用電源装置によれば、前記第１の発明で得られる効果の他に、逆流防止用素子による電力損失を半減することができる。

前記第４の発明の放電用電源装置によれば、前記第１〜第３の発明で得られる効果の他に、ダイオードでもってトリガ用コンデンサの充電電圧を確実に保持できるので、放電負荷を確実にトリガさせることができる。

前記第５の発明の放電用電源装置によれば、前記第１〜第４の発明で得られる効果の他に、単相又は多相に対応することができる。

前記第６の発明の放電用電源装置によれば、前記第１〜第５の発明で得られる効果の他に、放電負荷に洩れ電流が大きい現象が発生した場合にも、簡単な回路構成でもってインバータ回路の出力電圧を制限することができるので、全波整流回路を構成するダイオードが破壊されることがない。

前記第７の発明の放電用電源装置によれば、前記第１〜第５の発明で得られる効果の他に、放電負荷に洩れ電流が大きい現象が発生した場合にも、インバータ回路の出力電圧を制限することができるので、全波整流回路を構成するダイオードが破壊されることがない。

前記第８の発明の放電用電源装置によれば、前記第１〜第７の発明で得られる効果の他に、トリガ用コンデンサのキャパシタンスを適切な値に設定できるので、放電負荷をより確実にトリガすることができる。

[実施形態１]
先ず、本発明を実施するための最良の実施形態１について説明する。図１は、本発明の第１の実施形態である放電用電源装置１００を示す。図1によって放電用電源装置１００を説明すると、入力側整流回路１は３相交流電圧を整流して直流電力に変換する一般的な３相フルブリッジ構成のものである。インバータ回路２はその直流電圧を数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚの高周波交流電圧に変換する。インバータ回路２は、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴのようなスイッチング半導体素子を周知のフルブリッジ構成、又はハーフブリッジ構成にしたものなどであり、パルス幅制御（オン時間比率制御）されて、直流電力を単相の高周波電力に変換する。トランス３は、インバータ回路２から１次巻線３ａに印加された高周波交流電圧を所定の変圧比で昇圧された交流電圧を２次巻線３ｂに現出する。２次巻線３ｂの交流電圧は、４個の整流素子４Ａ〜４Ｄをブリッジに接続してなるブリッジ整流回路４によって全波整流され、フィルタ用コンデンサ５で平滑化される。ここで、ブリッジ整流回路４とフィルタ用コンデンサ５とは一般的な回路構成の全波整流回路６を構成する。

全波整流回路６は、トランス３の２次巻線３ｂの両端子に対応する交流入力端子ＡとＢとを有すると共に、正極側直流端子ａと負極側直流端子ｂとを有する。そして、正極側直流端子ａと出力側端子Ｔ１との間に逆流防止用素子７、負極側直流端子ｂと出力側端子Ｔ２との間に逆流防止用素子８がそれぞれ全波整流回路６の極性と同方向になる向きに直列接続される。ここで、ブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ〜４Ｄ、逆流防止用素子７と８は、耐圧及び電流容量などの関係からそれぞれ単一のダイオードから構成されてもよいし、複数のダイオードを直列接続又は並列接続、あるいは直並列接続されたものからなってもよい。以下に述べる別の実施形態においても同様である。

交流入力端子Ａと出力側端子Ｔ１との間、つまり、全波整流回路６の整流素子４Ａと逆流防止用素子７とに跨ってトリガ用コンデンサ９が接続される。同様に、トリガ用コンデンサ１０が交流入力端子Ａと出力側端子Ｔ２との間、つまり、全波整流回路６の整流素子４Ｂと逆流防止用素子８とに跨って接続される。トリガ用コンデンサ９と１０のキャパシタンスＣｔは、全波整流回路６のフィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆに比べて十分に小さい値に選定される。好ましくは、キャパシタンスＣｔはキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１の範囲内で選定されるのがよい。この理由については後述する動作説明から明らかになる。ここで、逆流防止用素子７と８、トリガ用コンデンサ９と１０は実施形態１の大切な構成要素である。

出力側端子Ｔ１とＴ２との間には電圧検出器１１が接続され、出力側端子Ｔ１とＴ２間の電圧を検出してその検出電圧を制御回路１２に与える。また、出力側端子Ｔ１と放電負荷１３との間には負荷電流を検出する電流検出器１４が接続されている。制御回路１２は、放電負荷１３に印加される電力、電圧、電流などが設定電力、設定電圧、又は電流が設定電流に維持、あるいは制限されるように、インバータ回路２をパルス幅制御する通常のパルス幅制御回路である。ここで、放電負荷１３は各種のレーザ装置、放電灯、ストロボ装置、放電加工装置、光ファイバの融着接続装置、薄膜を形成するスパッタ装置などがあげられ、通常、定電力制御、または定電流制御される。放電負荷１３と電流検出器１４との接続点が接地されている。

次にこの放電負荷用電源装置１００の動作について説明する。なお、以下の説明では整流素子などの電圧降下を無視する。先ず、トランス３の２次巻線３ｂに交流入力端子ＡがＢに対して正の極性の電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ａからブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｄを通して電流が流れると同時に、トリガ用コンデンサ１０、逆流防止用素子８、整流素子４Ｄを通して交流入力端子Ｂへ電流が流れる。この電流によって、キャパシタンスＣｔの小さいトリガ用コンデンサ１０は図示極性で電圧Ｅに充電される。このとき、フィルタ用コンデンサ５も図示極性で電圧Ｅに充電される。

次に、トランス３の２次巻線３ｂに交流入力端子ＢがＡに対して正の極性の電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ｂからブリッジ整流回路４の整流素子４Ｃ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｂを通して電流が流れると同時に、整流素子４Ｃ、逆流防止用素子７、トリガ用コンデンサ９を通して交流入力端子Ａに電流が流れる。この電流によって、キャパシタンスＣｔの小さいトリガ用コンデンサ９は図示極性で電圧Ｅに充電される。したがって、出力側端子Ｔ１とＴ２間にはトリガ用コンデンサ９、１０の電圧Ｅを加算した電圧２Ｅが印加される。しかし、この半サイクルにおいても、逆流防止用素子７の逆流防止作用によって、トリガ用コンデンサ９の電荷がフィルタ用コンデンサ５に放電されることはなく、フィルタ用コンデンサ５は電圧Ｅに保持される。

この直列加算された電圧２Ｅが放電負荷１３に印加され、トリガ、つまりストライクされて放電負荷１３に初期放電が発生すると、発生したプラズマにより放電負荷１３のインピーダンスが低下するために、キャパシタンスの小さなトリガ用コンデンサ９、１０は短時間で放電される。したがって、トリガ用コンデンサ９、１０はその短時間後には継続して電流を供給できず、代わって逆流防止用素子７と８とが導通して、フィルタ用コンデンサ５から電力を供給して放電負荷１３の放電を継続させる。

図１では、トリガ用コンデンサ９と１０の一方の端子を交流入力端子Ａに接続したが、それら一方の端子を交流入力端子Ｂに接続しても勿論よい。この場合には、交流入力端子Ａが交流入力端子Ｂに対して正極性であるとき、電流は交流入力端子Ａから整流素子４Ａ、逆流防止用素子７、トリガ用コンデンサ９を通して交流入力端子Ｂに流れ、また、交流入力端子Ｂが交流入力端子Ａに対して正極性であるとき、電流は交流入力端子Ｂからトリガ用コンデンサ１０、逆流防止用素子８、整流素子４Ｂを通して交流入力端子Ａに流れる。したがって、図１の場合と全く同様に、トリガ用コンデンサ９と１０は双方共、交流入力端子ＡとＢとの交流電圧Ｅに充電され、放電負荷１３には２Ｅに等しいトリガ電圧が印加される。

ここで、実際の放電負荷では漏れ電流Ｉｔが流れるので、トリガ用コンデンサ９、１０は各サイクルで交流電圧Ｅに達することはできず、各サイクルで前述のような動作を繰り返すことによって、トリガ用コンデンサ９、１０は２次巻線３ｂの交流電圧Ｅまで徐々に充電される。トリガ用コンデンサ９、１０が電圧Ｅまで充電されると、トリガ用コンデンサ９と１０の電圧が重畳された電圧２Ｅが放電負荷１３に印加され、放電負荷１３はトリガされる。そして、全波整流器６が全波整流動作を行って放電電力を供給する。なお、トリガ用コンデンサ９、１０の電荷は、逆流防止用素子７、８によってフィルタ用コンデンサ５には放電されない。この場合、出力側端子Ｔ１とＴ２との間の電圧が２Ｅに達しない前にトリガされて、定常放電状態に移行することもある。

トリガ用コンデンサ９、１０が電圧Ｅまで充電される時間は、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスの大きさに左右され、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスが小さいほど充電時間は短くて済む。電圧２Ｅは、放電負荷１３の不図示の放電電極間に放電を起させる十分な電圧値とエネルギーをもつものであり、放電電極間を確実にトリガして放電状態に至らせることができなければならない。その放電の開始によって放電電極間の気体はプラズマ化する。放電電極間に存在するプラズマによって、放電電極間のインピーダンスは低下し、その放電電圧も当然に小さくなる。したがって、定常の放電状態になると、放電負荷１３の電圧はＥになる。

ここで、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔが小さ過ぎると、放電負荷１３を流れる漏れ電流Ｉｔによって、トリガ用コンデンサ９、１０を電圧Ｅまで充電することができないので、放電負荷１３の不図示の放電電極間に放電を開始させることができない。次に、トリガ用コンデンサ９、１０の最低限必要なキャパシタンスＣｔを求める。放電開始前の放電負荷１３の漏れ電流をＩｔとし、トランス３の２次巻線３ｂの高周波交流電圧の１周期をＴとすると、その１周期Ｔにおける漏れ電流Ｉｔによる漏れ電荷量Ｑは、Ｑ＝Ｉｔ×Ｔとなる。この電荷量Ｑが漏れ電流Ｉｔとしてすべて放電されるとき、トリガ用コンデンサ９、１０の充電電圧の低下する電圧値ΔＶが電圧Ｅよりも小さくなければ、トリガ用コンデンサ９、１０のそれぞれの充電電圧を電圧Ｅに向けて上昇させることができない。したがって、ΔＶ＝Ｑ／Ｃｔ＜Ｅの式が成り立ち、この式はＣｔ＞Ｑ／Ｅ＝Ｉｔ×Ｔ／Ｅとなる。

前記式から、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔがＩｔ×Ｔ／Ｅよりも小さいと、漏れ電流Ｉｔの影響で、トリガ用コンデンサ９、１０が電圧Ｅまで達しないので、トリガ電圧が２Ｅまで上昇できず、放電負荷１３を放電状態に至らせることが難しくなる場合もある。したがって、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔは、Ｃｔ＞Ｉｔ×Ｔ／Ｅの式を満足する値でなければならない。しかし、実際上では電力損失やトリガに要する時間を考慮しなければならないので、確実に、しかも短い時間で放電負荷１３を放電状態に至らせるには、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔは、Ｉｔ×Ｔ／Ｅの１．５倍以上であることが好ましい。トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔをＩｔ×Ｔ／Ｅの１．５倍以上の値に選ぶことによって、高周波交流電圧の各サイクルでトリガ用コンデンサ９、１０の充電電圧は確実に上昇し、短い所要時間で放電負荷１３はトリガされる。放電負荷１３がトリガされ、放電負荷１３に放電が発生すると、放電負荷１３の電圧は低下し、全波整流回路６が全波整流動作を行って放電負荷１３に電力を供給する。

また、他方ではトリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔが大き過ぎると、放電負荷１３が定常放電状態に至ったときに、トリガ用コンデンサ９又は１０を通して放電負荷１３に供給される時間が長くなり、つまり全波整流回路６が半波倍電圧整流動作を行う期間が長くなる。全波整流回路６が半波倍電圧整流動作を行うと、全波整流動作よりも高い出力電圧（２Ｅ）となるので、インバータ回路２がパルス幅を絞って狭いパルス幅で動作することになる。その狭いパルス幅で必要な放電電流を流すので、電流のピーク値は急激に大きくなり、インバータ回路２において電流容量の大きなスイッチング半導体素子が必要となるばかりでなく、電力損失が大きくなる。したがって、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔは、前記キャパシタンスを目安に必要最小限の値を上限値にすることが好ましい。このように、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔがＩｔ×Ｔ／Ｅよりも大きく、好ましくはＩｔ×Ｔ／Ｅの１．５倍よりも大きければ、確実に放電負荷１３をトリガできる。

以上から明らかなように、この実施形態１の放電負荷用電源装置１００の大きな特徴は、キャパシタンスの小さなトリガ用コンデンサ９、１０の直列加算電圧２Ｅによってトリガされて初期放電が発生すること、つまり直列接続されたトリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスはそれぞれのキャパシタンスＣｔの１／２となるから、そのＣｔ／２のキャパシタンスから放電される電気エネルギーは小さく、アーク放電に移行し難いことにある。好ましくは、トリガ用コンデンサ９、１０のキャパシタンスＣｔは、前述したようにフィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１と小さいから、トリガ電力は十分に小さく、アーク放電に移行し難い。

他方、放電電力の供給はフィルタ用コンデンサ５から供給され、そのキャパシタンスＣｆを必要十分に大きくできるので、リプル電圧を小さくでき、品質の高い成膜などの加工作業が行える。更にまた、トリガ用コンデンサ９、１０の直列加算電圧２Ｅを逆流防止用素子７と８、及びブリッジ整流回路４の整流素子４Ａと４Ｂ又は４Ｃと４Ｄで分担するだけであるので、ほぼＥ程度の逆耐圧を最低限持てばよく、したがって、順方向電圧降下の小さいダイオードを用いることができ、電力損失を小さくできると共に、経済的でもある。

[実施形態２]
次に、図２によって第２の実施形態である放電負荷用電源装置２００について説明する。図２において、図１で用いた記号と同じ記号は同一の名称の部材を示すものとする。放電負荷用電源装置２００では、出力側端子Ｔ１とＴ２との間にトリガ用コンデンサ１５が接続されている。図1のコンデンサ９は、この回路では倍電圧用、すなわち昇圧するためのブースト用コンデンサ９’として機能する。ブースト用コンデンサ９’及びトリガ用コンデンサ１５のキャパシタンスＣｔは、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆに比べて十分に小さい値、好ましくはキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１の範囲内で選定される。また、前述式から、キャパシタンスＣｔはＩｔ×Ｔ／Ｅよりも大きくなければならない。

次にこの放電負荷用電源装置２００の動作について説明する。なお、以下の説明では整流素子などの電圧降下を無視する。先ず、トランス３の２次巻線３ｂに交流入力端子ＢがＡに対して正の極性の電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ｂからブリッジ整流回路４の整流素子４Ｃ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｂを通して電流が流れてフィルタ用コンデンサ５は図示極性で電圧Ｅに充電される。同時に、整流素子４Ｃ、逆流防止用素子７、ブースト用コンデンサ９’を通して交流入力端子Ａに電流が流れる。この電流によって、キャパシタンスＣｔの小さいブースト用コンデンサ９’は図示極性で電圧Ｅに充電される。

次に、トランス３の２次巻線３ｂに交流入力端子ＡがＢに対して正の極性の電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ａからブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｄを通して電流が流れてフィルタ用コンデンサ５は図示極性で電圧Ｅに充電される。同時に、ブースト用コンデン９’、トリガ用コンデンサ１５、整流素子４Ｄを通して交流入力端子Ｂへ電流が流れる。この電流によって、キャパシタンスＣｔの小さいトリガ用コンデンサ１５は、トランス３の２次巻線３ｂの電圧Ｅとブースト用コンデン９’の電圧Ｅが加算され、図示極性で電圧２Ｅに充電される。しかし、この半サイクルにおいても、逆流防止用素子７の逆流防止作用によって、ブースト用コンデンサ９’の電荷がフィルタ用コンデンサ５に放電されることはなく、フィルタ用コンデンサ５は電圧Ｅに保持される。

このトリガ用コンデンサ１５の電圧２Ｅが放電負荷１３に印加され、トリガ、つまりストライクされて放電負荷１３に初期放電が発生すると、発生したプラズマにより放電負荷１３のインピーダンスが低下するために、キャパシタンスの小さなトリガ用コンデンサ１５は短時間で放電される。したがって、トリガ用コンデンサ１５はその短時間後には継続して電流を供給できず、代わって逆流防止用素子７が導通して、フィルタ用コンデンサ５から電力を供給して放電負荷１３の放電を継続させる。
この放電負荷用電源装置２００にあっても、トリガ時での最初のトリガエネルギーがキャパシタンスの小さなブースト用コンデンサ９’、トリガ用コンデンサ１５から供給されるので、トリガエネルギーを小さくでき、アーク放電に移行し難いにもかかわらず、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスを必要十分な大きさにでき、かつ電圧Ｅに保持できるので、リプル電圧を抑制することができる。また、この放電負荷用電源装置２００では、ブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ〜４Ｄは勿論のこと、逆流防止用素子７にも交流入力端子Ａ−Ｂ間の電圧Ｅが印加されるだけであるので、特別に高耐圧のダイオードを用いる必要はなく、その順方向電圧降下の比較的小さいものを使用することができ、電力損失の軽減が可能である。また、この実施形態では逆流防止用素子の必要個数を最小限にできる。

[実施形態３]
次に、図３によって第３の実施形態である放電負荷用電源装置３００について説明する。図３において、図１、図２で用いた記号と同じ記号は同一の名称の部材を示すものとする。放電負荷用電源装置３００では、４個の整流素子４Ａ〜４Ｄをブリッジに接続してなるブリッジ整流回路４とフィルタ用コンデンサ５とからなる全波整流回路６の正極側直流端子ａと出力側端子Ｔ１との間に、互いに直列接続された逆流防止用素子７と８’とが接続されると共に、逆流防止用素子７と８’との接続点と交流入力端子Ａとの間にブースト用コンデンサ９’が接続され、出力側端子Ｔ１とＴ２との間にはトリガ用コンデンサ１５が接続されている。ブースト用コンデンサ９’及びトリガ用コンデンサ１５のキャパシタンスＣｔは、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆに比べて十分に小さい値、好ましくはキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１の範囲内で選定される。また、前述式から、キャパシタンスＣｔはＩｔ×Ｔ／Ｅよりも大きくなければならない。そして、逆流防止用素子７と８’とに跨ってバイパス用素子１６が接続されている。

次に、放電負荷用電源装置３００の動作説明を行う。先ず、交流入力端子ＢがＡに対して正の極性となる電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ｂからブリッジ整流回路４の整流素子４Ｃ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｂを通して電流が流れると同時に、整流素子４Ｃ、逆流防止用素子７、ブースト用コンデンサ９’を通して交流入力端子Ａへ電流が流れる。この電流によって、フィルタ用コンデンサ５、ブースト用コンデンサ９’は図示極性で電圧Ｅにそれぞれ充電される。また、同時に整流素子４Ｃ、バイパス用素子１６、トリガ用コンデンサ１５、整流素子４Ｂを通して交流入力端子Ａへ電流が流れ、トリガ用コンデンサ１５の電圧は電圧Ｅに保持される。

次に、交流入力端子ＡがＢに対して正の極性となる電圧Ｅが発生しているものとすれば、交流入力端子Ａからブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ、フィルタ用コンデンサ５、整流素子４Ｄを通して交流入力端子Ｂへ電流が流れてフィルタ用コンデンサ５を図示極性に電圧Ｅまで充電すると同時に、交流入力端子Ａからブースト用コンデンサ９’、逆流防止用素子８’、トリガ用コンデンサ１５、整流素子４Ｄを通して交流入力端子Ｂに電流が流れる。これによって、トリガ用コンデンサ１５は、交流入力端子Ａ−Ｂ間の電圧Ｅにブースト用コンデンサ９’の電圧Ｅを重畳した電圧２Ｅまで充電される。トリガ用コンデンサ１５の電圧２Ｅは、逆流防止用素子８’の働きによってブースト用コンデンサ９’に放電されることはなく、また、バイパス用素子１６の一方向性によってフィルタ用コンデンサ５に放電されることも無い。

この電圧２Ｅが放電負荷１３に印加され、放電負荷１３をトリガ、つまりストライクして放電負荷１３に初期放電が発生すると、発生したプラズマにより放電負荷１３のインピーダンスが低下するために、キャパシタンスの小さなブースト用コンデンサ９’、トリガ用コンデンサ１５は短時間で放電される。したがって、ブースト用コンデンサ９’、トリガ用コンデンサ１５はその短時間後には継続して電流を供給できず、代わってバイパス用素子１６が導通して、フィルタ用コンデンサ５から電力を供給して放電負荷１３の放電を継続させる。この放電負荷用電源装置３００にあっても、トリガ時での最初のトリガエネルギーがキャパシタンスの小さなブースト用コンデンサ９’、トリガ用コンデンサ１５から供給されるので、アーク放電に移行し難いにもかかわらず、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスを必要十分な大きさにできるので、リプル電圧を抑制することができる。

また、この放電負荷用電源装置３００では、ブリッジ整流回路４の整流素子４Ａ〜４Ｄは勿論のこと、逆流防止用素子７と８’にも交流入力端子Ａ−Ｂ間の電圧Ｅが印加されるだけであるので、耐圧はほぼ電圧Ｅ以上であればよく、特別に高耐圧のダイオードを用いる必要はない。さらに、この放電負荷用電源装置３００では、逆流防止用素子７と８’とに並列にバイパス用素子１６を接続しているので、電力損失を軽減できる。例えば、逆流防止用素子７、８’が２個のダイオードであって、それらの順方向電圧降下が約１．４Ｖとし、主放電電流が１００Ａとすると、１４０Ｗの電力損失が発生するが、バイパス用素子１６を備えているために、１個のダイオードの順方向電圧降下は約０．７Ｖであるから、主放電電流が１００Ａとすると、７０Ｗの電力損失が発生するだけであるので、電力損失を１／２にすることができる。

[実施形態４]
次に、図４によって第４の実施形態である放電負荷用電源装置４００について説明する。図４において、図１〜図３で用いた記号と同じ記号は同一の名称の部材を示すものとする。放電負荷用電源装置４００では、インバータ回路２は直流電力を高周波の３相交流電力に変換する３相のインバータ回路であり、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴのようなスイッチング素子を３相ブリッジ構成に接続してなる一般的なものである。インバータ回路２の交流電力は、３相の変圧器３によって所望の電圧に変換される。変圧器３は一般的な構成のものであり、例えば、１次巻線と２次巻線とがスター結線（Ｙ−Ｙ結線）されたものである。ブリッジ整流回路４は、６個の整流素子４Ａ〜４Ｆをブリッジに接続してなる通常の回路構成のものである。ブリッジ整流回路４とフィルタ用コンデンサ５とは３相の全波整流回路６を構成する。全波整流回路６は３相の交流入力端子Ａ、Ｂ、Ｃを備えると共に、正極側直流端子ａと負極側直流端子ｂとを有する。

全波整流回路６の正極側直流端子ａと出力側端子Ｔ１との間に逆流防止用素子７と８’とが互いに直列に、全波整流回路６の向きと同方向に接続されている。逆流防止用素子７と８’との接続点と、交流入力端子Ａとの間にブースト用コンデンサ９’が接続されており、逆流防止用素子７と８’とをバイパスするバイパス用素子１６が逆流防止用素子７と８’とに跨って並列に接続されている。トリガ用コンデンサ１５は、図２、図３に示したコンデンサ１５と同様な働きを行うものである。この放電負荷用電源装置４００における逆流防止用素子７と８’及びブースト用コンデンサ９’などの動作は、放電負荷用電源装置３００の動作と基本的に同じであるので詳しく説明しないが、交流入力端子Ｂが交流入力端子Ａに対して正極で電圧Ｅを発生しているものとすると、交流入力端子Ｂから整流素子４Ｃ、逆流防止用素子７、ブースト用コンデンサ９’を通して交流入力端子Ａに電流が流れ、図示極性でブースト用コンデンサ９’が電圧Ｅまで充電される。

また、交流入力端子Ｃが交流入力端子Ａに対して正極で電圧Ｅを発生しているものとすると、交流入力端子Ｃから整流素子４Ｅ、逆流防止用素子７、ブースト用コンデンサ９’を通して交流入力端子Ａに電流が流れ、図示極性でブースト用コンデンサ９’が電圧Ｅまで充電される。なお、逆流防止用素子７と８’との接続点と交流入力端子Ｂとの間、逆流防止用素子７と８’との接続点と交流入力端子Ｃとの間に、ブースト用コンデンサ９’と同様なトリガ用コンデンサをそれぞれ接続しても勿論よい。したがって、この実施形態でも、交流入力端子Ａの電圧がＥになるときには、その電圧Ｅにブースト用コンデンサ９’の電圧Ｅが重畳された電圧２Ｅが放電負荷１３に印加される。この実施形態でも、ブースト用コンデンサ９’及びトリガ用コンデンサ１５のキャパシタンスＣｔは、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆに比べて十分に小さい値、好ましくはキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１の範囲内で選定される。また、前述式から、キャパシタンスＣｔはＩｔ×Ｔ／Ｅよりも大きくなければならない。

[実施形態５]
次に、図５によって第５の実施形態である放電負荷用電源装置５００について説明する。図５において、図１〜図３で用いた記号と同じ記号は同一の名称の部材を示すものとする。放電負荷用電源装置５００では、図３、図４同様な単相のブリッジ整流回路４の負極側直流端子ｂと出力側端子Ｔ２との間に、逆流防止用素子８とトリガ用コンデンサ１５とが接続されている。また、出力側端子Ｔ１と交流入力端子Ｂとの間にブースト用コンデンサ１０’が接続されている。したがって、トリガ用コンデンサ１５はフィルタ用コンデンサ５と直列に接続されている。更に、フィルタ用コンデンサ５の電圧を検出する第２の電圧検出器１７が接続されている。出力側端子Ｔ１−Ｔ２間の電圧を検出する第１の電圧検出器１１は、互いに直列接続された抵抗Ｒ１とＲ２とからなり、第２の電圧検出器１７は互いに直列接続された抵抗Ｒ３とＲ４とからなる。この実施形態でも、ブースト用コンデンサ１０’及びトリガ用コンデンサ１５のキャパシタンスＣｔは、フィルタ用コンデンサ５のキャパシタンスＣｆに比べて十分に小さい値、好ましくはキャパシタンスＣｆの数十分の１から数百分の１の範囲内で選定される。また、前述式から、キャパシタンスＣｔはＩｔ×Ｔ／Ｅよりも大きくなければならない。

この実施形態では、放電電圧が負極性なので、電圧の極性を反転する極性反転回路が使用される。第１の電圧検出器１１の抵抗Ｒ１とＲ２との接続点には、第１の電圧検出信号を極性反転する第１の極性反転回路１８、第２の電圧検出器１７の抵抗Ｒ３とＲ４との接続点には、第２の電圧検出信号を極性反転する第２の極性反転回路１９が接続されている。それぞれの極性反転回路１８、１９によって反転された正極性の電圧検出信号をそれぞれの基準電圧と比較する第１、第２の誤差増幅回路２０、２１を備える。第１の誤差増幅回路２０は、第１の基準電圧源２２における電圧２Ｅ（例えば、１０００Ｖ）に対応する基準電圧と前記第１の電圧検出信号とを比較して、それら差分の電圧に比例する電圧を出力する。第２の誤差増幅回路２１は、第２の基準電圧源２３における電圧Ｅ（例えば、５００Ｖ）に対応する基準電圧と前記第２の電圧検出信号とを比較して、それら差分の電圧に比例する電圧を出力する。ここで、第２の基準電圧は第１の基準電圧よりも低い値、好ましくは第１の基準電圧のほぼ１／２に設定される。それらの出力信号はダイオード構成のＯＲ回路２４を通して制御回路１２に入力される。また、制御回路１２の入力側はプルアップ抵抗２５を通して制御電源２６に接続されている。

次に放電負荷用電源装置５００の動作について説明する。通常の動作状態において、ダイオードＯＲ回路２４は、第１、第２の誤差増幅回路２０、２１が出力する誤差増幅信号をＯＲ論理して、低レベルのものを優先する。もし、第２の電圧検出器１７、第２の誤差増幅回路２１など第２の回路系が存在しないとし、トリガ前の洩れ電流が大きい現象が発生したとすれば、ブースト用コンデンサ１０’、トリガ用コンデンサ１５の電圧は上昇するのに時間がかかり、第１の電圧検出信号と第１の基準電圧との差分は大きくなる。したがって、第１の誤差増幅回路２０は出力電圧を第１の基準電圧に対応する電圧まで上昇させるような信号を制御回路１２に入力する。これによって、インバータ回路２は出力電圧を上昇させるようパルス幅制御されるが、トリガ時における電力供給能力はブースト用コンデンサ１０’のキャパシタンスで決まるために、そのパルス幅を広げても出力側端子Ｔ１−Ｔ２間の電圧は２Ｅにならない。このような動作を続けていると、ブリッジ整流回路４には電圧制限要素が無いので、ブリッジ整流回路４が電圧不足分を補うように電圧上昇し、フィルタ用コンデンサ５及び整流素子４Ａ〜４Ｄの定格電圧を越えて、これらを破壊させることがある。

したがって、放電負荷用電源装置５００では、このような問題を解決するために、第２の電圧検出器１７がフィルタ用コンデンサ５の電圧を検出し、その検出電圧と基準電圧とを第２の誤差増幅回路２１とを比較している。前述のように、トリガ前の洩れ電流が大きくなれば、インバータ回路２は出力電圧を上昇させるようパルス幅制御されるので、フィルタ用コンデンサ５は基準電圧に達し、第２の誤差増幅回路２１の出力信号は低レベルとなる。この結果、ＯＲ回路２４が導通するので、制御回路１２の入力はプルアップ抵抗２５の電圧降下によって低レベルとなる。これに伴い、インバータ回路２はその出力のパルス幅を絞って狭くし、フィルタ用コンデンサ５の電圧をその第２の基準電圧に対応する電圧（例えば、５００Ｖ）に維持する。したがって、必要以上に電圧上昇が起こらず、フィルタ用コンデンサ５及び整流素子４Ａ〜４Ｄの定格電圧を越えることは勿論無くなる。ただしこの場合には、トリガ電圧は２Ｅよりも低い値になる。また、実施形態１〜４と同様に、この放電負荷用電源装置５００においても電流検出回路１４によって放電負荷１３を流れる電流を検出して、過電流保護などを行っている。

また、簡単な方法としてフィルタ用コンデンサ５の電圧を検出する第２の電圧検出器１７、第２の誤差増幅回路２１の回路のみでもよい。第１の電圧検出器１１、第１の極性反転回路１８、第１の誤差増幅回路２０、ＯＲ回路２４が不要となる。この場合、フィルタ用コンデンサ５のみの電圧を制限するか、又は制御する。トリガ用コンデンサの電圧は、フィルタ用コンデンサ５の電圧のほぼ２倍程度に自動的になる。トリガ用コンデンサの電圧は直接制御されないので、レギュレーション（電流による電圧降下）があるが、トリガ電圧は精度が重要でないので、十分に実用的である。

以上述べたように、本発明によれば、定常の放電状態、例えばプラズマ状態のときの電圧よりも高い電圧、特に２倍程度の電圧を簡単な回路構成で発生させることができる。そして、トリガ時の電気エネルギーはフィルタ用コンデンサに比べて大幅に小さなキャパシタンスを有するトリガ用コンデンサから供給されるから、アーク放電に移行する危険性を極めて小さくできる。さらに、トリガ電圧が入力電圧Ｅの２倍の電圧２Ｅであっても、整流素子、逆流防止用素子、バイパス用素子として用いられるダイオードには電圧Ｅ程度の逆電圧がかかるだけであり、部品選定の上で有利であり、順方向電圧降下の比較的小さなダイオードを使用できるので、それらの電力損失を低減できる。

本発明の１実施形態である放電用電源装置１００を示す図である。本発明の他の１実施形態である放電用電源装置２００を示す図である。本発明の他の１実施形態である放電用電源装置３００を示す図である。本発明の他の１実施形態である放電用電源装置４００を示す図である。本発明の他の１実施形態である放電用電源装置５００を示す図である。従来の放電用電源装置の一例を示す図である。従来の放電用電源装置の他の一例を示す図である。

符号の説明

１・・・入力側整流回路
２・・・インバータ回路
３・・・トランス
４・・・ブリッジ整流回路
５・・・フィルタ用コンデンサ
６・・・全波整流回路
７、８、８’・・・逆流防止用素子
９、１０・・・トリガ用コンデンサ
９’、１０’・・・ブースト用コンデンサ
１１・・・電圧検出回路
１２・・・インバータ回路２の制御回路
１３・・・放電負荷
１４・・・電流検出回路
１５・・・トリガ用コンデンサ
１６・・・バイパス用素子
１７・・・第２の電圧検出回路
１８、１９・・・第１、第２の極性反転回路
２０、２１・・・第１、第２の誤差増幅回路
２２、２３・・・第１、第２の基準回路
２４・・・ＯＲ回路
２５・・・抵抗
２６・・・制御電源

Claims

複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、該ブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高いトリガ電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、
前記全波整流回路の正極側直流端子は、第１の逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、
前記全波整流回路の負極側直流端子は、第２の逆流防止用素子を介して他方の出力側端子に接続され、
前記全波整流回路の一方の交流入力端子と双方の前記出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有する第１、第２のトリガ用コンデンサがそれぞれ接続され、
前記放電負荷の放電開始時には、前記第１と第２のトリガ用コンデンサとの電圧を重畳してなるトリガ電圧を前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置。
複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、該ブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高いトリガ電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、
前記全波整流回路の正極側直流端子は、逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、
前記全波整流回路の一方の交流入力端子と前記一方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有するブースト用コンデンサが接続され、
前記一方の出力側端子と他方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスを有するトリガ用コンデンサが接続され、
前記トリガ用コンデンサは、前記全波整流回路の交流入力端子間の電圧の２倍程度の電圧に充電され、前記放電負荷の放電開始時には、前記トリガ用コンデンサの電圧をトリガ電圧として前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置。
複数個の整流素子をフルブリッジ構成に接続してなり、交流源からの交流電力を直流電力に変換するブリッジ整流回路と、該ブリッジ整流回路の正極側直流端子と負極側直流端子との間に接続されたフィルタ用コンデンサとから構成される全波整流回路を備えて、放電負荷の放電開始時に定常放電電圧よりも高い電圧を前記放電負荷に印加する放電負荷用電源装置において、
前記全波整流回路の正極側直流端子又は負極側直流端子の一方は、互いに直列接続された第１、第２の逆流防止用素子を介して一方の出力側端子に接続され、
前記第１の逆流防止用素子と第２の逆流防止用素子との接続点と、前記全波整流回路の一方の交流入力端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスＣｔを有するブースト用コンデンサを備え、
前記一方の出力側端子と他方の出力側端子との間に、前記フィルタ用コンデンサのキャパシタンスＣｆよりも小さなキャパシタンスを有するトリガ用コンデンサが接続され、
前記トリガ用コンデンサは、前記全波整流回路の交流入力端子間の電圧の２倍程度の電圧に充電され、前記放電負荷の放電開始時には、前記トリガ用コンデンサの電圧をトリガ電圧として前記放電負荷に供給することを特徴とする放電負荷用電源装置。
請求項３において、
前記互いに直列になるように接続された２個の逆流防止用素子に跨って並列にバイパス用素子を接続したことを特徴とする放電負荷用電源装置。
請求項１ないし請求項４のいずれかにおいて、
前記ブリッジ整流回路は、単相又は多相のブリッジ回路構成であることを特徴とする放電負荷用電源装置。
請求項１ないし請求項５のいずれかにおいて、
前記交流源を構成するインバータ回路とその制御回路と、
前記フィルタ用コンデンサの電圧を検出する電圧検出器と、
前記電圧検出器による検出電圧と基準電圧とを比較してその差に対応する誤差増幅信号を出力する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力を前記制御回路の入力とし、前記フィルタ用コンデンサの電圧の最大設定電圧を越えないように、前記制御回路が前記インバータ回路を制御することを特徴とする放電負荷用電源装置。
請求項１ないし請求項５のいずれかにおいて、
前記交流源を構成するインバータ回路とその制御回路と、
前記放電負荷の電圧を検出する第１の電圧検出器と、
前記フィルタ用コンデンサの電圧を検出する第２の電圧検出器と、
前記第１の電圧検出器による第１の検出電圧と第１の基準電圧とを比較してその差に対応する第１の誤差増幅信号を出力する第１の誤差増幅器と、
前記第２の電圧検出器による第２の検出電圧と前記第１の基準電圧よりも低い第２の基準電圧とを比較してその差に対応する第２の誤差増幅信号を出力する第２の誤差増幅器と、
前記第１の誤差増幅器と前記第２の誤差増幅器との出力のＯＲ論理を行うＯＲ回路とを備え、
前記ＯＲ回路の出力を前記制御回路の入力とし、前記放電負荷の電圧と前記フィルタ用コンデンサの電圧の両方とも最大設定電圧を越えないように、前記制御回路が前記インバータ回路を制御することを特徴とする放電負荷用電源装置。
請求項１ないし請求項７のいずれかにおいて、
放電開始前の前記放電負荷の漏れ電流をＩｔとし、前記交流入力端子ＡとＢとの間の交流電圧の値をＥ、その１周期をＴとするとき、前記トリガ用コンデンサのキャパシタンスＣｔは、Ｃｔ＞Ｉｔ×Ｔ／Ｅを満足する値を有することを特徴とする放電負荷用電源装置。