JP2006139851A - 半導体メモリのリフレッシュ制御方法及び半導体メモリ - Google Patents
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Abstract
【課題】 リフレッシュ周期の長期化を図り、消費電流を低減可能なセルフリフレッシュ制御方法等を提供する。
【解決手段】 メモリアレイ全体のうちデータ保持対象となる所定数のワード線上のメモリセル群である保持領域と、この保持領域の全データのコピー先となるワード線上のメモリセル群であるコピー領域とを区分して設定し、セルフリフレッシュ動作の実行に先立って保持領域の各メモリセルをコピー元とし同一ビット線又は同一ビット線対におけるコピー領域の一又は複数の各メモリセルへのビット情報のコピー動作を実行する。続いて、保持領域のワード線を順次選択駆動すると同時に、対応するコピー領域の一又は複数のワード線を選択駆動することによりセルフリフレッシュ動作を実行する。セルフリフレッシュ動作の際、半導体メモリに供給される電源電圧を、セルフリフレッシュ動作の状況に応じて供給又は停止させるように切り替え制御する。
【選択図】 図3
【解決手段】 メモリアレイ全体のうちデータ保持対象となる所定数のワード線上のメモリセル群である保持領域と、この保持領域の全データのコピー先となるワード線上のメモリセル群であるコピー領域とを区分して設定し、セルフリフレッシュ動作の実行に先立って保持領域の各メモリセルをコピー元とし同一ビット線又は同一ビット線対におけるコピー領域の一又は複数の各メモリセルへのビット情報のコピー動作を実行する。続いて、保持領域のワード線を順次選択駆動すると同時に、対応するコピー領域の一又は複数のワード線を選択駆動することによりセルフリフレッシュ動作を実行する。セルフリフレッシュ動作の際、半導体メモリに供給される電源電圧を、セルフリフレッシュ動作の状況に応じて供給又は停止させるように切り替え制御する。
【選択図】 図3
Description
本発明は、例えば携帯用途の機器に搭載される擬似SRAMやDRAM(Dynamic Random Access Memory)に対するリフレッシュ技術の分野に関し、特に、通常時よりも消費電力を低減するための長周期リフレッシュ動作においてメモリアレイ中に設定された一部の領域のみを対象とするパーシャルアレイセルフリフレッシュ方式の技術分野に関するものである。
近年、携帯電話等の携帯機器には大容量のDRAMが搭載されるようになっているが、携帯機器の待機時の低消費電力化を図るため、DRAMのデータ保持状態における消費電流の低減を図ることに対する要望が強い。そのため、通常動作時よりも十分に長い周期でセルフリフレッシュ動作を実行する長周期リフレッシュの機能を備えたDRAMが開発されている。そして、長周期リフレッシュにおいて一層の低消費電力化を図る有効な手法として、パーシャルアレイセルフリフレッシュ方式が提案されている(例えば、特許文献1参照)。このパーシャルアレイセルフリフレッシュ方式は、一般に複数のバンクから構成されるメモリアレイ内において、一部のバンクについて選択的にセルフリフレッシュ動作を行うものである。この場合、一部のバンクを保持領域として設定し、保持する必要があるデータを保持領域に記憶させた状態で、保持領域に相当する部分のみ長周期のリフレッシュ動作を実行すればよい。例えば、4バンクのうち2バンクを保持領域として用いる場合、通常のリフレッシュ時に比べてリフレッシュの対象となる領域が半減することになり、DRAMの消費電流の低減に有効な手法である。
特開2004−118938号公報
しかし、携帯機器のバッテリー使用時間の増加が求められている状況の下、従来のパーシャルアレイセルフリフレッシュ方式を採用しても消費電流の低減として十分ではない。特に、携帯機器の多機能化に伴い大容量のDRAMを搭載する傾向が強くなり、セルフリフレッシュ時における消費電流のさらなる低減が課題となっている。上述したようにパーシャルアレイセルフリフレッシュ方式ではデータ保持対象のバンクを少なくすれば、その分、消費電流の低減は可能である。しかし、携帯機器の使い勝手の面からデータ保持容量もある程度確保しておく必要があり、この点で待機時におけるDRAMの消費電流の低減には限界があった。
また、セルフリフレッシュ動作時に、メモリアレイを含むアレイ回路や周辺回路に供給する所定の電源電圧を制御して所定のタイミングで電源供給を停止することにより、DRAMの消費電流を低減する手法が知られており、かかる手法をパーシャルアレイ方式に適用することも考えられる。しかし、この場合においてセルフリフレッシュ動作時に流れる電流のうち、電源供給の停止により低減可能なのは電源回路電流(ダイナミックな動作電流ではなく直流電流に相当する)に限られ、セルフリフレッシュ動作に伴うリフレッシュ動作電流は維持する必要がある。通常は、セルフリフレッシュ時に流れる電流の大部分はリフレッシュ動作電流によるものであり、電源回路電流を低減したとしても全体的には十分な電流低減効果を得ることはできなかった。
そこで、本発明はこれらの問題を解決するためになされたものであり、データを保持する保持領域を限定してセルフリフレッシュ動作を実行する場合、リフレッシュ周期のさらなる長期化を可能とし、待機時におけるDRAMの消費電流を格段に低減し得る半導体メモリのセルフリフレッシュ制御方法等を提供することを目的とする。
上記課題を解決するために、本発明の半導体メモリのリフレッシュ制御方法は、行アドレスに対応するワード線と列アドレスに対応するビット線の交点に配置される複数のメモリセルからなるメモリアレイにデータを保持するためのセルフリフレッシュ動作を制御する半導体メモリのリフレッシュ制御方法であって、前記メモリアレイの全体のうち、データ保持の対象となる所定数のワード線上のメモリセル群である保持領域と、当該保持領域の全データのコピー先となるワード線上のメモリセル群であるコピー領域とを区分して設定するステップと、前記セルフリフレッシュ動作の実行に先立って、前記保持領域の各メモリセルをコピー元とし、同一ビット線又は同一ビット線対における前記コピー領域の一又は複数の各メモリセルへのビット情報のコピー動作を実行するステップと、前記保持領域をセルフリフレッシュの対象として行アドレスを順次指定し、指定された行アドレスに対応するワード線を選択して駆動すると同時に、当該選択ワード線のコピー先として対応する前記コピー領域の一又は複数のワード線を選択して駆動することにより、前記セルフリフレッシュ動作を実行するステップと、前記セルフリフレッシュ動作の際、前記半導体メモリに供給される電源電圧を、前記セルフリフレッシュ動作の状況に応じて供給又は停止させるように切り替え制御するステップを含むことを特徴とする。
このような特徴を有する本発明によれば、データ保持の対象はメモリアレイ全体の一部である保持領域のみに限定され、他の領域は保持領域のデータをコピーするためのコピー領域として用いられる。そして、最初に保持領域からデータ領域へのコピー動作を実行し、続いて保持領域とコピー領域の対応する各々のメモルセルのワード線を同時に選択駆動してセルフリフレッシュ動作を実行する。このとき、コピー元の1個のメモリセルとコピー先の所定数のメモリセルは同一ビット線(又は同一ビット線対)に配置される位置関係にあるため、ワード線の駆動タイミングを適切に制御することにより、コピー動作とセルフリフレッシュ動作を確実に実行することができる。また、セルフリフレッシュの実行時に、データ保持の対象となる保持領域自体の容量(ここで容量は「領域のサイズ」を意味する。以降同じ。)を小さくすることに加えて、1つのビット情報を複数のメモリセルに保持しておくことで蓄積電荷を増大させ、かつビット情報が破壊される確率を減らすことにより、より長周期のリフレッシュが可能となる。さらに、セルフリフレッシュ動作の状況に応じて電源電圧の供給と停止を切り替え制御するので、上述の保持領域の容量を小さくすることとの相乗作用で、半導体メモリの待機時の消費電流を顕著に低減させることができる。
また、本発明の半導体メモリのリフレッシュ制御方法においては、前記ビット情報のコピー動作は、前記保持領域の行アドレスを順次指定し、指定された行アドレスに対応するワード線を選択して駆動するとともに、ビット線出力の増幅に要する所定時間が経過した後に前記選択ワード線のコピー先として対応する前記コピー領域の一又は複数のワード線を選択して駆動することにより実行されることを特徴とする。
また、本発明の半導体メモリのリフレッシュ制御方法においては、前記電源電圧は、前記メモリアレイを含むアレイ回路に供給するアレイ電源と、周辺回路に供給する周辺電源に区分され、前記周辺電源の切り替え制御は、前記セルフリフレッシュ動作中に一部の電源供給を停止するように制御し、前記アレイ電源の切り替え制御は、前記セルフリフレッシュ動作中に所定の周期で電源供給の停止と起動を繰り返すように制御することを特徴とする。
また、本発明の半導体メモリのリフレッシュ制御方法においては、前記セルフリフレッシュにおいて、リフレッシュ周期中の所定タイミングで前記保持領域の全てのワード線を集中的に順次選択するように制御するバーストリフレッシュを実行し、前記アレイ電源の切り替え制御は、前記バーストリフレッシュの動作期間に電源供給を行い、前記バーストリフレッシュの停止期間に電源供給を停止するように制御することを特徴とする。
上述するような本発明における電源制御に伴う一連の特徴により、セルフリフレッシュ動作に不要なアレイ電源や周辺電源の供給を適宜に停止し、セルフリフレッシュ動作時に効果的な電流低減を実現可能にする。
また、本発明の半導体メモリのリフレッシュ制御方法においては、前記保持領域の容量は複数段階を切り替え可能に設定され、それぞれの容量に応じてコピー元の1ビットに対応するコピー先のメモリセル数を選択的に変更可能であることを特徴とする。
また、本発明の半導体メモリのリフレッシュ制御方法においては、前記保持領域の容量が、予め設定された容量以下の各段階に設定されているときは前記電源電圧の切り替え制御を行い、それ以外の各段階に設定されているときは前記電源電圧の切り替え制御を行わないことを特徴とする。
また、本発明の半導体メモリのリフレッシュ制御方法においては、前記電源制御の有無を選択的に設定可能であり、前記セルフリフレッシュに際し、前記電源制御ありに設定されているときは前記電源電圧の切り替え制御を行い、前記電源制御なしに設定されているときは前記電源電圧の切り替え制御を行わないことを特徴とする。
上述するように、本発明の電源制御に際し、保持領域の容量に関係付けたりユーザの選択に応じて電源電圧の切り替え制御を行うようにしたので、DRAMの使用状況に応じて柔軟に電源制御方法を定めることができ利便性を高めることができる。
上記課題を解決するために、本発明の半導体メモリは、行アドレスに対応するワード線と列アドレスに対応するビット線の交点に配置される複数のメモリセルを含むアレイ回路と、前記アレイ回路の動作を制御する制御手段を含む周辺回路を有する半導体メモリであって、前記アレイ回路に供給されるアレイ電源と前記周辺回路に供給される周辺電源とを生成する電源生成手段と、前記メモリアレイの全体のうち、データ保持の対象となる所定数のワード線上のメモリセル群である保持領域と、当該保持領域の全データのコピー先となるワード線上のメモリセル群であるコピー領域とを区分して設定し、前記保持領域の各メモリセルをコピー元とし、同一ビット線又は同一ビット線対における前記コピー領域の一又は複数の各メモリセルへのビット情報のコピー動作を実行した後、前記保持領域をセルフリフレッシュの対象として行アドレスを順次指定し、指定された行アドレスに対応するワード線を選択して駆動すると同時に、当該選択ワード線のコピー先として対応する前記コピー領域の一又は複数のワード線を選択して駆動することにより、前記セルフリフレッシュ動作を実行するセルフリフレッシュ制御手段と、前記セルフリフレッシュ動作の際、前記電源生成手段により生成される前記アレイ電源と前記周辺電源を、前記セルフリフレッシュ動作の状況に応じて供給又は停止させるように切り替え制御する電源制御手段とを備えることを特徴とする。
このように、本発明を半導体メモリに適用する場合であっても、上述の半導体メモリのリフレッシュ制御方法と同様、本発明の作用、効果を十分に達成することができる。
また、本発明の半導体メモリにおいて、前記セルフリフレッシュ制御手段は、前記コピー動作に際し、前記保持領域の行アドレスを順次指定し、指定された行アドレスに対応するワード線を選択して駆動するとともに、ビット線出力の増幅に要する所定時間が経過した後に前記選択ワード線のコピー先として対応する前記コピー領域の一又は複数のワード線を選択して駆動することを特徴とする。
また、本発明の半導体メモリにおいて、前記電源制御手段は、前記セルフリフレッシュ動作中に前記周辺電源の一部の供給を停止するように制御するとともに、前記セルフリフレッシュ動作中に所定の周期で前記アレイ電源の供給の停止と起動を繰り返すように制御することを特徴とする。
また、本発明の半導体メモリにおいて、前記セルフリフレッシュ制御手段は、リフレッシュ周期中の所定タイミングで前記保持領域の全てのワード線を集中的に順次選択するように制御するバーストリフレッシュを実行し、前記電源制御手段は、前記バーストリフレッシュの動作期間に前記アレイ電源の供給を行い、前記バーストリフレッシュの停止期間に前記アレイ電源の供給を停止するように制御することを特徴とする。
また、本発明の半導体メモリにおいて、前記保持領域の容量として複数段階の中から一の容量を切り替え設定可能な設定用レジスタが設けられ、前記設定用レジスタの内容に応じてコピー元の1ビットに対応するコピー先のメモリセル数が識別されることを特徴とする。
また、本発明の半導体メモリにおいて、前記設定用レジスタの前記保持領域の容量が予め設定された容量以下の各段階に設定されているときは前記電源制御手段による電源制御を行い、それ以外の各段階に設定されているときは前記電源制御手段による電源制御を行わないことを特徴とする。
また、本発明の半導体メモリにおいて、前記設定用レジスタには、前記電源制御手段による電源制御の有無を選択的に設定可能であり、前記セルフリフレッシュに際し、前記設定用レジスタの内容に応じて前記電源制御手段による電源制御の有無を選択することを特徴とする。
また、本発明の半導体メモリにおいて、前記メモリアレイは、複数のブロックに分割されるとともに、一のブロック内で前記ワード線及び前記ビット線が共通となるように構成され、前記保持領域及び前記コピー領域は、前記ブロック単位で領域を確保されることを特徴とする。
本発明によれば、セルフリフレッシュの対象をメモリアレイの一部に設定されたデータ保持領域に限定するとともに、データ保持領域から同一ビット線又は同一ビット線対におけるコピー領域の一又は複数のメモリセルにコピーした上で、セルフリフレッシュの際にコピー元とコピー先のワード線を同時に選択駆動するように構成したので、より長周期のリフレッシュが可能となりセルフリフレッシュ時の半導体メモリの消費電流を大幅に低減できる。また、セルフリフレッシュ動作時に電源電圧の切り替え制御を組み合わせたので消費電流を一層低減することができる。このように、保持領域自体のサイズを縮小する効果と、同一ビット情報を複数のメモリセルに保持することで蓄積電荷が増加する効果と、セルフリフレッシュ動作時に電源電圧を制御する効果とにより、リフレッシュ周期を格段に長くして消費電流を顕著に減らすことが可能となる。
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。本実施形態においては、低消費電力化を目的とした長周期リフレッシュ動作を実行可能な構成を備えたダイナミック形RAM(DRAM)に対して本発明を適用する場合を説明する。
図1は、本実施形態に係るDRAMの全体構成を示すブロック図である。ここでは、記憶容量が256Mビットで4バンク構成のDRAMを例にとって説明する。図1に示すDRAMは、1ビットを記憶するメモリセルが行方向と列方向にマトリクス状に多数配置されたメモリアレイ10を備えている。このメモリアレイ10は、それぞれ64Mビットの記憶領域である4つのバンク(図中、バンクA、B、C、Dとして示す)に分割されている。これらの各バンクはいずれも同一の構成を備えている。なお、各々のバンクの指定は、アドレス信号に付随する2ビットのバンク選択信号に基づいて行われる。
本実施形態に係るDRAMの全体回路は、メモリアレイ10及びメモリアレイ10に付随するメインワードドライバ11、センスアンプ部12を含むアレイ回路部C1と、メモリアレイ10の周辺に設けられる行デコーダ13、行アドレスバッファ14、セルフリフレッシュ制御部15、列デコーダ16、列アドレスバッファ17、I/O制御部18、コマンドデコーダ19、クロックジェネレータ20、行アドレス切り替え部30を含む周辺回路部C2の2つに大別されるとともに、これらアレイ回路部C1及び周辺回路部C2の動作に必要となる電源電圧を生成して各部に供給する電源生成部60が設けられる。なお、メモリアレイ10に対しては、アドレス信号及び各種制御信号が供給されるとともに、メモリアレイ10に記憶するデータが入出力される。
以上の構成において、外部から供給されるアドレス信号によりメモリアレイ10のアクセス対象となる行アドレス又は列アドレスが指定される。行アドレスバッファ14には、アドレス信号により指定される行アドレスが保持され、列アドレスバッファ17には、アドレス信号により指定される列アドレスが保持される。行デコーダ13は、指定された行アドレスに対応する1本のワード線を選択する。また、列デコーダ16は、指定された列アドレスに対応する1本のビット線を選択する。なお、メモリアレイ10の各バンクのそれぞれが分割された構造を有するので、後述するように行アドレスに対応するワード線には、全体のメインワード線に加えて、細分化されたサブワード線が含まれる。
行デコーダ13及び列デコーダ16により所望のワード線及びビット線が選択されると、メモリアレイ10においてアクセス対象のメモリセルが定まる。そして、メインワードドライバ11は、行デコーダ13により選択されたワード線を選択レベルに駆動する。センスアンプ部12は、選択レベルに駆動されたワード線に接続されるメモリセルの読出しデータに対応する電位差を増幅する。そして、アクセス対象のメモリセルのデータは、I/O制御部18を介して外部と入出力される。すなわち、I/O制御部18によりメモリアレイ10からの読出しデータが外部に出力されるとともに、外部から入力された書込みデータはI/O制御部18を介してメモリアレイ10に送出される。
コマンドデコーダ19は、制御信号の組合せパターンに基づき規定される制御コマンドを判別し、動作内容に対応する制御信号を各部に送出する。なお、外部からコマンドデコーダ19に入力される制御信号としては、チップセレクト信号(/CS)、行アドレスストローブ信号(/RAS)、列アドレスストローブ信号(/CAS)、ライトイネーブル信号(/WE)があり(記号/は、ローレベルの時に信号がアクティブとなることを意味する。)、これらの任意に組合せに様々な制御コマンドが対応付けられている。
クロックジェネレータ20は、外部から入力されるクロック信号CLKに基づいて、図1の各構成要素の動作タイミングを制御するための内部クロックを生成する。なお、クロックジェネレータ20は、外部から入力されるクロックイネーブル信号CKEによりクロック信号CLKの有効性を判別する。
セルフリフレッシュ制御部15は、DRAMのデータ保持状態におけるセルフリフレッシュ動作を制御する。所定の制御コマンドに従ってセルフリフレッシュ動作が開始されると、リフレッシュカウンタ50が起動する。このリフレッシュカウンタ50は、セルフリフレッシュの対象として指定される行アドレスを順次発生する回路であり、オシレータ51(図7)の出力に基づき行アドレスを順次カウントアップして行デコーダ13に送出する。なお、セルフリフレッシュ動作について詳しくは後述する。
行アドレス切り替え部30は、通常動作時に指定される行アドレスを、パーシャルアレイセルフリフレッシュで用いる行アドレスに切り替えるための回路である。本実施形態では通常動作時と、後述のコピー動作時とセルフリフレッシュ動作時は、行アドレスの指定とワード線の選択タイミングがそれぞれ異なるので、動作状態に応じた適切な行アドレスの組合せを所定のタイミングで行アドレス切り替え部30から行デコーダ13に出力する必要がある。なお、行アドレス切り替え部30の構成及び動作について詳しくは後述する。
電源生成部60には、アレイ回路部C1に供給する電源電圧(アレイ電源)を生成するアレイ電源生成部61と、周辺回路部C2に供給する電源電圧(周辺電源)を生成する周辺電源生成部62が含まれる。そして、電源生成部60には外部から外部電源電圧VDDが供給され、所定の電源電圧を生成するために外部電源電圧VDDの降圧又は昇圧が行われる。そして、本実施形態では、セルフリフレッシュ制御部15の電源制御部52(図7)から電源生成部60に制御信号が送出され、アレイ回路部C1及び周辺回路部C2に供給する各電源電圧のパワーアップ(電源供給動作)/パワーダウン(電源停止動作)の切り替え制御を行う。なお、本実施形態の電源制御方法の詳細については後述する。
アレイ電源生成部61により生成されるアレイ電源としては、ワード線を駆動するためのワード線電圧VPPと、ビット線を駆動するためのビット線電圧VDLと、ビット線をプリチャージするためのプリチャージ電圧VBLRと、DRAMの半導体基板に供給するための基板電圧VBBと、メモリセルのキャパシタの一方の電極に供給するプレート電圧VPLTがある。一般に、ワード線電圧VPPは外部電源電圧VDDを昇圧して生成し、ビット線電圧VDL、プリチャージ電圧VBLR、プレート電圧VPLTはそれぞれ外部電源電圧VDDを降圧して生成され、基板電圧VBBは負電圧として生成される。
また、周辺電源生成部62により生成される周辺電源は、例えば、外部電源電圧VDDを降圧して生成される周辺電源電圧VPERIがある。
また、周辺電源生成部62により生成される周辺電源は、例えば、外部電源電圧VDDを降圧して生成される周辺電源電圧VPERIがある。
本実施形態において、256Mビットのメモリアレイ10の具体例としては、入出力データを16ビットの語構成とするとともに、アドレス信号のうちの13ビットを行アドレスとし、9ビットを列アドレスに割り当てる構成を採用することができる。これにより、2ビットのバンク選択信号により指定される各バンクでは、8192行×512列×16ビットのメモリセルの中から任意のアドレスの16ビットのメモリセルを指定することができる。
ここで、図2はメモリアレイ10を構成する一のバンクについての具体的な構成例である。図2に示すように、4つのバンクA〜Dに対応するメモリアレイ10は、8192本のワード線と8192本(512列×16ビット)のビット線対を含み、それらを分割した256個(16×16個)のマット100により構成されている。これら各マット100は、メモリアレイ10において行ごとのワード線(サブワード線)と列ごとのビット線を共通にする単位のブロックとして位置付けられ、異なるマット100同士ではワード線及びビット線が互いに分割されている。また、センスアンプ部12に含まれる各々のセンスアンプは、マット100単位に配置されている。
各マット100はワード線とビット線の交点に配置される512×512個のメモリセルを含んでいる。また、一のバンク内で256個のマット100の中から任意のマット100を指定するために、行アドレスのうちの4ビットと列アドレスのうちの4ビットをそれぞれ割り当てる必要がある。本実施形態では、ビット線が共通であることを前提にして後述のコピー動作等を行うので、マット100が基本的な処理単位となる。
次に、本実施形態のDRAMにおいて実行される長周期のパーシャルアレイセルフリフレッシュの概念について、図3及び図4を用いて説明する。本実施形態では、DRAMへの制御コマンドの一つであるセルフリフレッシュへのエントリーコマンドが入力されると、メモリアレイ10全体のうちデータ保持の対象領域として設定された保持領域に対するセルフリフレッシュ動作が実行される。このとき、予めユーザの設定により、メモリアレイ10中の保持領域のデータの容量(データ保持容量)を設定することができる。例えば、メモリアレイ10全体の256Mビットのうち、半分の128Mビット、4分の1の64Mビットのように、データ保持容量を選択的に設定可能となっている。そして、本実施形態では、メモリアレイ10のうち、保持領域と区分される他の領域を、保持領域の全データをコピーしておくためのコピー領域として設定する。よって、コピー領域のデータはデータ保持の対象とはならず、セルフリフレッシュ動作の実行によって元のデータは消失することになる。
図3は、一のマット100内において本発明の手法を説明する概念図である。ここでは、メモリアレイ10全体のうち半分の128Mビットをデータ保持容量として設定した場合を例にとる。図3に示されるマット100において、並列配置された複数のサブワード線SWLの一端にそれぞれサブワードドライバSWDが接続されるとともに、サブワード線SWLに直交して並列配置された複数のビット線BLは、2本ごとに一対をなしてセンスアンプSAの一方の入力端(T側)及び他方の入力端(B側)の2端に接続されている。そして、各サブワード線SWLと各ビット線BLの交点には、MOSトランジスタとキャパシタから形成されたメモリセルMCがマトリクス状に配置される。一のマット100全体に含まれるメモリセルMCは、512本のサブワード線SWLと512対(1024本)のビット線BLが設けられているので、全部で512×512個存在する。よって、各メモリセルMCは1ビットのビット情報を担うので、一のマット100では512×512ビット(256Kビット)の容量を有することになる。
なお、サブワード線SWLは、メインワード線の出力と、行アドレスの下位ビット(X0〜X2)のデコード出力との論理積を取って出力するが、以降の説明では理解を容易にするために、図3の説明を除きメインワード線の出力で代表させて説明を行う。
また、各メモリセルMCは、一対のビット線BLのうちセンスアンプSAのT側とB側に接続される一対のビット線BLに対し、いずれか一方のビット線BLに配置される。このとき、それぞれのビット線BL上では、双方のビット線BLの負荷容量(浮遊容量)を均等にすること、及びビット線長を均等にしてチップサイズの縮小又は駆動雑音のアンバランスの低減の観点から、T側とB側に接続されるメモリセルMCを均等な個数にすることが望ましい。
図3においては、マット100に含まれるサブワード線SWLを2つに分け、左半分が保持領域であり、右半分がコピー領域である例を示している。この場合、保持領域とコピー領域は対称的な配置で同一サイズ(128Kビット)となり、それぞれ256本のサブワード線SWLを含む領域となる。そして、セルフリフレッシュ動作の実行に先立って、保持領域に含まれるメモリセルMC(黒丸で示す)をコピー元とし、コピー領域に含まれる同一のビット線対上のメモリセルMC(白抜きの丸で示す)をコピー先としてビット情報がコピーされる。
駆動騒音の低減の観点およびセンスアンプSAのT側、B側のビット線負荷を均等に保つ目的から、コピー元のメモリセルMCがT側のビット線BLに接続されている場合は、コピー先のメモリセルMCをB側のビット線BLに接続することが望ましい。逆にコピー元のメモリセルMCがB側のビット線BLに接続されている場合は、コピー先のメモリセルMCをT側のビット線BLに接続することが望ましい。
なお、コピー元のメモリセルMCが接続されるビット線BLとコピー先のメモリセルMCが接続されるビット線BLは、T側とB側に分離することが好ましいが、センスアンプSAを共通とする同一のビット線対のいずれかに接続する構成であっても本発明を適用することは可能である。
また、保持領域からコピー領域へのコピー動作の実行後にセルフリフレッシュ動作を実行する際は、同一のビット線BL上でコピー元とコピー先の各メモリセルMCについて、その双方に交わる2本のサブワード線SWLが同時に選択される。よって、コピー元及びコピー先の各メモリセルMCからは、同一のビット情報に対応付けられた蓄積電荷が一体的にビット線BLを経由して出力されることになる。これにより、より長周期のリフレッシュが可能となりDRAMの消費電流を顕著に低減させることができるが、具体的なコピー動作及びセルフリフレッシュ動作とそれらの作用については後述する。
図3の例では、データ保持容量をメモリアレイ10全体の半分の128Mビットに設定する場合を示したが、本実施形態のパーシャルアレイセルフリフレッシュにおけるデータ保持容量の設定方法には多様なバリエーションがある。例えば、メモリアレイ10全体の4分の1(64Mビット)、8分の1(32Mビット)、16分の1(16Mビット)のようにデータ保持容量を多様に変化させることが可能である。
なお、データ保持容量としてメモリセルの全領域の2分の1、22分の1、・・・2M分の1(M:整数)のように最大でM段階に切り替え可能にすると、回路構成の実現が容易となる。すなわち、行アドレスのうちMビットを用いて1個の保持領域と2M−1個のコピー領域を区分して指定可能となり、本実施形態の動作に適した回路構成を実現できる。
次に図4は、メモリアレイ10のデータ保持容量を様々に変化させて設定する場合、コピー動作時のコピー元である保持領域とコピー先であるコピー領域のマット100内における関係を示す図である。メモリアレイ10におけるデータ保持容量の変化に応じて図3と異なるマット100の状態として、64Mビット(4分の1)に設定された場合を図4(a)に、32Mビット(8分の1)に設定された場合を図4(b)に、16Mビット(16分の1)に設定された場合を図4(c)にそれぞれ示している。
まず、データ保持容量の設定がメモリアレイ10全体の4分の1である場合は、図4(a)に示すように、マット100内は128本のサブワード線SWLごとに4分割される。そして、マット100の端部に保持領域A1が設定され、それ以外の3箇所にコピー領域B1が設定される。セルフリフレッシュに際しては、コピー元である保持領域A1の全てのデータが3つのコピー領域B1にそれぞれコピーされる。よって、1つの保持領域A1における任意の1個のメモリセルのビット情報は、3つのコピー領域B1〜B3の3個のメモリセルにコピーされ、同一のビット線上で併せて4個のメモリセルに同一のビット情報が保持される状態となる。
同様に、データ保持容量の設定がメモリアレイ10全体の8分の1である場合は、図4(b)に示すようにマット100が8分割され、1つの保持領域A2と7つのコピー領域B2とが設定される。また、データ保持容量の設定がメモリアレイ10全体の16分の1である場合は、図4(c)に示すようにマット100が16分割され、1つの保持領域A3と15のコピー領域B3が設定される。それぞれ、コピー動作を実行することにより、図4(b)の場合は同一のビット情報が同一のビット線上で8個のメモリセルに保持される状態となり、図4(c)の場合は同一のビット情報が同一のビット線上で16個のメモリセルに保持される状態となる。
なお、図4においては1つのマット100内のみの状態を示しているが、例えば容量の設定が全体の4分の1である場合、4つのバンクA〜Dに含まれる全てのマット100が図4(a)の状態となる。例えば、図4(a)〜(c)の各マット100の保持領域A1、A2、A3について、メモリアレイ10全体では、全部でそれぞれ4×256個分の領域が確保されることになる。
本実施形態においては、複数段階のデータ保持容量の切り替え設定に加えて、メモリアレイ10全領域についての通常のセルフリフレッシュとパーシャルアレイセルフリフレッシュとを切り替え可能にしてもよい。この場合、設定内容を保持する設定用レジスタを設け、この設定用レジスタにパーシャルアレイセルフリフレッシュモード(以下、PASRモードと呼ぶ)のオン/オフの情報と、PASRモードに対応するデータ保持容量の選択情報を保持できるにすればよい。
例えば、図5にPASRモードに関する情報を設定するための設定用レジスタの一例を示している。図5に示す例では、設定用レジスタの3ビット分をPASRモードに関する情報に割り当て、そのビットパターンに応じてPASRモードの設定を選択的に切り替えることができる。すなわち、PASRモードをオフにしてメモリアレイ10の全領域のデータを保持する設定か、あるいは、メモリアレイ10のうち半分の128Mビット、4分の1の64Mビット、8分の1の32Mビット、16分の1の16Mビットのいずれかをデータ保持容量として選択的に設定可能となっている。
次に、DRAMにおいて実行されるセルフリフレッシュの動作について図6〜図13を参照しながら説明する。以下では、電源制御の方法が異なる2つの実施例について説明する。第1の実施例におけるセルフリフレッシュの制御の流れを説明するフローチャートを図6に示し、第1の実施例におけるセルフリフレッシュ制御部15とその周辺部の回路構成の一例を図7に示し、電源生成部60における電源生成回路の具体例を図8〜図11に示す。また、第2の実施例におけるセルフリフレッシュの制御の流れを説明するフローチャートを図12に示し、第2の実施例におけるセルフリフレッシュ制御部15とその周辺部の回路構成の一例を図13に示す。
まず、第1の実施例について説明する。図6において、携帯機器の待機時など低消費電力で動作させるべき状況でDRAMに対する制御コマンドとしてセルフリフレッシュへのエントリーコマンドが入力され、これによりセルフリフレッシュ動作が開始(エントリー)される(ステップS11)。なお、この時点で既に設定用レジスタにはPASRモードに関する所望の情報が設定されているとする。
次いで、設定用レジスタの情報を参照してPASRモードのオン/オフの設定状態を判別し、PASRモードがオフに設定されているときは(ステップS12;Yes)、ステップS15に移行し、PASRモードがオンに設定されているときは(ステップS12;No)、コピー元の保持領域からコピー先のコピー領域へのバーストコピーを実行する(ステップS13)。なお、バーストコピーを実行する際は、保持領域の全てのワード線を集中的に順次選択するように制御する。
ステップS13のバーストコピーにおいては、データ保持容量に応じてワード線の駆動回数が異なっている。すなわち、データ保持容量に応じてそれぞれ、4096本(128Mビットに設定時)、2048本(64Mビットに設定時)、1024本(32Mビットに設定時)、512本(16Mビットに設定時)の保持領域のワード線を順次選択して駆動するとともに、後述の手法に従ってコピー領域の対応ワード線を選択して駆動する。これより、1ビット当たり2、4、6、8、16個のいずれかのメモリセル数にビット情報が保持される状態となる。
続いて、設定用レジスタの情報のうちデータ保持容量が128Mビットに設定されているときは(ステップS14;Yes)、ステップS15に移行し、それ以外の64Mビット、32Mビット、16Mビットに設定されているときは(ステップS14;No)、ステップS18に移行する。
ステップS12又はステップS14からステップS15に移行すると、リフレッシュカウンタ50により行アドレスをカウントアップし、一定間隔でワード線を順次選択して駆動することにより分散リフレッシュを実行する(ステップS15)。このとき、PASRモードがオフの場合は、メモリアレイ10の8192本のワード線を順次選択して駆動されるのに対し、データ保持容量が126Mビットに設定されている場合は、保持領域の4096本のワード線を順次選択して駆動し、それと同タイミングでコピー領域の4096本のワード線を選択して駆動する。なお、分散リフレッシュを実行する際は、各々のワード線についてのリフレッシュ動作の間隔が等しくなるように制御される。
次いで、上記の分散リフレッシュの実行中に、所望のタイミングで制御コマンドとしてセルフリフレッシュへのエグジットコマンドが入力された場合(ステップS16;Yes)、セルフリフレッシュ動作を停止(エグジット)する(ステップS17)。その後は、DRAMの通常動作(読み出し又は書き込み)に移行することになる。一方、エグジットコマンドが入力されない場合(ステップS16;No)、ステップS15の分散リフレッシュを継続的に実行する。
一方、ステップS14からステップS18に移行したときは、周辺電源生成部62を制御して、周辺回路部C2のうち電源制御の対象となる一部の回路部分に供給している周辺電源(周辺電源電圧VPERI)のパワーダウン制御を行う(ステップS18)。これ以降、周辺回路部C2を流れる電流は、一部の回路部分に対する電源供給が停止することにより大幅に低減する。
ここで、周辺回路部C2において電源供給を維持すべき回路部分としては、セルフリフレッシュの際の動作させる必要があるリフレッシュ制御部15、コマンドデコーダ19、クロックジェネレータ20がある。一方、周辺回路部C2に含まれる他の回路部分については、ステップS18の一部の回路部分として電源供給を停止させる対象となる。
続いて、所定のリフレッシュ間隔で、バーストリフレッシュを実行する(ステップS19)。ステップS19では、保持領域の各ワード線を順次選択して駆動し、それと同タイミングでコピー領域の対応ワード線を選択して駆動することにより、メモリアレイ10の全領域のデータ保持を行う。なお、バーストリフレッシュを実行する際は、保持領域の全てのワード線を集中的に順次選択するように制御する。
ステップS19のバーストリフレッシュにおいては、ステップS13と同様、データ保持容量に応じてワード線の駆動回数が異なっている。すなわち、データ保持容量に応じてそれぞれ、4096本(128Mビットに設定時)、2048本(64Mビットに設定時)、1024本(32Mビットに設定時)、512本(16Mビットに設定時)の保持領域のワード線を順次選択して駆動するとともに、それと同タイミングでコピー領域の対応ワード線を選択して駆動することにより、メモリアレイ10の全領域のデータが保持される。
次に、1回のバーストリフレッシュが完了した時点で、アレイ電源生成部61を制御して、アレイ回路部C1に供給しているアレイ電源のパワーダウン制御を行う(ステップS20)。そして、所望のタイミングで制御コマンドとしてセルフリフレッシュへのエグジットコマンドが入力された場合(ステップS21;Yes)、セルフリフレッシュ動作を停止(エグジット)する(ステップS24)。その後は、DRAMの通常動作(読み出し又は書き込み)に移行することになる。一方、エグジットコマンドが入力されない場合(ステップS21;No)、所定時間が経過したか否かを監視し、所定時間が未経過であるときは(ステップS22;No)、ステップS21に戻る。
ステップS22における所定時間は、リフレッシュ周期のうちバーストリフレッシュの停止期間に対応している。つまり、バーストリフレッシュの動作期間と停止期間が交互に繰り返され、それらを併せて一定のリフレッシュ周期で継続的な動作が行われる。そして、所定時間が経過したときは(ステップS22;Yes)、アレイ電源生成部61を制御して、アレイ回路部C1に供給しているアレイ電源のパワーアップ制御を行い(ステップS23)、ステップS19に戻る。これ以降、ステップS19のバーストリフレッシュを周期的に繰り返し、それに連動してアレイ回路部C1の電源供給が間欠的に制御される。
このようにステップS19〜S23の制御を繰り返すことにより、一般にバーストリフレッシュの動作期間が停止期間に比べて十分に短いことから、アレイ回路部C1の消費電流を大幅に低減することができる。
次に、ステップS24に続いて、アレイ電源生成部61と周辺電源生成部62を制御して、アレイ回路部C1と周辺供給部C2を含む全体の電源のパワーアップ制御を行う(ステップS25)。これにより、本来の電源制御の状態に戻してから、DRAMの通常動作に移行することになる。
以上のフローチャートに従って制御される第1の実施例は、例えば、図7に示す回路構成で実現される。図7においては、DRAMのセルフリフレッシュ動作に関連する要部として、コマンドデコーダ19の指令によって行アドレスと電源電圧の状態を制御するセルフリフレッシュ制御部15を、その周辺の構成要素とともに示している。
図7において、コマンドデコーダ19は、設定用レジスタにおけるPASRモードとデータ保持容量の設定内容に応じて制御フラグFa、Fb、Fc、Fd、Fe、Ffをセルフリフレッシュ制御部15に送出する。制御フラグFaはPASRモードがオフ(データ保持容量256Mビット)であることを示す。また、データ保持容量の設定に関し、制御フラグFbは128Mビット、制御フラグFcは64Mビット、制御フラグFdは32Mビット、制御フラグFeは16Mビットであることをそれぞれ示す。また、制御フラグFfは、セルフリフレッシュ動作中(エントリーからエグジットまで)であることを示す。
セルフリフレッシュ制御部15は、セルフリフレッシュの対象となる行アドレスをカウントするリフレッシュカウンタ50と、所定周波数の基準信号を発振してリフレッシュカウンタ50に供給するオシレータ51と、電源生成部60に対するパワーアップ又はパワーダウンの動作を制御する電源制御部52と、OR回路53と、5つのPASR切り替え部54〜58を含んで構成されている。
5つのPASR切り替え部54〜58は、制御フラグFa〜Feを保持する制御レジスタRとAND回路Aからなる。PASR切り替え部54には、制御フラグFaがレジスタRに入力され、さらにレジスタRの出力と制御フラグFfがAND回路Aに入力される。これにより、データ保持容量256Mビットが設定された状態で、かつセルフリフレッシュ動作中であるときは、PASR切り替え部54がオシレータ51とリフレッシュカウンタ50に制御信号を送出し、基準信号の発振周波数と行アドレスのカウント範囲がデータ保持容量256Mビットに適合するように制御される。
同様に、他のPASR切り替え部55〜58についても、制御フラグFb〜Feと制御フラグFfが入力され、それぞれオシレータ51とリフレッシュカウンタ50に制御信号を送出する構成となっている。そして、基準信号の発振周波数と行アドレスのカウント範囲が、それぞれデータ保持容量128Mビット、64Mビット、32Mビット、16Mビットに適合するように制御される。
OR回路53には、3つのPASR切り替え部56、57、58から制御信号が入力され、3つの信号のOR出力が電源制御部52に送出される。電源制御部52は、リフレッシュカウンタ50のカウント値と、OR回路53からのOR出力に基づく所定のタイミングで、電源生成部60に制御信号を送出してパワーアップ又はパワーダウンの動作を指令する。この場合、周辺電源生成部62に対しては、セルフリフレッシュ動作中にパワーダウン制御を行う一方、アレイ電源生成部61に対してはリフレッシュ周期に同期してパワーダウンとパワーアップを繰り返すように制御されることになる。そして、OR回路53の入力に対応するデータ保持容量64Mビット、32Mビット、16Mビットの3つの状態のみに、かかる電源制御が実行されることになる。これにより、図6のフローチャートに従った電源制御が可能となる。
ここで、電源生成部60では、上述したように目的に応じた複数の電源電圧を生成する必要があるため、それぞれの電源電圧に適合する複数の電源生成回路が含まれる。このような電源生成回路の具体例としては多様な形態があるが、以下では代表的な4種の電源回路生成回路の具体例について説明する。図8は、外部電源電圧VDDを降圧して出力電圧Vout1を生成する第1の電圧生成回路の構成例であり、ビット線電圧VDLの生成回路と周辺電源電圧VPERIの生成回路として用いられる。図8に示す第1の電圧生成回路は、一対のPMOSトランジスタQ1、Q2、一対のNMOSトランジスタQ3、Q4、NMOSトランジスタQ5、PMOSトランジスタQ6、Q7、基準電位発生回路201、インバータ202、電流源203からなり、出力側の負荷回路に出力電圧Vout1を供給するように構成される。
電源供給動作時は、NMOSトランジスタQ3のゲートに、基準電位発生回路201から出力される基準電圧Vref1が印加された状態で、差動構成の各MOSトランジスタQ1〜Q5と定電流源203の作用により、NMOSトランジスタQ4のゲートに接続される出力電圧Vout1が基準電圧Vref1に追随して変化していく。そして、セルフリフレッシュ動作時には、電源制御部52からパワーダウン信号が供給され、パワーダウン制御時にはハイ、電源供給時にはローに変化する。
まず、パワーダウン信号がローのときは、インバータ202を介してNMOSトランジスタQ5とPMOSトランジスタQ6の各ゲートがハイになり、NMOSトランジスタQ5がオン状態、PMOSトランジスタQ6がオフ状態になる。この場合、各MOSトランジスタQ1〜Q5は正常に動作するとともに、PMOSトランジスタQ7は、ゲートにNMOSトランジスタQ3のドレイン電圧が印加されてオン状態となり、負荷回路に出力電圧Vout1が供給される。
これに対し、パワーダウン信号がハイのときは、インバータ202を介してNMOSトランジスタQ5とPMOSトランジスタQ6の各ゲートがローになり、NMOSトランジスタQ5がオフ状態、PMOSトランジスタQ6はオン状態になる。この場合、各MOSトランジスタQ1〜Q5は、定電流源203から定電流が供給されないため動作が停止するとともに、PMOSトランジスタQ7は、PMOSトランジスタQ6を介してゲートがハイになってオフ状態となり、負荷回路への出力電圧Vout1の供給が停止する。
次に図9は、外部電源電圧VDDに基づき比較的低い出力電圧Vout2を生成する第2の電圧生成回路の構成例であり、プリチャージ電圧VBLRの生成回路とプレート電圧VPLTの生成回路として用いられる。図9に示す第2の電圧生成回路は、第1の電圧生成回路と共通の構成を備えるとともに、出力側に接続された抵抗R1、R2及び電位制御回路210が付加されている。
電源供給動作時は、図8の場合と同様の作用に従ってNMOSトランジスタQ4のゲート電圧が基準電圧Vref2に追随して変化し、その電圧に基づいて抵抗R1、R2で分圧された電圧が電位制御回路210に入力され、安定化された出力電圧Vout2を負荷回路に供給する。よって、2つの抵抗R1、R2を適切に選択することにより、出力電圧Vout2の電圧値を調整することができる。
図9において、セルフリフレッシュ動作時のパワーダウン信号の制御は、第1の電圧生成回路と同様に行われる。パワーダウン信号がローのときは、図8と同様の動作に従って、各MOSトランジスタQ1〜Q5は正常に動作し、PMOSトランジスタQ7がオン状態となって抵抗R1、R2に電流が流れ、負荷回路に出力電圧Vout2が供給される。一方、パワーダウン信号がハイのときは、図8と同様の動作に従って、各MOSトランジスタQ1〜Q5の動作が停止し、PMOSトランジスタQ7がオフ状態となって抵抗R1、R2への電流供給が行われず、負荷回路への出力電圧Vout2の供給が停止する。
次に図10は、外部電源電圧VDDを昇圧して出力電圧Vout3を生成する第3の電圧生成回路の構成例であり、ワード線電圧VPPの生成回路として用いられる。図10に示す第3の電圧生成回路は、PMOS又はNMOSトランジスタQ1〜Q5、基準電圧発生回路201、インバータ202、電流源203については第1、第2の電圧生成回路と概ね共通であるが、かかる構成にAND回路220、ブースト回路221、抵抗R3、R4が付加されている。
電源供給動作時は、図8、図9の場合と同様の作用に従ってNMOSトランジスタQ4のゲート電圧が基準電圧Vref3に追随して変化する。このとき、直列の抵抗R3、R4は、ブースト回路221の出力側とグランドの間に接続され、NMOSトランジスタQ4のゲートが抵抗R3、R4の中間点に接続されている。つまり、チャージポンプによる昇圧回路であるブースト回路221によって、基準電圧Vref3に(R3+R4)/R4を乗じた電圧値を持つ出力電圧Vout3が得られ、負荷回路に供給される。この場合も2つの抵抗R3、R4を適切に選択することにより、出力電圧Vout3の電圧値を調整することができる。
図10において、セルフリフレッシュ動作時のパワーダウン信号の制御は、第1、第2の電圧生成回路と同様に行われる。よって、パワーダウン信号がローのときは、各MOSトランジスタQ1〜Q5は正常に動作し、AND回路220の一端にハイが入力される。よって、AND回路220は、PMOSトランジスタQ4のドレイン電圧に応じた出力が得られ、それに応じてブースト回路221が動作し、負荷回路に出力電圧Vout3が供給される。一方、パワーダウン信号がハイのときは、各MOSトランジスタQ1〜Q5の動作が停止するとともに、AND回路220の一端にローが入力される。よって、AND回路220の出力がローになってブースト回路221の動作が停止し、負荷回路への出力電圧Vout3の供給が停止する。
次に図11は、外部電源電圧VDDに基づき負電圧の出力電圧Vout4を生成する第4の電圧生成回路の構成例であり、基板電圧VBBの生成回路として用いられる。図11に示す第4の電圧生成回路は、PMOS又はNMOSトランジスタQ1〜Q5、基準電圧発生回路201、インバータ202、電流源203については第1〜第3の電圧生成回路と概ね共通であるが、かかる構成にNOR回路230、負電圧ブースト回路231、抵抗R5、R6、PMOSトランジスタQ8が付加されている。
電源供給動作時は、図8〜10の場合と同様の作用に従ってNMOSトランジスタQ4のゲート電圧が基準電圧Vref4に追随して変化する。このとき、外部電源電圧VDDと負電圧ブースト回路231の出力側の間には、PMOSトランジスタQ8と直列に抵抗R5、R6が接続され、NMOSトランジスタQ4のゲートが抵抗R5、R6の中間点に接続されている。かかる構成に基づき、チャージポンプによる負電圧の発生回路である負電圧ブースト回路231によって、R5、R6の比と基準電圧Vref4により定まる負の電圧レベルを持つ出力電圧Vout4が得られ、負荷回路に供給される。この場合も2つの抵抗R5、R6を適切に選択することにより、出力電圧Vout4の電圧値を調整することができる。
図11において、セルフリフレッシュ動作時のパワーダウン信号の制御は、第1〜第3の電圧生成回路と同様に行われる。パワーダウン信号がローのときは、各MOSトランジスタQ1〜Q5は正常に動作するとともに、NOR回路230の一端にローが入力される。よって、NOR回路230は、PMOSトランジスタQ4のドレイン電圧に応じた出力が得られ、それに応じて負電圧ブースト回路231が動作し、負荷回路に出力電圧Vout4が供給される。一方、パワーダウン信号がハイのときは、各MOSトランジスタQ1〜Q5の動作が停止するとともに、NOR回路230の一端にハイが入力される。よって、NOR回路230の出力がローとなって負電圧ブースト回路231の動作が停止し、負荷回路への出力電圧Vout4の供給が停止する。
なお、図8〜図11の回路構成はそれぞれ一例であり、目的に応じて多様な構成の電源生成回路を用いることができる。この場合、所望の電圧値の大小や確保すべき電流値に適合するような回路構成を採用して、電源生成回路を構成することが望ましい。また、同種の電源電圧に対して複数の電源生成回路を設けるようにしてもよい。
以上説明した第1の実施例におけるセルフリフレッシュ中の電源制御は、データ保持容量が大きい場合(256Mビット、128Mビット)は実行せず、データ保持容量が小さい場合(64Mビット、32ビット、16Mビット)にのみ実行する構成となっている。この構成により、DRAMの使用に際し待機時の消費電流を抑える目的でデータ保持容量を小さく設定した場合、それに電源制御の効果を加えることにより、格段に消費電流を低減することができる。
また上記の例では、データ保持容量が128Mビット以上で電源制御を中止していたが、この値は128Mビットに限られず、自由に変更できることは言うまでもない。
次に、第2の実施例について説明する。図12に示すフローチャートにおいて、ステップS31〜S33の処理は、図6のステップS11〜S13の処理と共通するので説明を省略する。一方、図12においては、バーストコピー完了後にデータ保持容量に応じて電源制御を切り替えるのではなく、ユーザが予め電源制御の有無を設定する構成を採用している。従って、ステップS34では、電源制御の有無を示す電源制御フラグを参照し、電源制御なしに設定されている場合は(ステップS34;No)、ステップS35に移行し、電源制御ありに設定されている場合は(ステップS34;Yes)、ステップS38に移行する。それ以降の処理(ステップS35〜S45)は、図6のステップS15〜25の処理と共通するので、その説明を省略する。
以上のフローチャートに従って制御される第2の実施例は、例えば、図13に示す回路構成で実現される。図13においては、図7の場合と同様、セルフリフレッシュ制御部15をその周辺の構成要素とともに示している。コマンドデコーダ19は、図7と同様の制御フラグFa〜Ffに加えて、上記の電源制御フラグFgをリフレッシュ制御部15に送出する。
また、セルフリフレッシュ制御部15は、図7と比べるとOR回路53が設けられないが、PASR切り替え部54〜58に加えてPASR切り替え部59が設けられる構成になっている。これら6つの切り替え部54〜59は、図7と同様、制御レジスタRとAND回路Aからなる。PASR切り替え部54〜58には、それぞれ制御フラグFa〜Feと制御フラグFfが入力されるが、PASR切り替え部59には、電源制御フラグFgがレジスタRに入力される。よって、電源制御フラグFgが電源制御ありの設定状態であり、かつセルフリフレッシュ動作中であるときは、PASR切り替え部59から電源制御部52に制御信号を送出し、これにより電源生成部60に対しパワーアップ又はパワーダウンの動作が指令されることになる。
なお、電源制御フラグFgは、図5に示す設定用レジスタのうち1ビットを割り当て、ユーザが自在に設定可能とすることが望ましい。これにより、DRAMの使用状況に応じて、電源制御フラグFgを制御あり又は制御なしの状態に選択的に設定し、利便性の高い制御を実現することができる。
以上説明した第2の実施例におけるセルフリフレッシュ中の電源制御は、データ保持容量の設定とは独立して実行する構成となっており、DRAMの使用状況に適合するように電源制御を行うか否かを選択可能となり利便性が高い制御を実現できる。
次に、本実施形態のパーシャルアレイセルフリフレッシュを実現するためのDRAMにおける回路構成と動作を説明する。図14は、図5の設定用レジスタにおける複数段階のデータ保持容量を想定し、128Mビット、64Mビット、32Mビット、16Mビットをデータ保持容量として選択的に切り替え設定可能としたセルフリフレッシュ動作に関連する要部の回路構成例を示す図である。図14においては、セルフリフレッシュ制御部15による制御に従って、選択駆動の対象となるワード線の行アドレスを切り替えるアドレス切り替え部30の回路部分を示している。
図14に示すアドレス切り替え部30は、行アドレスX0〜X12のうち4つのビットX8、X7、X6、X5を対象にそれぞれ切り替え制御を行うため、X8切り替え部41、X7切り替え部42、X6切り替え部43、X5切り替え部44から構成される。なお、上述したように行アドレスのうち4ビットはバンク内のマット100の指定に必要となるため、一のマット100内の行アドレスの指定に9ビットが割り当てられ、その最上位ビットがビットX8となる。
これら4つの各切り替え部41〜44は、2つのインバータの間に設けられ、3つのスイッチSW1、SW2、SW3と遅延部Dを含んで構成される。インバータを介してビットX8が反転された反転ビット/X8は、各々のスイッチSW1〜SW3にそれぞれ入力される。これらスイッチSW1〜SW3のオン/オフの切り替えは、セルフリフレッシュ制御部15から供給される制御信号SCに基づいて制御される。
図15(a)には、データ保持容量ごとの各切り替え部41〜44に対する制御内容を示している。上述の設定可能な4通りのデータ保持容量に連動して1ビット当たりのメモリセル数は、2、4、8、16と2倍ずつ変化し、それぞれに対応して制御対象とすべき各切り替え部41〜44が異なる。
まず、PASRモードがオフとなるデータ保持容量256Mビットでは、4つ全ての切り替え部41〜44が固定状態となる。固定状態の制御内容については、図15(c)を用いて後述する。一方、データ保持容量128Mビット(2メモリセル/1ビット)では、X8切り替え部41のみ制御対象となり、データ保持容量64Mビット(4メモリセル/1ビット)では、X8及びX7切り替え部41、42の2つが制御対象となり、データ保持容量32Mビット(8メモリセル/1ビット)では、X8〜X6切り替え部41〜43の3つが制御対象となり、データ保持容量16Mビット(16メモリセル/1ビット)では、X8〜X5切り替え部41〜44の全てが制御対象となる。いずれの場合も、制御対象とならない切り替え部41〜44については固定状態となる。
次に図15(b)には、動作状態ごとに、図15(a)で制御対象となる各切り替え部41〜44に対する制御内容を示している。DRAMの通常動作時は、スイッチSW1のみオンとなり、スイッチSW2、SW3はオフになる。バーストコピーの際は、スイッチSW2のみオンとなり、スイッチSW1、SW3はオフになる。セルフリフレッシュの際は、スイッチSW3のみオンとなり、スイッチSW1、SW2はオフになる。
また、図15(c)には、図15(a)で固定状態となる各切り替え部41〜44に対する制御内容を示している。この場合は、常時スイッチSW1のみがオンで、スイッチSW2、SW3はオフとなり、図15(b)における通常動作時の状態に保たれる。
このような制御を行うことにより、バーストコピー時には、保持領域の所定のワード線が選択され、僅かに遅れたタイミングでビットX5〜X8のビットパターンに対応する複数のコピー領域の各々のワード線が選択される。また、セルフリフレッシュ時には、保持領域と複数のコピー領域における各々のワード線が同時に選択される。例えば、16メモリセル/1ビットの場合を説明すると、行アドレスのうちX5〜X8の4ビット全てが0である場合が保持領域に対応し、この4ビットに1が含まれる任意の組合せ(15通り)はいずれかのコピー領域に対応し、各切り替え部41〜44のスイッチSW2、SW3を介して、全部で16本のワード線が選択駆動されることになる。
図16は、図14の回路構成において16メモリセル/1ビットに設定したときの信号波形図である。まず、バーストコピー時には図16(a)の信号波形が得られる。まず、保持領域の所定の選択ワード線WLaが駆動されて電圧レベルが立ち上がり、これに続いてビット線BLの出力は、選択ワード線WLaとの交点のメモリセルの蓄積電荷により微小電圧だけ変化する。この電圧変化分がセンスアンプSAにより増幅され、タイミングt0で電圧レベルがハイ又はローに確定する。そして、選択ワード線WLaの立ち上がりのタイミングから遅延部Dによる遅延時間が経過したタイミングで、コピー領域の15本の対応ワード線WLbの電圧レベルが立ち上がる。なお、遅延部Dの遅延時間は、ビット線BLの出力をセンスアンプSAで増幅するのに要する時間を確保する必要がある。
上述したように15本の対応ワード線WLbの電圧レベルが立ち上がると、保持領域のメモリセルの蓄積電荷は同一のビット線BLを介してコピー領域のメモリセルに蓄積され、これにより保持領域のメモリセルのビット情報が各コピー領域の15個のメモリセルにコピーされることになる。なお、タイミングt1でコピー領域のメモリセルがハイ又はローに確定する。
また、セルフリフレッシュ時には図16(b)の信号波形が得られる。この場合、保持領域の所定の選択ワード線WLaとコピー領域の15本の対応ワード線WLbの計16本のワード線の各電圧レベルが同時に立ち上がる。このとき、ビット線BLの出力は、選択ワード線WLa及び15本の対応ワード線WLbの両交点における各メモリセルの蓄積電荷の影響を受けて変化する。そして、センスアンプSAにより増幅されて電圧レベルがハイ又はローに確定する。
次に、本発明の手法に基づくパーシャルアレイセルフリフレッシュを適用する場合の消費電流低減効果について説明する。本実施形態に基づく消費電流低減効果は、パーシャルアレイセルフリフレッシュに基づく効果と、それに付随する電源制御に基づく効果があるので、まず、電源制御を行わない状態での前者の効果を説明する。
図17は、本実施形態の構成に従って選択的に設定可能なデータ保持容量とセルフリフレッシュの動作状態との関係をまとめて示した図である。図17において、256Mビットのメモリアレイ10に関し、データ保持容量、保持領域のワード線総数、1ビット当たりのメモリセル数については既に述べた通りの内容となっている。また、1ビット当たりの蓄積電荷量は(1メモリセルに対し電荷q0と仮定)、データ保持容量の逆数(あるいは1ビット当たりのメモリセル数)に比例して順に2倍ずつ増加していく。
まず、データ保持容量のワード線総数に着目すると、これによりワード線を駆動する回数が定まるので、1回のセルフリフレッシュ、すなわち保持領域の全メモリセルのセルフリフレッシュに要する動作時間と比例する。そのため、データ保持容量を小さくすればセルフリフレッシュの動作時間を短縮できることになり、その分消費電流を低減できる(第1の効果)。この第1の効果に関しては、従来のパーシャルアレイセルフリフレッシュ方式と相違はない。
一方、1ビット当たりの蓄積電荷量に着目すると、1つのビット情報についてのコピー動作の回数(つまり、1ビット当たりのメモリセル数)に比例して変化していく。つまり、データ保持容量を小さくして1ビット当たりのメモリセル数を増加すれば、それにより増加した蓄積電荷量の分だけリフレッシュ間隔を長く設定し、その分消費電流を低減できる(第2の効果)。かかる第2の効果に関しては、従来のパーシャルリフレッシュ方式では得られない本発明の手法に固有の特徴であり、第1の効果と第2の効果が相まって、大幅に消費電流を低減可能となる。
ここで、1ビット当たりのメモリセル数と、メモリセルによりビット情報を保持可能な時間であるリテンションタイムの関係を考える。まず、2メモリセル/1ビットの場合、リテンションタイムは1ビット当たりの蓄積電荷量に比例することが実験的に確認されている。例えば、データ保持容量が128Mビットで、2メモリセル/1ビットの場合のリテンションタイムは、PASRなしの場合のリテンションタイムの2倍となるため、その分だけリフレッシュ周期を長く設定できる。よって、上述の第1の効果と第2の効果により、データ保持容量128Mの設定にすることで、通常時(PASRなし)に比べて消費電流を4分の1に低減可能となる。
一般に、メモリセルがハイの状態では、その蓄積電荷がリークによって減少していくが、1メモリセル/1ビットの場合は、蓄積電荷の残量が半分程度まで減少したとき、電圧レベルの変化の識別が困難となって誤動作を引き起こす。これに対し、2メモリセル/1ビットの場合は、コピー元のメモリセルがT側のビット線で、コピー先のビット線がB側のビット線であるとすると、蓄積電荷の残量が半分程度となってもT側とB側のビット線同士のレベル差が確保されるため、ビット情報を正常に読み出すことができる。この場合、メモリセルがハイの状態から時間が経過し、蓄積電荷の残量がゼロ(0VのLレベル書込み相当)に近づいた時点で誤動作を引き起こす。このように、2メモリセル/1ビットのリフレッシュ周期は、1メモリセル/1ビットの場合の2倍程度に延長可能となる。
仮に、2メモリセル/1ビットの結果を4メモリセル/1ビット以上の場合に当てはめると、リテンションタイムは1ビット当たりの蓄積電荷量に比例して長くなる。しかし、4メモリセル/1ビット以上にした場合は、単に蓄積電荷量の増加による効果だけではなく、以下に述べるように、複数のメモリセルに保持されたビット情報を読み出す際のフェイル確率が急激に小さくなる効果により、リテンションタイムを大幅に長くすることができる。
まず、256MビットのDRAMに関し、4メモリセル/1ビットの場合についてのフェイル数の期待値e1は次の(1)式で与えられる。
同様に、8メモリセル/1ビット、16メモリセル/1ビットの場合についてのフェイル数のそれぞれの期待値e2、e3は(2)、(3)式で与えられる。
上記の(1)〜(3)式の確率計算によれば、1ビット当たりのメモリセル数が2の場合に比べ、4、8、16と多重化の度合が高くなることにより、リテンションタイムは10倍、40倍、80倍程度に長くすることができる。
図18は、本実施形態のDRAMについて、1ビット当たりのメモリセル数を変えた場合におけるフェイルの累積度数とリフレッシュ周期の関係をグラフに示している。図18のグラフでは、メモリセル数/ビットが1、2の場合は実測値を用い、メモリセル数/ビットが4、8、16場合は上記(1)〜(3)式の計算値を用いている。また、図18には、256Mビットの容量に対して1ビットのフェイルを許容限界と想定したときの1ビットフェイル位置P1を示している。
図18のグラフからわかるように、同様のリフレッシュ周期に対しては、1ビット当たりのメモリセル数が増加するほどフェイルの累積度数が急激に減少する。すなわち、ビット情報を多重化して保持することにより、蓄積電荷量の増加分以上にフェイルの減少度合が大きくなるため、それだけリテンションタイムが長くなる。以下、図19を参照して、1ビット当たりのメモリセル数とリフレッシュ周期の関係を説明する。
図19には、1ビット当たりのメモリセル数を変化させたとき、フェイルを許容範囲内に保つ適正なリフレッシュ周期をグラフにして示すとともに、グラフに重ねて2つの直線L1、L2を示している。1ビット当たりのメモリセル数が1、2のときは直線L1に従って変化するが、1ビット当たりのメモリセル数が4、8、16のときは直線L2に従って変化する傾向があり、直線L1に比べて直線L2の方がリフレッシュ周期の長期化の度合が格段に大きいことがわかる。直線L1は、1ビット当たりのメモリセル数に比例して蓄積電荷量が増加し、リテンションタイムが長くなる効果を反映しているのに対し、直線L2は、図18に示されるようにビット情報の多重化によりフェイル確率が減少し、これによりリテンションタイムが長くなる効果を反映している。このように、1ビット当たりのメモリセル数を多くするほど飛躍的にリフレッシュ周期を長くでき、それだけDRAMの消費電流を大幅に低減可能となる。
次に、本実施形態において電源制御を行う場合の消費電流低減効果について説明する。図20は、図18と同様のフェイルの累積度数とリフレッシュ周期の関係について、1メモリセル/1ビットの場合の電源制御の有無による相違をグラフで比較した図である。電源制御なしの場合のグラフは、図18の1メモリセル/1ビットのグラフと同様であるのに対し、電源制御ありの場合のグラフはリフレッシュ周期の広い範囲にわたってフェイルの累積度数がさらに小さくなることがわかる。すなわち、電源制御を実行することは、同様の条件下でリテンションタイムを長くする効果を有することが確認できる。
次に、データ保持容量(1ビット当たりのメモルセル数)を増加させた場合の電源制御の効果について、図21及び図22を用いて説明する。図21は、データ保持容量を変えた場合、電源制御の有無に応じた電流の変化を示した表である。図21においては、各々のデータ保持容量に対し適切なリフレッシュ周期が設定された状態を想定し、各々の状態で電源制御の有無に応じた電流の実測値を示している。ここで、リフレッシュ動作電流は、電源生成部60のうちリフレッシュ動作に必要な電源電圧が供給された後のリフレッシュ動作に伴う消費電流なので、電源制御の有無に関わらず一定となる。一方、1ビット当たりのメモリセル数が増加するにつれ、上述の作用に基づきリフレッシュ動作電流が減少する。
これに対し、電源回路電流は、電源生成部60で生成される各電源電圧による直流電流であるため、1ビット当たりのメモリセル数とは無関係の電流値となる。しかし、電流制御なしの場合の電源回路電流が20μAであるのに対し、電源制御ありの場合の電源回路電流は5μAであり、電源制御の実行によって4分の1に減少することがわかる。これは、電源制御ありの場合は、セルフリフレッシュ中に周辺電源の一部を停止させ、かつアレイ電源を間欠的に停止させるので、その分だけ電流が少なくなっているものである。
そして、セルフリフレッシュ動作時にDRAMで消費されるセルフリフレッシュ電流は、上記のリフレッシュ動作電流と電源回路電流を足し合わせた電流となる。図21に示すように、電源制御ありの場合は電源制御なしの場合に比べ、電源回路電流の差である15μAだけセルフリフレッシュ電流を低減可能となる。
図22は、電源制御の有無とデータ保持容量に応じて、リフレッシュ周期とセルフリフレッシュ電流の関係を示すグラフであり、図21のセルフリフレッシュ電流に対応するより詳細なデータをプロットしたものである。図22からわかるように、データ保持容量を小さくしてリフレッシュ周期を長く設定するほどセルフリフレッシュ電流を低減でき、さらには電源制御を実行することによりセルフリフレッシュ電流を一層低減することができる。このとき、電源制御の有無に応じたセルフリフレッシュ電流の差は、リフレッシュ周期が長い領域で大きくなる。かかる領域では、図22に示すようにリフレッシュ動作電流がゼロに近づき、電源回路電流の差がそのままセルフリフレッシュ電流の差となるためであり、データ保持容量を小さくしてリフレッシュ周期を長くするほど本発明の適用の効果が大きくなることを意味する。
以上、本実施形態に基づき本発明について具体的に説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の変更を施すことができる。例えば、メモリアレイ10の容量や回路構成は上述の具体例に限られることなく、多様な半導体メモリに対して本発明を広く適用することができる。また、保持領域及びコピー領域に関する設定内容や切り替え段階数、具体的な設定方法等については、動作に適した形態を採用することができる。また、電源生成部60の構成や電源制御部52による制御方法については、本実施形態で説明した例に限られず多様な構成、制御方法を採用することができる。
10…メモリアレイ
11…メインワードドライバ
12…センスアンプ部
13…行デコーダ
14…行アドレスバッファ
15…セルフリフレッシュ制御部
16…列デコーダ
17…列アドレスバッファ
18…I/O制御部
19…コマンドデコーダ
20…クロックジェネレータ
30…行アドレス切り替え部
41…X8切り替え部
42…X7切り替え部
43…X6切り替え部
44…X5切り替え部
50…リフレッシュカウンタ
51…オシレータ
52…電源制御部
60…電源生成部
61…アレイ電源生成部
62…周辺電源生成部
100…マット
11…メインワードドライバ
12…センスアンプ部
13…行デコーダ
14…行アドレスバッファ
15…セルフリフレッシュ制御部
16…列デコーダ
17…列アドレスバッファ
18…I/O制御部
19…コマンドデコーダ
20…クロックジェネレータ
30…行アドレス切り替え部
41…X8切り替え部
42…X7切り替え部
43…X6切り替え部
44…X5切り替え部
50…リフレッシュカウンタ
51…オシレータ
52…電源制御部
60…電源生成部
61…アレイ電源生成部
62…周辺電源生成部
100…マット
Claims (15)
- 行アドレスに対応するワード線と列アドレスに対応するビット線の交点に配置される複数のメモリセルからなるメモリアレイにデータを保持するためのセルフリフレッシュ動作を制御する半導体メモリのリフレッシュ制御方法であって、
前記メモリアレイの全体のうち、データ保持の対象となる所定数のワード線上のメモリセル群である保持領域と、当該保持領域の全データのコピー先となるワード線上のメモリセル群であるコピー領域とを区分して設定するステップと、
前記セルフリフレッシュ動作の実行に先立って、前記保持領域の各メモリセルをコピー元とし、同一ビット線又は同一ビット線対における前記コピー領域の一又は複数の各メモリセルへのビット情報のコピー動作を実行するステップと、
前記保持領域をセルフリフレッシュの対象として行アドレスを順次指定し、指定された行アドレスに対応するワード線を選択して駆動すると同時に、当該選択ワード線のコピー先として対応する前記コピー領域の一又は複数のワード線を選択して駆動することにより、前記セルフリフレッシュ動作を実行するステップと、
前記セルフリフレッシュ動作の際、前記半導体メモリに供給される電源電圧を、前記セルフリフレッシュ動作の状況に応じて供給又は停止させるように切り替え制御するステップと、
を含むことを特徴とする半導体メモリのリフレッシュ制御方法。 - 前記ビット情報のコピー動作は、前記保持領域の行アドレスを順次指定し、指定された行アドレスに対応するワード線を選択して駆動するとともに、ビット線出力の増幅に要する所定時間が経過した後に前記選択ワード線のコピー先として対応する前記コピー領域の一又は複数のワード線を選択して駆動することにより実行されることを特徴とする請求項1に記載の半導体メモリのリフレッシュ制御方法。
- 前記電源電圧は、前記メモリアレイを含むアレイ回路に供給するアレイ電源と、周辺回路に供給する周辺電源に区分され、
前記周辺電源の切り替え制御は、前記セルフリフレッシュ動作中に一部の電源供給を停止するように制御し、前記アレイ電源の切り替え制御は、前記セルフリフレッシュ動作中に所定の周期で電源供給の停止と起動を繰り返すように制御することを特徴とする請求項1又は2に記載の半導体メモリのリフレッシュ制御方法。 - 前記セルフリフレッシュにおいて、リフレッシュ周期中の所定タイミングで前記保持領域の全てのワード線を集中的に順次選択するように制御するバーストリフレッシュを実行し、前記アレイ電源の切り替え制御は、前記バーストリフレッシュの動作期間に電源供給を行い、前記バーストリフレッシュの停止期間に電源供給を停止するように制御することを特徴とする請求項3に記載の半導体メモリのリフレッシュ制御方法。
- 前記保持領域の容量は複数段階を切り替え可能に設定され、それぞれの容量に応じてコピー元の1ビットに対応するコピー先のメモリセル数を選択的に変更可能であることを特徴とする請求項1から4のいずれかに記載の半導体メモリのリフレッシュ制御方法。
- 前記保持領域の容量が、予め設定された容量以下の各段階に設定されているときは前記電源電圧の切り替え制御を行い、それ以外の各段階に設定されているときは前記電源電圧の切り替え制御を行わないことを特徴とする請求項5に記載の半導体メモリのリフレッシュ制御方法。
- 前記電源制御の有無を選択的に設定可能であり、前記セルフリフレッシュに際し、前記電源制御ありに設定されているときは前記電源電圧の切り替え制御を行い、前記電源制御なしに設定されているときは前記電源電圧の切り替え制御を行わないことを特徴とする請求項1から5のいずれかに記載の半導体メモリのリフレッシュ制御方法。
- 行アドレスに対応するワード線と列アドレスに対応するビット線の交点に配置される複数のメモリセルを含むアレイ回路と、前記アレイ回路の動作を制御する制御手段を含む周辺回路を有する半導体メモリであって、
前記アレイ回路に供給されるアレイ電源と前記周辺回路に供給される周辺電源とを生成する電源生成手段と、
前記メモリアレイの全体のうち、データ保持の対象となる所定数のワード線上のメモリセル群である保持領域と、当該保持領域の全データのコピー先となるワード線上のメモリセル群であるコピー領域とを区分して設定し、前記保持領域の各メモリセルをコピー元とし、同一ビット線又は同一ビット線対における前記コピー領域の一又は複数の各メモリセルへのビット情報のコピー動作を実行した後、前記保持領域をセルフリフレッシュの対象として行アドレスを順次指定し、指定された行アドレスに対応するワード線を選択して駆動すると同時に、当該選択ワード線のコピー先として対応する前記コピー領域の一又は複数のワード線を選択して駆動することにより、前記セルフリフレッシュ動作を実行するセルフリフレッシュ制御手段と、
前記セルフリフレッシュ動作の際、前記電源生成手段により生成される前記アレイ電源と前記周辺電源を、前記セルフリフレッシュ動作の状況に応じて供給又は停止させるように切り替え制御する電源制御手段と、
を備えることを特徴とする半導体メモリ。 - 前記セルフリフレッシュ制御手段は、前記コピー動作に際し、前記保持領域の行アドレスを順次指定し、指定された行アドレスに対応するワード線を選択して駆動するとともに、ビット線出力の増幅に要する所定時間が経過した後に前記選択ワード線のコピー先として対応する前記コピー領域の一又は複数のワード線を選択して駆動することを特徴とする請求項8に記載の半導体メモリ。
- 前記電源制御手段は、前記セルフリフレッシュ動作中に前記周辺電源の一部の供給を停止するように制御するとともに、前記セルフリフレッシュ動作中に所定の周期で前記アレイ電源の供給の停止と起動を繰り返すように制御することを特徴とする請求項8又は9に記載の半導体メモリ。
- 前記セルフリフレッシュ制御手段は、リフレッシュ周期中の所定タイミングで前記保持領域の全てのワード線を集中的に順次選択するように制御するバーストリフレッシュを実行し、前記電源制御手段は、前記バーストリフレッシュの動作期間に前記アレイ電源の供給を行い、前記バーストリフレッシュの停止期間に前記アレイ電源の供給を停止するように制御することを特徴とする請求項10に記載の半導体メモリ。
- 前記保持領域の容量として複数段階の中から一の容量を切り替え設定可能な設定用レジスタが設けられ、前記設定用レジスタの内容に応じてコピー元の1ビットに対応するコピー先のメモリセル数が識別されることを特徴とする請求項8から11のいずれかに記載の半導体メモリ。
- 前記設定用レジスタの前記保持領域の容量が予め設定された容量以下の各段階に設定されているときは前記電源制御手段による電源制御を行い、それ以外の各段階に設定されているときは前記電源制御手段による電源制御を行わないことを特徴とする請求項12に記載の半導体メモリ。
- 前記設定用レジスタには、前記電源制御手段による電源制御の有無を選択的に設定可能であり、前記セルフリフレッシュに際し、前記設定用レジスタの内容に応じて前記電源制御手段による電源制御の有無を選択することを特徴とする請求項12に記載の半導体メモリ。
- 前記メモリアレイは、複数のブロックに分割されるとともに、一のブロック内で前記ワード線及び前記ビット線が共通となるように構成され、
前記保持領域及び前記コピー領域は、前記ブロック単位で領域を確保されることを特徴とする請求項8から14のいずれかに記載の半導体メモリ。
Priority Applications (2)
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Cited By (3)
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JP2012128925A (ja) * | 2010-12-17 | 2012-07-05 | Elpida Memory Inc | 半導体装置 |
JP6084318B1 (ja) * | 2016-02-22 | 2017-02-22 | 力晶科技股▲ふん▼有限公司 | 揮発性半導体記憶装置のリフレッシュ制御回路及び方法、並びに揮発性半導体記憶装置 |
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-
2004
- 2004-11-11 JP JP2004328290A patent/JP2006139851A/ja not_active Withdrawn
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