JP2006140345A - 電子制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】携帯無線機器で使用される周波数帯域の電磁ノイズを抑制することができ、この周波数帯域以外での電磁ノイズに対する耐ノイズ性も保った電子制御装置を提供する。
【解決手段】定電圧電源回路部９と、アナログ信号入力回路部１１と、変換処理回路部１４とを備え、アナログセンサ４および駆動電源３が外部に接続されるとともに、電源線７および信号線８によってアナログセンサ４に接続される電子制御装置１であって、アナログ信号入力回路部１１は、電流制限回路部１５と、積分回路部２２と、限流抵抗２３と、信号ノイズ吸収回路２６と、第１のバイパスコンデンサ１９とを有し、第１のバイパスコンデンサ１９の静電容量Ｃ１と寄生インダクタンスＬ１とは、７×１０^６＜１/［２π√（Ｌ１×Ｃ１）］＜３５×１０^６の範囲に設定されているものである。
【選択図】図１

Description

この発明は、電源線と信号線とに誘起する電波ノイズを抑制するための電子制御装置に関する。

以前より、電子機器におけるノイズ対策として、信号線とグランド線および正負の電源線との間にコンデンサを挿入することはよく用いられている。
従来の磁気信号検出装置は、携帯電話やコードレス電話などの移動体通信機器に利用される磁気信号検出装置において、抵抗ブリッジで構成した磁気抵抗素子の出力信号を、第１の演算増幅器と第２の演算増幅器とで構成した差動型演算増幅回路の非反転入力端子をコンデンサを介して接地することにより、耐ノイズ性を向上させ、誤動作を防止している（例えば、特許文献１参照）。

また、従来の半導体集積回路装置は、電源入力端子とグランド配線との間に、ノイズレベルの小さいものから順に回路ブロックを配置し、それぞれの回路ブロックにバイパスコンデンサを配置することで、インダクタンス成分が小さくなり、高周波領域におけるインピーダンスの上昇を防止して、電源ノイズを吸収している（例えば、特許文献２参照）。

特開平１１-２０２０３７号公報 特開２００２-０４３５２５号公報

特許文献１による磁気信号検出装置では、挿入するべき適切なコンデンサの容量が特定されておらず、過大な容量であれば検出信号の応答性が悪化し、過小な容量であれば十分なノイズ対策効果が得られないといった問題があった。
また、特許文献２による半導体集積回路装置では、配線インピーダンスがコンデンサの内部寄生インダクタンスよりも十分に大きいとの条件のみが示されており、適切なバイパスコンデンサの容量が不明確であるという問題もあった。
さらに、電子機器の電波ノイズに対する耐ノイズ性としては、各種周波数帯の受信電波に対する耐ノイズ性に比べて、近接使用される携帯電話、トランシーバ等の携帯無線機器の強力な送信電波に対する耐ノイズ性のほうが重要な課題であるが、特許文献１および特許文献２はこの問題に対応したものとはなっていない。

この発明は、上記のような問題点を解決することを課題とするものであって、その目的は、電波ノイズの影響を受けやすいアナログ信号線に関して、携帯電話、トランシーバ、自動車無線等の携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）に特化して、安価で効果的にノイズを抑制することができるとともに、携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）以外での微弱受信電波や、設置環境によって発生する様々な電磁ノイズに対する耐ノイズ性を保ったアナログ信号入力回路を提供することである。

この発明に係る電子制御装置は、駆動電源から給電されるとともに、少なくとも電源線および信号線を収容したワイヤハーネスを介してアナログセンサに接続される電子制御装置であって、駆動電源の給電により安定化電源を生成する定電圧電源回路部と、定電圧電源回路部に接続されたアナログ信号入力回路部と、信号線を介したアナログセンサからの検出信号が供給される変換処理回路部とを備え、アナログ信号入力回路部は、定電圧電源回路部の電源ラインに挿入されて電源線を介してアナログセンサに給電する電流制限回路部と、信号線に接続された入力信号ラインと変換処理回路部との間に挿入された積分回路部と、入力信号ラインと積分回路部との間に挿入された限流抵抗と、電源ラインと定電圧電源回路部のグランドラインと入力信号ラインとに接続された信号ノイズ吸収回路と、電流制限回路部の出力端子とグランドラインとの間に挿入された第１のバイパスコンデンサとを有し、第１のバイパスコンデンサの静電容量Ｃ１と寄生インダクタンスＬ１とは、７×１０^６＜１/［２π√（Ｌ１×Ｃ１）］＜３５×１０^６の範囲に設定されているものである。

この発明の電子制御装置によれば、近接使用される携帯電話、トランシーバ等の携帯無線機器の強力な送信電波によって電源線あるいは信号線に誘起される電磁ノイズを、バイパスコンデンサを経由してグランドラインに逃がすことができるので、電磁ノイズを抑制することができる。
また、アナログセンサに電源を供給する電源線は電流制限回路部から給電されるので、電源線が誤って接地されたような場合でも、定電圧制御回路部が損傷せず、電子制御装置の異常動作を防止することができる。
また、アナログ信号線に発生するその他のノイズは、信号ノイズ吸収回路と積分回路部を介して除去されて、総合的に安全で耐ノイズ性に優れた電子制御装置を得ることができる。

以下、この発明の各実施の形態について図に基づいて説明するが、各図において同一、または相当する部材、部位については、同一符号を付して説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１に係る電子制御装置を、周辺機器構成とともに示すブロック図である。
図１において、電子制御装置１には、電源スイッチ２を介して給電される駆動電源３と、検出信号を電子制御装置１に伝送するアナログセンサ４とが外部接続されている。

アナログセンサ４は、検出素子であるセンサ素子５と、センサ素子５が出力した信号を増幅させる増幅回路部６とを有している。
ここで、電子制御装置１とアナログセンサ４とを接続する電源線７と信号線８とは、同一のワイヤハーネス（図示せず）に収容されている。
アナログセンサ４の電源は電子制御装置１から電源線７を介して供給され、アナログセンサ４の検出信号は信号線８を介して電子制御装置１に供給される。

また、電子制御装置１は、駆動電源３から給電されて回路素子に安定化電圧を供給する定電圧電源回路部９と、定電圧電源回路部９に接続されたアナログ信号入力回路部１１と、アナログセンサ４からの検出信号が供給され、ＡＤ変換器１２およびマイクロプロセッサ１３を有する変換処理回路部１４とを有している。
ここで、電子制御装置１と駆動電源３とアナログセンサ４とは、共通の導電体に接地されている。

定電圧電源回路部９は、駆動電源３から電源スイッチ２を介して給電されて、例えばＤＣ５Ｖの安定化電圧を発生する定電圧電源回路１０と、出力端子とグランドライン１７との間に挿入された比較的大容量の平滑コンデンサ３３とを有している。

変換処理回路部１４は、アナログ信号入力回路部１１を介して入力されたアナログセンサ４の検出信号をデジタル信号として出力するＡＤ変換器１２と、ＡＤ変換器１２からのデジタル信号が入力されて、用途に応じた監視および制御機能を果たすマイクロプロセッサ１３とを有している。
なお、ＡＤ変換器１２にかわって、所定の比較基準電圧と検出信号の電圧との大小関係を比較するアナログ比較器を使用して、比較結果をマイクロプロセッサ１３に入力するような回路構成にしてもよい。

アナログ信号入力回路部１１は、電流制限回路部１５と、入力信号ライン１６と、グランドライン１７と、電源ライン１８と、コネクタ２１と、第１のバイパスコンデンサ１９と、第２のバイパスコンデンサ２０と、限流抵抗２３と、積分回路部２２と、信号ノイズ吸収回路２６と、プルダウン抵抗２７とを有している。

電流制限回路部１５は、定電圧電源回路部９からアナログセンサ４に到る給電回路に設けられるとともに、例えば演算増幅器を主体として構成されており、電源線７が地絡したような場合に、少なくとも定電圧電源回路部９の損傷を回避して電子制御装置１の全体の損傷や誤動作に至らないようにしている。
信号線８に接続された入力信号ライン１６と、定電圧電源回路部９の負側端子に接続されたグランドライン１７と、定電圧電源回路部９の正側端子に接続された電源ライン１８とは、何れもプリント基板の表面に導電パターンによって構成されている。
コネクタ２１は、アナログ信号入力回路部１１の端部に設けられて、電源線７および信号線８をそれぞれ電源ライン１８および入力信号ライン１６に接続している。

第１のバイパスコンデンサ１９は、電流制限回路部１５の出力端子とグランドライン１７との間に挿入されており、静電容量がＣ１（Ｆ）、内部の寄生インダクタンスがＬ１（Ｈ）となっている。
第２のバイパスコンデンサ２０は、入力信号ライン１６とグランドライン１７との間に挿入されており、静電容量がＣ２、内部の寄生インダクタンスがＬ２となっている。
第１のバイパスコンデンサ１９は、コネクタ２１の側近位置に設置されると共に、第２のバイパスコンデンサ２０は、ＡＤ変換器１２に近い位置に設置されていて、各コンデンサの静電容量および内部の寄生インダクタンスは次式（４）および次式（５）で示される範囲に設定されている。

７×１０^６＜１/［２π√（Ｌ１×Ｃ１）］＜３５×１０^６・・・（４）
３５×１０^６＜１/［２π√（Ｌ２×Ｃ２）］あるいは１/［２π√（Ｌ２×Ｃ２）］＜７×１０^６・・・（５）

限流抵抗２３は、一端が入力信号ライン１６に接続され、他端が積分回路部２２を介してＡＤ変換器１２のアナログ入力端子に接続されており、抵抗値Ｒ１を持ち、還流するノイズ電流が過大にならないように電流を制限している。
また、ローパスフィルタである積分回路部２２は、限流抵抗２３とＡＤ変換器１２のアナログ入力端子との間に挿入された抵抗値Ｒ２である積分抵抗２４と、積分抵抗２４とグランドライン１７との間に挿入された積分コンデンサ２５とによって構成されており、高周波ノイズを含んだ検出信号から安定した信号を取り出す。
ここで、限流抵抗２３と積分抵抗２４とによって合成抵抗が構成されており、限流抵抗２３の抵抗値Ｒ１と積分抵抗２４の抵抗値Ｒ２との合成抵抗値Ｒ０（＝Ｒ１+Ｒ２）は、携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）における第２のバイパスコンデンサ２０のインピーダンスよりも十分大きな値となっている。

信号ノイズ吸収回路２６は、入力信号ライン１６と電源ライン１８とグランドライン１７との間に挿入されており、グランドライン１７と入力信号ライン１６との間に挿入された負側ダイオード２８と、入力信号ライン１６と電源ライン１８との間に挿入された正側ダイオード２９とを有している。

ここで、負側ダイオード２８は、入力信号ライン１６に負極性の過大なノイズ電圧が混入した場合に作用して、グランドライン１７から限流抵抗２３と積分抵抗２４との接続点の方向にノイズ電流が還流して、積分回路部２２に負電圧が印加されないようにしている。
また、正側ダイオード２９は、入力信号ライン１６に正極性の過大なノイズ電圧が混入した場合に作用して、限流抵抗２３と積分抵抗２４との接続点から電源ライン１８の方向にノイズ電流が還流して、積分回路部２２に電源電圧以上の正電圧が印加されないようにしている。

なお、アナログセンサ４が正および負の検出信号を発生するものであって、定電圧電源回路部９が正の電源ライン１８および負の電源ライン（図示せず）を介してアナログセンサ４に安定化電圧を供給しているような場合は、グランドライン１７に接続されている負側ダイオード２８のアノード端子は負の電源ラインに接続されている。

入力信号ライン１６とグランドライン１７との間に挿入されたプルダウン抵抗２７は、コネクタ２１の接続ピンの接触不良等があった場合に、検出信号の入力レベルをグランドライン１７にシフトさせてフェールセーフにするためのものである。
なお、電源ライン１８へプルアップすることや、負の電源ラインにプルダウンすることがフェールセーフとなる場合もある。
また、プルダウン抵抗２７およびプルアップ抵抗３２は、同時に設けられてもよい。
何れの場合も、フェールセーフ用のプルダウン抵抗２７およびプルアップ抵抗３２は、限流抵抗２３の抵抗値Ｒ１と積分抵抗２４の抵抗値Ｒ２の合成抵抗値Ｒ０（＝Ｒ１+Ｒ２）に比べて十分大きな値に設定されている。

以下、上記構成の電子制御装置１についての動作を説明する。
電源スイッチ２が閉路されると定電圧電源回路部９は、電子制御装置１内の回路素子に対して安定化定電圧を供給すると共に、電流制限回路部１５から電源線７介してアナログセンサ４に電源を供給する。
アナログセンサ４から出力された検出信号は、信号線８および入力信号ライン１６を介して変換処理回路部１４に伝送される。
ＡＤ変換器１２は、アナログセンサ４からの検出信号をデジタル値に変換してマイクロプロセッサ１３に出力し、マイクロプロセッサ１３はデジタル値に変換された値を読み込むとともに、その他のアナログ信号やデジタル信号を読み込んで、出力機器等（図示せず）を用途に応じて制御する。

ここで、電源線７に誘起された携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）のノイズは、第１のバイパスコンデンサ１９の静電容量Ｃ１および内部の寄生インダクタンスＬ１が、この周波数帯域のノイズに対してインピーダンスが最小になるように設定されているので、グランドライン１７にノイズ電流を逃がすことができる。
また、信号線８に誘起された携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）以外のノイズは、第２のバイパスコンデンサ２０の静電容量Ｃ２および内部の寄生インダクタンスＬ２が、この周波数帯域のノイズに対してインピーダンスが最小になるように設定されているので、グランドライン１７にノイズ電流を逃がすことができる。

また、携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）における第２のバイパスコンデンサ２０のインピーダンスは、第２のバイパスコンデンサ２０と積分回路部２２に設けられた積分コンデンサ２５との間に挿入された、限流抵抗２３の抵抗値Ｒ１と積分抵抗２４の抵抗値Ｒ２との合成抵抗値Ｒ０（＝Ｒ１+Ｒ２）に比べて無視し得る程度に小さな値となっているので、この周波数帯域のノイズ電流が抑制されるとともに、この周波数帯域以外の微弱電波に対して侵入してくるノイズ電圧を抑制することができる。

また、携帯無線機器の発生する送信波によらない、その他のノイズは、信号ノイズ吸収回路２６に設けられた負側ダイオード２８と正側ダイオード２９によってノイズ電流が還流するようになっている。
また、高周波ノイズを含んだ検出信号は、ローパスフィルタである積分回路部２２を介して安定した信号として出力される。

なお、制御の内容によってマイクロプロセッサ１３は使用されないこともある。
即ち、変換処理回路部１４は、ＡＤ変換器１２にかわって比較回路が使用され、処理回路部はマイクロプロセッサ１３に替わって比較出力動作を記憶するためのフリップフロップ回路が使用され、センサ素子５は酸素濃度検出素子であって、酸素濃度が所定値以下になると比較回路が動作してフリップフロップ回路がその動作を記憶し、警報表示出力を駆動するようなものであってもよい。
このとき、ノイズによる一時的な誤動作であってもフリップフロップ回路がその誤動作を記憶保存するので、入力信号回路の耐ノイズ性が特に重視されることになる。

図２は、この発明の実施の形態１のインピーダンスの周波数による変化を示す説明図である。
図２において、横軸は電磁ノイズの周波数ｆ（ＭＨｚ）、縦軸は第１のバイパスコンデンサ１９のインピーダンスＺ１＝ｊ（ωＬ１−１/ωＣ１）が周波数ｆ＝ω/２π（ＭＨｚ）の変化に伴ってどのように変動するかを示す変動係数Ｋである。
また、実線で表された曲線は、インピーダンスＺ１の共振周波数が携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）の面積平均であり、変動係数Ｋが一番小さな値となるｆ０＝√（７×３５）＝１５.６（ＭＨｚ）であるときの変動係数Ｋ１を示している。
また、点線で表された曲線は、インピーダンスＺ１の共振周波数がｆ０＝７（ＭＨｚ）であるときの変動係数Ｋ２を示し、一点鎖線で表された曲線は、インピーダンスＺ１の共振周波数がｆ０＝３５（ＭＨｚ）であるときの変動係数Ｋ３を示している。
なお、インピーダンスＺ１の絶対値｜Ｚ１｜は、共振周波数をｆ０（ＭＨｚ）、共振角周波数をω０（ｒａｄ/ｓｅｃ）としたときに次式（６）で示される。

｜Ｚ１｜＝｜（ω/ω０）−（ω０/ω）｜/（ω０Ｃ）・・・（６）
ただしω０＝２πｆ０＝１/√（Ｌ１×Ｃ１）

また、図２の縦軸である変動係数Ｋは次式（７）で示される。

Ｋ＝｜（ω/ω０）−（ω０/ω）｜＝｜（ｆ/ｆ０）−（ｆ０/ｆ）｜・・・（７）

周波数が（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）であるときの変動係数Ｋ２とＫ３の最大値は４.８となり、変動係数Ｋ１の最大値は１.８となっている。

ここで、第１のバイパスコンデンサ１９の静電容量をＣ１＝０.０１（μＦ）としたとき、１/ω０×Ｃ１の値は周波数ｆ０（ＭＨｚ）が（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）であるときに、１/［２π（７〜３５）×１０^６×０.０１×１０^-６］＝２.２７〜０.４５（Ω）となり、これに変動係数Ｋの最大値４.８を掛けても１０.９（Ω）以下の抵抗値となり、回路仕様として支障のない、十分に低い抵抗値が得られる。
また、第１のバイパスコンデンサ１９の静電容量をＣ１＝０.１（μＦ）とした場合の１/ω０×Ｃ１の値は０.２２７〜０.０４５（Ω）となり、これに変動係数Ｋの最大値４.８を掛けても１.０９（Ω）以下の抵抗値となり、更に十分に低い抵抗値が得られる。
なお、第２のバイパスコンデンサ２０についても同様に、限流抵抗２３の抵抗値Ｒ１と積分抵抗２４の抵抗値Ｒ２との合成抵抗値Ｒ０（＝Ｒ１+Ｒ２）と比較して、十分に低い抵抗値が得られるということができる。

このように、小型で安価な小容量のコンデンサであっても、対象とするノイズ周波数に対して共振するコンデンサを使用することによって携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）で十分小さなインピーダンスを確保することができる。
特に、第１のバイパスコンデンサ１９がチップ型セラミックコンデンサである場合には、内部の寄生インダクタンスによって携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）に対して共振するものが得られるので、小型で安価に電子基板上に実装することができる。

この発明の実施の形態１に係る電子制御装置１によれば、電源線７に誘起された携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）のノイズは、第１のバイパスコンデンサ１９の静電容量Ｃ１および内部の寄生インダクタンスＬ１が、この周波数帯域のノイズに対してインピーダンスが最小になるように設定されているので、グランドライン１７にノイズ電流を逃がし、電磁ノイズを抑制することができる。

また、信号線８に誘起された携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）以外のノイズは、第２のバイパスコンデンサ２０の静電容量Ｃ２および内部の寄生インダクタンスＬ２が、この周波数帯域のノイズに対してインピーダンスが最小になるように設定されているので、グランドライン１７にノイズ電流を逃がし、電磁ノイズを抑制することができる。

また、携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）における第２のバイパスコンデンサ２０のインピーダンスは、第２のバイパスコンデンサ２０と積分回路部２２に設けられた積分コンデンサ２５との間に挿入された、限流抵抗２３の抵抗値Ｒ１と積分抵抗２４の抵抗値Ｒ２との合成抵抗値Ｒ０（＝Ｒ１+Ｒ２）に比べて無視し得る程度に小さな値となっている。
したがって、入力信号ライン１６は携帯無線機の送信周波数帯において流入するノイズ電流が抑制されると共に、この周波数帯域以外の微弱電波に対して侵入してくるノイズ電圧を抑制することができる。

また、第１のバイパスコンデンサ１９は、静電容量が０.１（μＦ）〜０.０１（μＦ）のチップ型セラミックコンデンサが使用されている。
従って、インダクタンス素子を付加する必要がなく、小型で安価なチップ型セラミックコンデンサを用いて携帯無線機器の発生する送信波によって信号線８に誘起される電磁ノイズを抑制することができる特徴がある。

また、アナログセンサ４に電源を供給する電源線７は、電流制限回路部１５から給電されるので、電源線７が誤って接地されたような場合でも、定電圧制御回路部が損傷せず、電子制御装置１の異常動作も防止することができる。
また、信号線８に発生するその他のノイズは、信号ノイズ吸収回路２６と積分回路部２２とを介して除去されて、総合的に安全で耐ノイズ性に優れた電子制御装置１を得ることができる。

また、プルダウン抵抗２７あるいはプルアップ抵抗３２を設けたことにより、コネクタ２１の接続ピンの接触不良等が起きた場合に、検出信号の入力レベルをグランドライン１７あるいは電源ライン１８にシフトさせてフェールセーフにすることができるので、回路を安定化させることができる。

実施の形態２．
図３は、この発明の実施の形態２に係る電子制御装置１Ａを、周辺機器構成とともに示すブロック図である。ここでは、実施の形態１と同種のものについては、同一符号の後に「Ａ」を付して、詳述は省略する。
図３において、自動車用のエンジン制御装置である電子制御装置１Ａは、車載バッテリである駆動電源３から、電源スイッチ２を介して給電されている。
また、アナログセンサ４は、吸気管内の気圧を測定する圧力センサであるセンサ素子５と増幅回路部６とを有している。
ここで、第１のバイパスコンデンサ１９は、静電容量が０.１（μＦ）〜０.０１（μＦ）のチップ型セラミックコンデンサであり、第２のバイパスコンデンサ２０は、５００（ｐＦ）〜５０００（ｐＦ）のチップ型セラミックコンデンサとなっている。

アナログセンサ４の電源は、電子制御装置１Ａから電源線７とグランド線３０を介して供給され、アナログセンサ４の検出信号は信号線８および入力信号ライン１６を介して電子制御装置１Ａに伝送される。
ここで、電子制御装置１Ａとアナログセンサ４とを接続する電源線７、信号線８およびグランド線３０は、同一のワイヤハーネス（図示せず）に収容されている。
また、電子制御装置１Ａと駆動電源３とアナログセンサ４とは、共通の導電体（車体）に接地されている。

ここで、第１のバイパスコンデンサ１９は、コネクタ２１のワイヤハーネス側に内蔵されており、第１のバイパスコンデンサ１９の静電容量および内部の寄生インダクタンスは、実施の形態１と同様の範囲に設定されている。

第２のバイパスコンデンサ２０は、入力信号ライン１６とグランドライン１７との間に挿入され、静電容量がＣ２、内部の寄生インダクタンスがＬ２となっており、静電容量Ｃ２および内部の寄生インダクタンスＬ２は、実施の形態１と同様の範囲に設定されている。
第３のバイパスコンデンサ３１は、第２のバイパスコンデンサ２０に対して並列接続され、静電容量がＣ３、内部の寄生インダクタンスがＬ３となっていて、必要に応じて付加されるコンデンサとなっている。
ここで、第２のバイパスコンデンサ２０および第３のバイパスコンデンサ３１は、ＡＤ変換器１２に近い位置に設置されていて、各コンデンサの静電容量および内部の寄生インダクタンスは次式（８）で示される範囲に設定されている。

７×１０^６＜１/［２π√｛（Ｌ２＋Ｌ３）×（Ｃ２×Ｃ３）/（Ｃ２＋Ｃ３）｝］＜３５×１０^６・・・（８）

ここで、式（８）は、第２のバイパスコンデンサ２０のインピーダンスＺ２（＝ｊ（ωＬ２-１/（ωＣ２）））と第３のバイパスコンデンサ３１のインピーダンスＺ３（＝ｊ（ωＬ３-１/（ωＣ３）））との合成インピーダンスＺ（＝Ｚ２×Ｚ３/（Ｚ２＋Ｚ３））において、Ｚの式の分母（Ｚ２＋Ｚ３）の値を０として、合成インピーダンスＺの値が無限大となる並列共振周波数ｆ０（ＭＨｚ）の範囲を、携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）の範囲に設定したものである。
また、共振周波数ｆ０（ＭＨｚ）および共振角周波数ω０＝２πｆ０（ｒａｄ/ｓｅｃ）は、次式（９）を用いて算出されたものである。

（ω０Ｌ２−１/ω０Ｃ２）＋（ω０Ｌ３−１/ω０Ｃ３）＝０
∴ω０（Ｌ２＋Ｌ３）＝１/ω０Ｃ２＋１/ω０Ｃ３
∴ω０^２（Ｌ２＋Ｌ３）Ｃ２×Ｃ３＝Ｃ２＋Ｃ３
∴ｆ０＝ω０/２π＝１/［２π√｛（Ｌ２＋Ｌ３）×（Ｃ２×Ｃ３）/（Ｃ２＋Ｃ３）｝）］・・・（９）

また、プルアップ抵抗３２は、入力信号ライン１６と電源ライン１８との間に挿入された抵抗であり、プルアップ抵抗３２はコネクタ２１の接続ピンが接触不良であった場合に、検出信号の入力レベルを最大電圧に偏倚させてフェールセーフにするためのものである。

以下、上記構成の電子制御装置１Ａについての動作を説明する。
電源線７に誘起された携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）のノイズは、第１のバイパスコンデンサ１９の静電容量Ｃ１および内部の寄生インダクタンスＬ１が、この周波数帯域のノイズに対してインピーダンスが最小になるように設定されているので、グランドライン１７にノイズ電流を逃がすことができる。
また、信号線８に誘起された携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）以外のノイズは、第２のバイパスコンデンサ２０の静電容量Ｃ２および内部の寄生インダクタンスＬ２が、この周波数帯域のノイズに対してインピーダンスが最小になるように設定されているので、グランドライン１７にノイズ電流を逃がすことができる。

また、信号線８に誘起された携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）のノイズは、第２のバイパスコンデンサ２０および第３のバイパスコンデンサ３１が、この周波数帯域のノイズに対して最大インピーダンスになるように設定されているので、入力信号ライン１６に対して最も侵入し難いようになっている。

この発明の実施の形態２に係る電子制御装置１Ａによれば、信号線８に誘起された携帯無線機器の発生する送信波の周波数帯域（７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚ）のノイズは、第２のバイパスコンデンサ２０および第３のバイパスコンデンサ３１の静電容量および内部の寄生インダクタンスが、この周波数帯域のノイズに対して並列共振状態となってインピーダンスが最大になるように設定されているので、信号線８に誘起されて、入力信号ライン１６に侵入してくるノイズ電流を最も抑制することができる。
また、その他の周波数帯域の微弱電波に対して侵入してくるノイズ電圧を抑制することもできる。

また、第１のバイパスコンデンサ１９がワイヤハーネス側のコネクタ２１内に設置されているので、コネクタ２１の接続ピンの接触不良等が起きた場合であっても、ノイズ電流が第１のバイパスコンデンサ１９に通電して、信号線８に対する誘起電圧が抑制されるようになっている。
そのため、信号線８にノイズが混入して電子制御装置１Ａが異常な誤動作をすることを防ぐことができる。
さらに、回路の共振周波数は、第１のバイパスコンデンサ１９、３２の静電容量Ｃ１、Ｃ２と寄生インダクタンスＬ１、Ｌ２によって決まる為、電子制御装置１Ａ内の配線パターンに依存することなく決定することができる特徴がある。

また、第１のバイパスコンデンサ１９は、静電容量が０.１（μＦ）〜０.０１（μＦ）のチップ型セラミックコンデンサであり、第２のバイパスコンデンサ２０は、５００（ｐＦ）〜５０００（ｐＦ）のチップ型セラミックコンデンサを用いている。そのため、一過性のノイズ誤動作であってもエンジン停止が発生すると自己回復できない状態となる燃料噴射制御や点火制御においても、インダクタンス素子を別途付加することなく、小型で安価なチップ型セラミックコンデンサを用いて携帯無線機器の発生する送信波によって信号線８に誘起される電磁ノイズを抑制することができるので、対ノイズ性を十分に高めることができる。
また、より高い周波数帯域の微弱電波に対して侵入してくるノイズ電圧を抑制することができ、運転中のエンジンが突然停止するようなトラブルを未然に防止することができる特徴がある。

この発明の実施の形態１に係る電子制御装置を、周辺機器構成とともに示すブロック図である。 この発明の実施の形態１のインピーダンスの周波数による変化を示す説明図である。 この発明の実施の形態２に係る電子制御装置を、周辺機器構成とともに示すブロック図である。

符号の説明

１ 電子制御装置、３ 駆動電源、４ アナログセンサ、７ 電源線、８ 信号線、９ 定電圧電源回路部、１１ アナログ信号入力回路部、１４ 変換処理回路部、１５ 電流制限回路部、１６ 入力信号ライン、１７ グランドライン、１８ 電源ライン、１９ 第１のバイパスコンデンサ、２０ 第２のバイパスコンデンサ、２２ 積分回路部、２３ 限流抵抗、２４ 積分抵抗、２６ 信号ノイズ吸収回路、２７ プルダウン抵抗、３１ 第３のバイパスコンデンサ、３２ プルアップ抵抗。

Claims (7)

1. 駆動電源から給電されるとともに、少なくとも電源線および信号線を収容したワイヤハーネスを介してアナログセンサに接続される電子制御装置であって、
   前記駆動電源の給電により安定化電源を生成する定電圧電源回路部と、
   前記定電圧電源回路部に接続されたアナログ信号入力回路部と、
   前記信号線を介した前記アナログセンサからの検出信号が供給される変換処理回路部とを備え、
   前記アナログ信号入力回路部は、
   前記定電圧電源回路部の電源ラインに挿入されて前記電源線を介して前記アナログセンサに給電する電流制限回路部と、
   前記信号線に接続された入力信号ラインと前記変換処理回路部との間に挿入された積分回路部と、
   前記入力信号ラインと前記積分回路部との間に挿入された限流抵抗と、
   前記電源ラインと前記定電圧電源回路部のグランドラインと前記入力信号ラインとに接続された信号ノイズ吸収回路と、
   前記電流制限回路部の出力端子と前記グランドラインとの間に挿入された第１のバイパスコンデンサとを有し、
   前記第１のバイパスコンデンサの静電容量Ｃ１および寄生インダクタンスＬ１は、次式（１）
   ７×１０^６＜１/［２π√（Ｌ１×Ｃ１）］＜３５×１０^６・・・（１）
   の範囲に設定されていることを特徴とする電子制御装置。
2. 前記入力信号ラインは、プルアップ抵抗を介して前記定電圧電源回路部の前記電源ラインに接続されていることを特徴とする請求項１に記載の電子制御装置。
3. 前記入力信号ラインは、プルダウン抵抗を介して前記定電圧電源回路部の前記グランドラインに接続されていることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の電子制御装置。
4. 前記アナログ信号入力部は、前記入力信号ラインと前記グランドラインとの間に挿入された第２のバイパスコンデンサをさらに備え、前記第２のバイパスコンデンサの静電容量Ｃ２および寄生インダクタンスＬ２は、次式（２）
   ３５×１０^６＜１/［２π√（Ｌ２×Ｃ２）］あるいは１/［２π√（Ｌ２×Ｃ２）］＜７×１０^６・・・（２）
   の範囲に設定されているとともに、
   前記第２のバイパスコンデンサの７ＭＨｚ〜３５ＭＨｚの周波数帯におけるインピーダンスは、前記積分回路部に設けられた積分抵抗と前記限流抵抗との合成インピーダンスに比べて、十分低い値であることを特徴とする請求項１から請求項３までの何れか１項に記載の電子制御装置。
5. 前記アナログ信号入力部は、前記入力信号ラインと前記グランドラインとの間に挿入された第３のバイパスコンデンサをさらに備え、前記第２のバイパスコンデンサの静電容量Ｃ２および寄生インダクタンスＬ２と、前記第３のバイパスコンデンサの静電容量Ｃ３および寄生インダクタンスＬ３とは、次式（３）
   ７×１０^６＜１/［２π√｛（Ｌ２＋Ｌ３）×（Ｃ２×Ｃ３）/（Ｃ２＋Ｃ３）｝］＜３５×１０^６・・・（３）
   の範囲に設定されていることを特徴とする請求項４に記載の電子制御装置。
6. 前記第１のバイパスコンデンサは、静電容量が０.１（μＦ）〜０.０１（μＦ）のチップ型セラミックコンデンサであることを特徴とする請求項１から請求項５までの何れか１項に記載の電子制御装置。
7. 前記第２のバイパスコンデンサは、静電容量が５００（ｐＦ）〜５０００（ｐＦ）のチップ型セラミックコンデンサであることを特徴とする請求項６に記載の電子制御装置。

Images