JP2005033969A - 放電用電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 非常に簡単な回路構成で電源電圧の２倍以上の電圧をトリガ電圧として放電負荷に印加することができること。

【解決手段】 直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路と、そのインバータ回路の交流出力電圧が印加される１次巻線と該１次巻線の前記交流出力電圧を昇圧した交流電圧が現出する２次巻線とを有するトランスと、その２次巻線に接続されて前記交流電圧を整流する全波整流回路とを備え、放電開始時には定常の放電電圧よりも高いトリガ電圧を放電負荷に供給し、放電開始後は前記全波整流回路から直流電力を前記放電負荷に供給する放電用電源装置において、前記全波整流回路を構成するダイオードのいずれかにトリガ用コンデンサを並列に接続してなる放電用電源装置。

【選択図】 図１

Description

本発明は、トリガ電圧の印加によって放電状態に至る放電負荷に、トリガ電圧とその後に定常放電電力を供給する放電用電源装置に関する。

放電エネルギーを利用する放電負荷として、各種のレーザ、放電灯、ストロボ装置、放電加工、光ファイバの融着接続、薄膜の形成などがあり、非常に広い分野において放電負荷が使用されている。その放電は、不活性ガスのような特定のガス中、あるいは大気中などで発生されるが、放電の発生時には高い電圧をトリガ電圧として放電負荷の放電電極間に印加する必要がある。このとき、トリガ電力は放電電力に比べてかなり小さいが、トリガ電力を供給する能力が不足すると、トリガ時の漏れ電流によって放電電極間の電圧が上昇せず、放電状態に至らないことがある。しかし一旦、放電電極間に放電が発生すると、放電の発生時のトリガ電圧に比べて低い電圧で放電が維持されるので、必要な大きさの放電電流を流すことができる電力を供給すればよい。

このような放電用電源装置の従来例の１例について、図６によって説明する。図６において、入力側整流回路５１は３相交流電圧を整流して直流電力に変換し、インバータ回路５２はその直流電圧を数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚの高周波交流電圧に変換する。インバータ回路５２は周知のものであり、通常、パルス幅制御（オン時間比率制御）される。トランス５３は、インバータ回路５２から１次巻線５３ａに印加された高周波交流電圧を所定の変圧比で昇圧された交流電圧を２次巻線５３ｂに現出する。２次巻線５３ｂの交流電圧は、出力側の全波整流回路５４によって直流電圧に変換され、コンデンサ５５で平滑化されて、放電負荷５６に印加される。放電負荷５６は、通常、一方の端子は接地され、負の電圧が印加される。

このような構成の従来の放電用電源装置において、商用交流入力電圧をＡＣ２００Ｖとすれば、入力側整流回路５１の整流電圧はほぼ２６０Ｖとなる。定常放電電圧を５００Ｖとすれば、トランス５３の２次巻線５３ｂと１次巻線５３ａとの巻数比、つまり昇圧比ｎは約２でよいが、必要なトリガ電圧を１０００Ｖとすると、この１０００Ｖのトリガ電圧を発生するためには、前記昇圧比ｎは４程度必要である。

この従来の放電用電源装置の動作説明を行うと、放電開始時にはインバータ回路５２が最大のパルス幅で制御され、１０００Ｖのトリガ電圧を発生する。放電負荷５６がこの１０００Ｖのトリガ電圧でトリガされて、定常の放電状態に移行したとすれば、放電負荷５６の不図示の放電電極間電圧である定常放電電圧は５００Ｖ程度に低下する。したがって、インバータ回路５２のオン時間比率（パルス幅）を小さくしなければならない。しかし、インバータ回路５２のオン時間比率を小さくすると、インバータ回路５２の出力電流のピーク値が増加し、実効値が増加するから、インバータ回路５２のスイッチング素子であるＩＧＢＴ又はＦＥＴの電力損失が大きくなり、その発熱やトランス５３の巻線損失が増加するという問題が生じる。

図６の従来の放電用電源装置の欠点を除去するために、図７に示す装置が提案されている。図７用いる記号で、図６で用いた記号と同一の記号は、同じ名称の部材を示すものとする。この従来装置は２次巻線５３ｂとは別に、５００Ｖ程度のトリガ電圧供給用の第２の２次巻線５３ｃをトランス３に設け、その第２の２次巻線５３ｃの電圧をトリガ用整流器５７で整流し、抵抗５８を通してバイパスダイオード５９の両端にほぼ５００Ｖの電圧を印加する。バイパスダイオード５９の両端の５００Ｖの電圧は、全波整流回路５４の整流電圧５００Ｖに重畳され、放電負荷５６にほぼ１０００Ｖの電圧を供給する。

この電源装置では、トリガ電圧の印加によって放電が開始し、定常放電に移行するときにバイパスダイオード５９が導通し、第２の２次巻線５３ｃが短絡されるので、短絡電流を制限するための抵抗５８が必要になる。この抵抗５８は、定常放電時には無駄な電力を消費することになり、効率の低下と、発熱を招くことになる。

以上の説明から分かるように、従来の放電用電源装置では、その構成及び制御が複雑になり、電力損失の増加、コストアップになるなど種々の欠点がある。

本発明は、簡単な回路構成で、しかもインバータ回路の簡便な通常の制御方法で、放電開始時には放電を発生させるのに必要な大きなトリガ電圧を供給し、放電が発生して放電状態に至ったときには、インバータ回路を流れる電流のピークをできるだけ制限しながら定常放電状態を維持するのに必要な直流電力を供給することを課題とする。

請求項１の発明は、直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路と、該インバータ回路の交流出力電圧が印加される１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、該２次巻線に接続されて前記交流電圧を整流する全波整流回路とを備え、放電開始時には該全波整流回路の出力電圧よりも高いトリガ電圧を放電負荷に供給し、放電開始後は前記全波整流回路が出力する直流電力を前記放電負荷に供給する放電用電源装置において、前記全波整流回路を構成するダイオードのいずれかにトリガ用コンデンサを並列に接続してなる放電用電源装置を提供することを目的とするものである。

請求項１の放電用電源装置によれば、非常に簡単な回路構成で電源電圧の２倍以上の電圧をトリガ電圧として放電負荷に印加することができる。各サイクルでトリガ電圧が発生されるので、条件などの変動で放電電流が少なくなった場合でも、放電が消滅し難い。

請求項２に係る放電用電源装置は、請求項１において、前記全波整流回路がフルブッリジ整流回路であるとき、直列接続されているどちらか一方の一対の前記ダイオードに前記トリガ用コンデンサがそれぞれ並列に接続されていることを特徴とする放電用電源装置を提供する。

請求項２の放電用電源装置によれば、非常に簡単な回路構成で電源電圧の２倍以上の任意の大きさのトリガ電圧を得ることができ、トリガに要する時間を短縮、又は高いトリガ電圧が要求される場合にも対応することができる。

請求項３に係る放電用電源装置は、請求項１において、前記トランスは、直列接続された二つの２次巻線を有し、前記全波整流回路はセンタタップ型の整流回路であり、前記トリガ用コンデンサは前記二つの２次巻線に現出する電圧の和に等しい電圧まで充電されることを特徴とする放電用電源装置を提供する。

請求項３の放電用電源装置によれば、非常に簡単な回路構成で電源電圧の２倍のトリガ電圧を得ることができ、トリガに要する時間を短縮することができる。

請求項４に係る放電用電源装置は、請求項１又は請求項２において、トリガ前に前記放電負荷を流れる漏れ電流をＩｔ、定常放電電圧をＥ、前記インバータ回路の変換周波数をＦとするとき、前記トリガ用コンデンサの容量Ｃは、Ｉｔ／（Ｅ×Ｆ）以上であり、かつ前記放電負荷が定常放電状態にあるときに前記全波整流回路は全波整流動作を行える容量以下に制限される放電用電源装置を提供する。

請求項４の放電用電源装置によれば、インバータ回路の制御を複雑にすることなく、放電負荷を確実に放電状態に至らせると共に、インバータ回路やトランスなどの電力損失を抑制できる。

請求項５に係る放電用電源装置は、請求３において、トリガ前に前記放電負荷を流れる漏れ電流をＩｔ、定常放電電圧をＥ、前記インバータ回路の変換周波数をＦとするとき、前記トリガ用コンデンサの容量Ｃは、Ｉｔ／（２×Ｅ×Ｆ）以上であり、かつ前記放電負荷が定常放電状態にあるときに前記全波整流回路は全波整流動作を行える容量以下に制限される放電用電源装置を提供する。

請求項５の放電用電源装置によれば、インバータ回路の制御を複雑にすることなく、高いトリガ電圧を印加することができ、放電負荷を確実に放電状態に至らせると共に、インバータ回路やトランスなどの電力損失を抑制できる。

本発明によれば、簡単な回路構成で、しかもインバータ回路の簡便な通常の制御方法で、確実に放電負荷に放電を発生させ、かつ定常放電状態を維持することができる。

先ず、本発明を実施するための最良の形態を示す実施例１について説明する。

図１は本発明の第１の実施例である放電用電源装置１００を示し、図２はその動作を説明するためのものである。入力側整流回路１は単相交流電圧を整流して直流電力に変換し、インバータ回路２はその直流電圧を数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚの高周波交流電圧に変換する。インバータ回路２は周知のものであり、通常、パルス幅制御（オン時間比率制御）される。トランス３は、インバータ回路２から１次巻線３ａに印加された高周波交流電圧を所定の変圧比で昇圧された交流電圧を２次巻線３ｂに現出する。２次巻線３ｂの交流電圧は、４個のダイオード４Ａ〜４Ｄをブリッジに接続してなる全波整流回路４によって全波整流され、平滑用コンデンサ５で平滑化されて、放電負荷６に印加される。放電負荷６は、通常、一方の端子が接地され、不図示の放電電極間には負の直流電圧が印加される。

出力側の全波整流回路４における４個のダイオード４Ａ〜４Ｄのうちの１個のダイオード４Ａと並列に、トリガ用コンデンサ７が接続されている。トリガ用コンデンサ７は、ダイオード４Ａとは別のダイオードに並列接続されても勿論よい。

なお、制御回路８は負荷電圧を検出する電圧検出器９、出力電流を検出する電流検出器１０からの電圧検出信号、電流検出信号を受けて、放電負荷６に供給される電力が所定に値になるよう、インバータ回路２をパルス幅制御する。

次に、図１に示す実施例の動作について説明を行う。図２（Ａ）に示すように、２次巻線３ｂの一方の端子Ａが負、他方の端子Ｂが正の半サイクルでは、電流が端子Ｂからダイオード４Ｃ、トリガ用コンデンサ７、端子Ａを通して流れ、トリガ用コンデンサ７を図示極性で電圧Ｅに充電する。そして、次の半サイクルになると、端子Ａが正、端子Ｂが負になるので、図２（Ｂ）に示すように、２次巻線３ｂの交流電圧Ｅにトリガ用コンデンサ７の電圧Ｅが重畳され、その重畳された電圧２Ｅが放電負荷６の不図示の放電電極間に印加される。

後述するように、実際の放電負荷では漏れ電流が流れるので、各サイクルで前述のような動作を繰り返すことによって、トリガ用コンデンサ７は２次巻線３ｂの交流電圧Ｅまで充電される。トリガ用コンデンサ７が電圧Ｅまで充電されると、２次巻線３ｂの交流電圧Ｅにトリガ用コンデンサ７の電圧が重畳された電圧２Ｅが、平滑用コンデンサ５を通して放電負荷６に印加され、放電負荷６はトリガされる。平滑用コンデンサ５が電圧２Ｅで充電される動作では、ダイオード４Ｃと４Ｄだけが導通し、ダイオード４Ａと４Ｂは導通しない。つまり、トリガ用コンデンサ７とダイオード４Ｃ、４Ｄは変則的な半波倍電圧整流回路として機能する。

ここで、トリガ用コンデンサ７が電圧Ｅまで充電される時間は、トリガ用コンデンサ７の容量の大きさに左右され、図３に示すように、トリガ用コンデンサ７の容量が大きいほど充電時間は短くて済む。

電圧２Ｅは、放電負荷６の不図示の放電電極間に放電を起させる十分な電圧値とエネルギーをもつものであり、放電電極間を確実にトリガして放電状態に至らせることができなければならない。その放電の開始によって放電電極間の気体はイオン化する。放電電極間に存在するイオンによって、放電電極間のインピーダンスは低下し、その放電電圧も当然に小さくなる。したがって、放電電極間にイオンが多数存在する間に次の半サイクルに移行し、かつ電源が放電を持続するのに必要な電流を供給できる能力があれば、トリガ電圧に比べて小さい電圧で定常放電を維持できる。定常の放電状態になると、図２（Ｃ）に示すように、放電負荷６の電圧はＥになる。

ここで、トリガ用コンデンサ７の容量Ｃが小さ過ぎると、放電負荷６を流れる漏れ電流Ｉｔによって、トリガ用コンデンサ７を電圧Ｅまで充電することができないので、放電負荷６の不図示の放電電極間に放電を開始させることができない。次に、トリガ用コンデンサ７の最低限必要な容量Ｃを求める。

放電開始前の放電負荷６の漏れ電流をＩｔとし、トランス３の２次巻線３ｂの高周波交流電圧の１周期をＴとすると、その１周期Ｔにおける漏れ電流Ｉｔによる漏れ電荷量Ｑは、Ｑ＝Ｉｔ×Ｔとなる。

この電荷量Ｑが漏れ電流Ｉｔとしてすべて放電されるとき、平滑用コンデンサ５の充電電圧の低下する電圧値ΔＶが電圧Ｅよりも小さくなければ、平滑用コンデンサ５の充電電圧を２倍の電圧２Ｅに向けて上昇させることができない。したがって、ΔＶ＝Ｑ／Ｃ＜Ｅの式が成り立ち、この式はＣ＞Ｑ／Ｅ＝Ｉｔ×Ｔ／Ｅ＝Ｉｔ／（Ｅ×Ｆ）となる。ただし、Ｆはトランス３の２次巻線３ｂの高周波交流電圧の周波数、つまりインバータ回路２の変換周波数であり、周期Ｔの逆数である。

前記式から、トリガ用コンデンサ７の容量ＣがＩｔ／（Ｅ×Ｆ）よりも小さいと、漏れ電流Ｉｔの影響で、トリガ用コンデンサ７が電圧Ｅまで達しないので、トリガ電圧が２Ｅまで上昇できず、放電負荷６を放電状態に至らせることが難しくなる。したがって、トリガ用コンデンサ７の容量Ｃは、Ｃ＞Ｉｔ／（Ｅ×Ｆ）の式を満足する値でなければならない。しかし、実際上では電力損失やトリガに要する時間を考慮しなければならないので、確実に、しかも短い時間で放電負荷６を放電状態に至らせるには、トリガ用コンデンサ７の容量Ｃは、Ｉｔ／（Ｅ×Ｆ）の１．５倍以上であることが好ましい。トリガ用コンデンサ７の容量ＣをＩｔ／（Ｅ×Ｆ）の１．５倍以上の値に選ぶことによって、高周波交流電圧の各サイクルでトリガ用コンデンサ７の充電電圧は確実に上昇し、短い所要時間で放電負荷６はトリガされる。放電負荷６がトリガされ、放電負荷６に放電が発生すると、放電負荷６の電圧は低下し、全波整流回路４が全波整流動作を行って放電負荷６に電力を供給する。

また、他方ではトリガ用コンデンサ７の容量Ｃが大き過ぎると、放電負荷６が定常放電状態に至ったときに、トリガ用コンデンサ７だけを通して電力が放電負荷６に供給、つまり全波整流回路４が半波倍電圧整流動作を行う期間が長くなる。全波整流回路４が半波倍電圧整流動作を行うと、全波整流動作よりも高い出力電圧（２Ｅ）となるので、インバータ回路２がパルス幅を絞って狭いパルス幅で動作することになる。その狭いパルス幅で必要な放電電流を流すので、電流のピーク値は急激に大きくなり、インバータ回路２において電流容量の大きなスイッチング半導体素子が必要となるばかりでなく、電力損失が大きくなる。したがって、トリガ用コンデンサ７の容量Ｃは、前記容量Ｃを目安に必要最小限の値を上限容量Ｃｕにすることが好ましい。

この上限容量Ｃｕは、負荷条件、例えば放電負荷６に供給する放電電流、放電負荷６における不図示の放電電極間の間隔、その放電電極の雰囲気における気体の種類などによって影響を受けるので、一概には決められない。負荷条件が決められると、その負荷条件に従って実験を行い、定常放電時に全波整流回路４が半波整流動作から全波整流動作に移行するようトリガ用コンデンサ７の容量Ｃを選定し、このときの容量Ｃをもって上限容量Ｃｕとする。

このように、トリガ用コンデンサ７の容量ＣがＩｔ／（Ｅ×Ｆ）よりも大きく、好ましくはＩｔ／（Ｅ×Ｆ）の１．５倍よりも大きければ、確実に放電負荷６をトリガできる。しかし、放電開始後もトリガ用コンデンサ７に充電されたエネルギーが毎サイクル、平滑用コンデンサ５に移行するために定常放電時のリプル電圧が大きくなるものの、そのエネルギーは放電エネルギーとして使われるから、無駄な電力損失にならない。

次に、上述のような考え方に基づいて設計を行い、シミュレーションした結果を図３に示す。条件は下記のとおりである。
（１）定常放電電圧Ｅｏ＝５００Ｖ
（２）定常放電時の放電電流Ｉｏ＝２０Ａ（このときの負荷抵抗２５Ω）
（３）トリガ電圧Ｖｔ＝１０００Ｖ
（４）トリガ前の漏れ電流Ｉｔ＝１０ｍＡ（このときの負荷抵抗１００ｋΩ）
（５）高周波電源の出力電圧の実効値Ｖｏ＝２６０Ｖ
（６）トランス３の昇圧比ｎ＝２
なお、放電負荷６の不図示の放電電極の雰囲気にアルゴン（Ａｒ）ガスを用い、プラズマ放電を発生させた。シミュレーションでは、インバータ回路２を実効値２６０Ｖの高周波交流電源に置き換えた。放電負荷６は、トリガ前には電流負荷を模擬する１００ｋΩの負荷抵抗を接続して漏れ電流を流し、起動後、負荷電圧が１０００Ｖに達すると、トリガし、スイッチによりプラズマ放電負荷を模擬する２５Ωの負荷抵抗に切り替えた。

前記式により、トリガ用コンデンサ７の最小の容量Ｃは、
Ｃ＝Ｉｔ／（Ｅ×Ｆ）＝０．０１／（５００×２０^３）＝１ｎＦ
あるので、最小の容量よりも容量の小さい０．９ｎＦ、最小容量の１ｎＦ、１．１ｎＦ、１．２ｎＦ、１．５ｎＦ、３ｎＦの場合についてシミュレーションを行った。

それぞれのシミュレーション結果を順に曲線Ａ、曲線Ｂ、曲線Ｃ、曲線Ｄ、曲線Ｅ、曲線Ｆで示す。曲線Ａ（０．９ｎＦ）の場合には、トリガ用コンデンサ７の充電電圧が５００Ｖに達しないために、必要なトリガ電圧（１０００Ｖ）が得られず、放電負荷６はトリガされない。曲線Ｂ、曲線Ｃの場合には、図示されていないが、長い時間をかけて１０００Ｖに達する。しかし、実際の装置ではこのような容量を選定することは難しい。

トリガ用コンデンサ７の容量Ｃが１．２ｎＦ（曲線Ｄ）の場合には、比較的短時間でトリガ電圧が電圧１０００Ｖまで上昇し、起動後、１１０ｍｓ程度の時間でトリガされ、プラズマ放電に移行している。トリガ用コンデンサ７の容量Ｃが１．５ｎＦ（曲線Ｅ）の場合には、更に短い時間でトリガ電圧が電圧１０００Ｖまで上昇し、４０ｍｓ程度の時間でトリガされ、プラズマ放電に移行しているのが分かる。そして、トリガ用コンデンサ７の容量Ｃが３ｎＦ（曲線Ｆ）の場合には、更に短い時間でトリガ電圧が電圧１０００Ｖまで上昇し、２０ｍｓの時間で程度でトリガされ、プラズマ放電に移行しているのが分かる。なお、図３において、放電発生を示すハッチング領域（幅）は放電電圧のリプル電圧を示す。

次に、図４によって本発明に係る第２の実施例の放電用電源装置２００について説明する。図１では、全波整流回路４としてフルブリッジ型の整流回路を用いたが、この実施例ではセンタタップ型の整流回路を用いているところに特徴がある。図４において、図１で用いた記号と同一の記号は、図１の部材と同一の名称の部材を示すものとする。

トランス３は、２次巻線３ｂに２次巻線３ｃを直列に付加し、そして２次巻線３ｂと３ｃとがセンタタップ構成になっており、中点３ｄを有する。これら２次巻線３ｂと３ｃの両端子Ａ、Ｂには、直列にそれぞれダイオード４Ａ、４Ｂが接続され、センタタップ型の全波整流回路４を構成している。全波整流回路４は実施例１のものと同様な動作を行う。

トリガ用コンデンサ７は、一方のダイオード４Ａと並列に接続されている。２次巻線３ｂと３ｃそれぞれの電圧をＥとすると、端子Ａが負で、端子Ｂが正のとき、トリガ用コンデンサ７は２Ｅに充電される。次に、端子Ａが正で、端子Ｂが負になると、トリガ用コンデンサ７の充電電圧２Ｅに２次巻線３ｂの電圧Ｅが重畳され、３Ｅのトリガ電圧が平滑用コンデンサ５を介して放電負荷６に印加され、トリガする。したがって、この実施例の回路は定常放電電圧に比べてかなり高いトリガ電圧が必要な場合に適する。

図５によって本発明に係る第３の実施例である放電用電源装置３００について説明する。図１では、全波整流回路４を構成するブッリジ接続されたダイオードのいずれかに並列にトリガ用コンデンサ７を接続したが、この放電用電源装置３００では、図５に示すようにブリッジ回路の直列接続されている一方の一対のダイオード４Ａと４Ｄのそれぞれにトリガ用コンデンサ７、７’を接続している。図５において、図１で用いた記号と同一の記号は、図１の部材と同一の名称の部材を示すものとする。

放電用電源装置３００の動作について説明すると、２次巻線３ｂの高周波交流電圧Ｅが、端子Ｂが正で、端子Ａが負の半サイクルであるとき、電流は端子Ｂからダイオード４Ｃを通してトリガ用コンデンサ７を充電する。次に、２次巻線３ｂの高周波交流電圧Ｅが、端子Ａが正で、端子Ｂが負の半サイクルになると、トリガ用コンデンサ７’及びダイオード４Ｄを通して流れて、トリガ用コンデンサ７’を充電する。このような動作を繰り返し、トリガ用コンデンサ７、７’が充電され、その電圧は電圧Ｅに向けて上昇する。そして、トリガ用コンデンサ７又は７’のいずれかが２次巻線３ｂの交流電圧Ｅに等しい電圧まで充電されると、電圧２Ｅが平滑用コンデンサ５を介して放電負荷６に印加され、放電負荷６はトリガされて、定常放電状態に至る。

放電用電源装置３００では、トリガ前の各サイクルで導通するダイオードは、ダイオード４Ｃと４Ｄだけであり、ダイオード４Ａと４Ｂは導通しない。すなわち、トリガ用コンデンサ７、７’とダイオード４Ｃ、４Ｄが全波倍電圧回路を構成する。２個のトリガ用コンデンサ７、７’で倍電圧動作するので、原理的にはそれらコンデンサの容量Ｃは図１の放電用電源装置１００の場合の１／２の容量Ｃ（Ｃ＞Ｉｔ／（２×Ｅ×Ｆ））でよいことになる。

なお、以上述べた各実施例では放電負荷６と並列に平滑用コンデンサ５が接続されているが、アーク放電時の放電エネルギーを小さくするために、平滑用コンデンサ５を省くことができる。

本発明の活用例として、エキシマレーザのようなレーザ装置のレーザ管をトリガするための電源、あるいは高輝度放電灯（ＨＩＤ）のような各種放電灯を点灯するための電子点灯装置、又は光ファイバの切断面を突き合わせて接続する際に、放電による熱で光ファイバを溶融させて接続する光ファイバ融着接続用の放電用電源装置として、さらにはプラズマ放電を発生させてプラズマガスをイオン化し、そのイオンをターゲット表面に衝突させ、ターゲット材料を蒸発させて、その蒸気を半導体表面又は光ディスク基板表面に薄膜を形成する薄膜形成装置などが挙げられる。また、その他にも電極間の放電エネルギーを利用する種々の機器の放電用電源として用いることができる。

発明を実施するための最良の形態を説明するための放電用電源装置１００を示す図である。 図１に示した放電用電源装置の動作を説明するための図である。 シミュレーション結果を示す図である。 本発明の１実施例である放電用電源装置２００を示す図である。 本発明の他の１実施例である放電用電源装置３００を示す図である。 従来の放電用電源装置の一例を示す図である。 従来の放電用電源装置の他の一例を示す図である。

符号の説明

１・・・入力側整流回路
２・・・インバータ回路
３・・・トランス
４・・・全波整流回路
５・・・平滑用コンデンサ
６・・・放電用負荷
７・・・トリガ用コンデンサ
８・・・制御回路
９・・・電圧検出器
１０・・・電流検出器

Claims (5)

1. 直流電圧を高周波の交流電圧に変換するインバータ回路と、該インバータ回路の交流出力電圧が印加される１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、該２次巻線に接続されて前記交流電圧を整流する全波整流回路とを備え、放電開始時には該全波整流回路の出力電圧よりも高いトリガ電圧を放電負荷に供給し、放電開始後は前記全波整流回路が出力する直流電力を前記放電負荷に供給する放電用電源装置において、
   前記全波整流回路を構成するダイオードのいずれかにトリガ用コンデンサを並列に接続してなることを特徴とする放電用電源装置。
2. 請求項１において、
   前記全波整流回路がフルブッリジ整流回路であるとき、直列接続されているどちらか一方の一対の前記ダイオードに前記トリガ用コンデンサがそれぞれ並列に接続されていることを特徴とする放電用電源装置。
3. 請求項１において、
   前記トランスは、直列接続された二つの２次巻線を有し、前記全波整流回路はセンタタップ型の整流回路であり、前記トリガ用コンデンサは前記二つの２次巻線に現出する電圧の和に等しい電圧まで充電されることを特徴とする放電用電源装置。
4. 請求項１又は請求項２において、
   トリガ前に前記放電負荷を流れる漏れ電流をＩｔ、定常放電電圧をＥ、前記インバータ回路の変換周波数をＦとするとき、
   前記トリガ用コンデンサの容量Ｃは、Ｉｔ／（Ｅ×Ｆ）以上であり、かつ前記放電負荷が定常放電状態にあるときは全波整流動作を行う容量以下に制限されることを特徴とする放電用電源装置。
5. 請求項３において、
   トリガ前に前記放電負荷を流れる漏れ電流をＩｔ、定常放電電圧をＥ、前記インバータ回路の変換周波数をＦとするとき、
   前記トリガ用コンデンサの容量Ｃは、Ｉｔ／（２×Ｅ×Ｆ）以上であり、かつ前記放電負荷が定常放電状態にあるときは全波整流動作を行う容量以下に制限されることを特徴とする放電用電源装置。

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