JP2006129644A - モータ駆動システムの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 複数電源を用いたモータ駆動システムを、より低損失で、より小型に、より低コストにしつつ、各電源から供給する電力を任意の値に制御可能とするモータ駆動システムの制御装置を提供する。
【解決手段】 ３以上の電位を出力するマルチ出力直流電源(10)と、この電源の出力電圧を変換した電圧をモータに印加することでこのモータを駆動する電力変換装置(30)とで構成されるモータ駆動システムの制御装置(40)であって、前記モータに印加する電圧の指令値を生成する電圧指令値生成手段と、前記電圧指令値生成手段から出力される電圧指令値に基づき、前記マルチ出力直流電源の各出力電位に対応した複数の電圧指令値からなる電圧指令値群を生成する電圧分配手段(44)と、前記電圧分配手段が出力される前記電圧指令値群に基づいて各直流電源に対応したスイッチング素子(30U,30V,30W)を各々駆動し、前記電圧指令値群に応じたパルス状電圧を生成するパルス状電圧生成手段(47)とをそなえることを特徴とする制御装置(40)を提供する。
【選択図】図２

Description

本発明は、モータ駆動システムの制御装置に関するものである。

近年、燃料電池を用いてモータを駆動する様々な技術が開発されつつある。例えば、燃料電池を主電源として高効率かつ高応答にモータを駆動するための技術が開示されている（特許文献１を参照されたい。）。この例では、図１に示すように蓄電器（バッテリ）がＤＣ-ＤＣコンバータを介して燃料電池と並列に接続された構成になっており、ＤＣ-ＤＣコンバータの出力電圧を制御することで電源としての出力効率を改善することを狙ったものである。
特開２００２-１１８９８１号公報（段落0004-0006、図１）

しかしながら、この従来例は、ＤＣ-ＤＣコンバータを使って燃料電池とバッテリを並列に接続する構成となっているため、以下の問題点があった。
・ＤＣ-ＤＣコンバータを使用しているため、システムのサイズが大きくなるとともに、コストが高い。
・バッテリ電圧はＤＣ-ＤＣコンバータで変換したうえでさらにインバータで変換を行いモータに印加されるため損失が大きい。
以上の点を鑑みて、本発明は、複数電源を用いたモータ駆動システムを、より低損失で、より小型に、より低コストにしつつ、各電源から供給する電力を任意の値に制御可能とするモータ駆動システムの制御装置を提供するものである。

上述した諸課題を解決すべく、第１の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
３以上の電位を出力するマルチ出力直流電源と、この電源の出力電圧を変換した電圧をモータに印加することでこのモータを駆動する電力変換装置とで構成されるモータ駆動システムの制御装置であって、
前記モータに印加する電圧の指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
前記電圧指令値生成手段から出力される電圧指令値に基づき、前記マルチ出力直流電源の各出力電位に対応した複数の電圧指令値からなる電圧指令値群を生成する電圧分配手段と、
前記電圧分配手段が出力される前記電圧指令値群に基づいて各直流電源に対応したスイッチング素子を各々駆動し、前記電圧指令値群に応じたパルス状電圧を生成するパルス状電圧生成手段と、
をそなえることを特徴とする。

また、第２の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記パルス状電圧生成手段が、
ＰＷＭパルスを生成する手段であって、前記マルチ出力直流電源から出力される各出力電圧（マルチ出力直流電源電圧）から、それぞれのＰＷＭパルスを生成する（各出力電圧から各ＰＷＭパルスを生成する）、
ことを特徴とする。

さらにまた、第３の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記パルス状電圧生成手段が、
ＰＷＭを行う１周期Ｔpにおいて、前記マルチ出力電源から出力される複数の出力電圧それぞれから複数のＰＷＭパルスを生成するように構成されている、
ことを特徴とする。

さらにまた、第４の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記マルチ出力直流電源から出力される出力電位は３（即ち出力電圧は２）である、ことを特徴とする。

さらにまた、第５の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
ＰＷＭ１周期Ｔpにおいて、前記マルチ出力直流電源から出力される２つの出力電圧Ｖdc1、Ｖdc2から生成される各ＰＷＭパルスの生成時間Ｔp1、Ｔp2は、その比率Ｔp1：Ｔp2が一定である、
ことを特徴とする。

さらにまた、第６の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記電圧指令値生成手段が、
前記マルチ出力直流電源電圧のそれぞれの出力部から供給すべき電力の目標値である分配電力目標値に応じて前記電圧指令値群を生成し、
前記各ＰＷＭパルスの生成時間Ｔp1、Ｔp2が、それぞれが対応する分配電力目標値の大きさに連動して変化させられる、
ことを特徴とする。

さらにまた、第７の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記各ＰＷＭパルスの時間Ｔp1、Ｔp2が、それぞれが対応する分配電力目標値の大きさに比例させて求められる、或いは少なくとも比例演算を行って求められる、
ことを特徴とする。

さらにまた、第８の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記各ＰＷＭパルスの生成時間Ｔp1、Ｔp2に対して、上限、下限のリミッタが設けられている（所定の範囲内におさまるように調整される）、
ことを特徴とする。

さらにまた、第９の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記各ＰＷＭパルスの一方は、１ＰＷＭ周期の中央部にオンパルスが生成され、前記各ＰＷＭパルスの他方は１ＰＷＭ周期の両端部にオンパルスが生成される、
ことを特徴とする。

さらにまた、第１０の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記各ＰＷＭパルスの一方のオンパルスと、前記各ＰＷＭパルスの他方のオンパルスとが、互いに隣接するように生成される、
ことを特徴とする。

さらにまた、第１１の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記各ＰＷＭパルスの一方のオンパルスが１ＰＷＭ周期の端部に生成され、前記各ＰＷＭパルスの他方のオンパルスが、前記１ＰＷＭ周期の前後の各周期において、この１ＰＷＭ周期側の端部に生成される、
ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。

さらにまた、第１１の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記マルチ出力直流電源の各出力電圧の一方の電圧Ｖdc1からＰＷＭパルスを生成するための第１のノコギリ波キャリアと、他方の電圧Ｖdc2からＰＷＭパルスを生成するための第２のノコギリ波キャリアとを使用し、
前記第１のノコギリ波キャリアと前記第２のノコギリ波キャリアとの各頂点が一致した対称波形となるように調整されている（即ち、一方のキャリアの最大値点（または最小値点）と他方のキャリアの最小値点（または最大値点）の位相が一致するような対称波形となるように制御する、或いはこのような対称波形となるように制御されたキャリアを外部から受信して使用する）、
ことを特徴とする。

さらにまた、第１２の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記マルチ出力直流電源の各出力電圧の一方の電圧Ｖdc1からＰＷＭパルスを生成するための第１のキャリアと、他方の電圧Ｖdc2からＰＷＭパルスを生成するための第２のキャリアとを使用し、
前記第１のキャリアと前記第２のキャリアの位相が反転している、
ことを特徴とする。

さらにまた、第１３の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記電圧指令値群を構成する電圧指令値であって、前記マルチ出力直流電源から出力される出力電圧Ｖdc1から生成される電圧の指令値ｖ21*と、Ｖdc2から生成される電圧の指令値であるｖ22*は、それぞれＶdc1、Ｖdc2による正規化と、Ｖdc1、Ｖdc2それぞれから供給する電力の目標値である分配電力目標値rto_pa、rto_pbに応じた修正とが施された値である第１の瞬時変調率ｍ21_c*、第２の瞬時変調率ｍ22_c*に変換され、それらがそれぞれ第１のキャリア、第２のキャリアと比較されることでＰＷＭパルスが生成される、
ことを特徴とする。

さらにまた、第１４の発明によるモータ駆動システムの制御装置は、
前記第１の瞬時変調率m21*、第２の瞬時変調率ｍ22*が、前記分配電力目標値rto_pa、rto_pbと前記マルチ出力直流電源の出力電圧Ｖdc1、Ｖdc2に応じたオフセット量を加算する処理の少なくとも１つを行って得られた値に応じた値に設定される、
ことを特徴とする。

第１の発明では、電圧分配手段が出力する第２の電圧指令値群に基づいてパルス状電圧を生成するパルス状電圧生成手段を設けたことによって、電力分配手段からの指令値群に応じたパルス生成が可能となる。

第２の発明では、パルス状電圧生成手段は、ＰＷＭパルスを生成する手段であって、マルチ出力直流電源の出力電位の一つの電位を基準にした出力電圧（マルチ出力直流電源電圧）のそれぞれの電圧からＰＷＭパルスを生成することによって、それぞれの電圧の出力部から出力される電力を制御できる。

第３の発明では、ＰＷＭを行う１周期（１ＰＷＭ生成周期=Ｔp）において、上記マルチ出力電源の複数の出力電圧それぞれからＰＷＭパルスを生成することによって、１ＰＷＭ周期の期間で電源の各出力電圧から電力を取り出すため、高速かつ高効率で緻密な電力制御が可能となる。

第４の発明では、マルチ出力直流電源の出力電位は３という最も簡単な構成であるためＰＷＭ制御を容易に行うことができる。

第５の発明では、各出力電圧（Ｖdc1、Ｖdc2）から生成される各ＰＷＭパルスの時間（Ｔp1、Ｔp2）は、その比率Ｔp1：Ｔp2を一定にすることによって、時間が固定されているのでパルス生成するための演算が簡単で済み制御を容易に行うことができる。

第６の発明によれば、各ＰＷＭパルスの時間（Ｔp1、Ｔp2）を、それぞれが対応する分配電力目標値の大きさに連動して変化させることによって、分配電力目標値が大きい方の電源から生成する電圧値は大きくなるが、分配電力目標値の大きさに連動してパルスの時間を大きくするようにしたので、電圧を有効に利用することができる。

第７の発明によれば、各ＰＷＭパルスの時間（Ｔp1、Ｔp2）を、それぞれが対応する分配電力目標値の大きさに比例したもの、または少なくとも比例演算を行って求められたものとした。即ち、第６の発明をより具体化したものである。

第８の発明では、各ＰＷＭパルスの時間Ｔp1、Ｔp2には、上限、下限のリミッタを設けたことによって、Ｔp1、Ｔp2が０となることがなくなり、一定時間に生成されるパルス数が急に減少することを防止できるようになる。従って、可聴音の問題を低減でき、電動車両においては車内騒音や外部への騒音を低減することが可能となる。

第９の発明では、各ＰＷＭパルスの一方は１ＰＷＭ周期の中央部にオンパルスが生成され、他方は１ＰＷＭ周期の両端部にオンパルスが生成されるようにしてあるため、１ＰＷＭ周期におけるオンデューティを０〜１００%まで変化させることができる。

第１０の発明によれば、各ＰＷＭパルスの一方のオンパルスと他方のオンパルスとを互いに隣接するように生成することによって、電圧源のオンパルスを連続的に生成できるため、一連のオンパルスを１つの連続したパルスとみなすことができる。このため、一方の電源を使用しない場合も、交流モータに印加される電圧パルスの周波数は変化せず、２つの電源を使用しているときと同じ可聴音が出る、即ち可聴音周波数が変化しない。従って、作業者、特に本発明を電動車両に適用した場合などでは運転者が不快に感じる電磁騒音の急激な増加を防止することができる。また、本発明によれば、本方法で使用する電力変換装置の各スイッチのスイッチング周波数は等しいため、スイッチ群のうちのあるスイッチへ損失が局所的に偏ることもない。

第１１の発明によれば、電圧源のオンパルスを隣接したＰＷＭ周期の始端部と終端部とに配置させて周期の境界を挟んで互いに隣接させるように生成することで、結果として連続的なパルスが生成することができる。これによって、第１０の発明をより容易に実現させることが可能となる。

第１２の発明によれば、頂点が一致した対称波形の２つのノコギリ波キャリアを儲け、これらのキャリアと変調率指令値との比較によって、電圧源のオンパルスを、ＰＷＭ周期の始端部と終端部とにそれぞれ生成することが可能である、これによって、第１１の発明をより容易に実現させることが可能となる。

第１３の発明では、マルチ出力直流電源の各出力電圧の一方の電圧Ｖdc1からＰＷＭパルスを生成するための第１のキャリアと、他方の電圧Ｖdc2からＰＷＭパルスを生成するための第２のキャリアとを備え、第１のキャリアと第２のキャリアの位相を反転している。これにより、例えば第９の発明のようなパルス生成をより容易に実現できる。

第１４の発明では、電圧指令値群を構成する電圧指令値であって、マルチ出力直流電源の出力電圧Ｖdc1から生成される電圧の指令値であるｖ21*と、Ｖdc2から生成される電圧の指令値であるｖ22*は、それぞれＶdc1、Ｖdc2による正規化と、Ｖdc1、Ｖdc2それぞれから供給する電力の目標値である分配電力目標値rto_pa、rto_pbに応じた修正とが施された値に変換され（第１の瞬時変調率ｍ21_c*、第２の瞬時変調率ｍ22_c*）、それらがそれぞれ第１のキャリア、第２のキャリアと比較されることでＰＷＭパルスが生成されるようにした。これによって、電流制御のゲインを電圧によって変化させること、また、電源電圧の有効利用が可能となる。

第１５の発明では、第１の瞬時変調率m21*、第２の瞬時変調率ｍ22*は、分配電力目標値rto_pa、rto_pbとマルチ出力直流電源の出力電圧Ｖdc1、Ｖdc2に応じたオフセット量を加算する処理の少なくとも１つの処理を行って得られた値に応じた値に設定されたものである。これにより、電源電圧の有効利用が可能となる。

以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。
第１の実施例
図２は、本発明の第１の実施例によるモータ駆動システムの制御装置の機能ブロック図である。本実施例では、直流電源10aと直流電源10bとで構成されるマルチ出力直流電源10と、この電源の電圧を用いてモータに印加する電圧を生成する電力変換器30と、モータ20と、電力変換器30を駆動することでモータ20のトルクを制御しつつ、直流電圧源10a、10bそれぞれから供給される電力の分配比率を制御する制御装置40とで構成される。

マルチ出力直流電源10は、直流電圧源10aの低電位側端子と10bの低電位側端子が接続されて共通電位（以降、ＧＮＤ電位と記す）が構成されている。この電源は、３つの電位、つまり、ＧＮＤ電位、直流電圧源10aの電位Ｖdc_a、直流電圧源10bの電位Ｖdc_bを出力する電源である。
モータ20は３相交流モータである。このモータは、後述する電力変換器30から出力される交流電圧により駆動される。
電力変換器30は、マルチ出力直流電源10から出力される３つの電位の電圧をもとに、モータに印加する電圧を生成する直流-交流電力変換器である。この電力変換器は、図４に示すように各相同じ構成のスイッチ手段で構成されている。Ｕ相のスイッチ手段30Uを使って説明する。このスイッチは、モータ20のＵ相に出力する電圧を生成するスイッチ手段である。ＧＮＤ電位、Ｖdc_a、Ｖdc_ｂのなかから択一的に接続するスイッチであり、各電位に接続する時間の割合を変化させることで、モータに必要な電圧を供給する。Ｖ相のスイッチ手段30V、Ｗ相のスイッチ手段30Wも同様である。

図２に戻って、制御装置40の構成を説明する。41は、外部より与えられるトルク指令とモータの回転速度とからモータのｄ軸電流の指令値ｉd*とｑ軸電流の指令値ｉq*とを演算するトルク制御手段（回路）である。42は、ｄｑ軸電流指令値ｉd*、ｉq*とｄｑ軸電流値ｉd、ｉqとから、これらを一致させるための電圧指令値ｖd*、ｖq*を演算する電流制御手段（回路）である。ｉd、ｉqは３相／ｄｑ変換手段（回路）48により３相電流ｉu、ｉｖから求められる。43は、ｄｑ軸電圧指令値ｖd*、ｖq*を３相電圧指令ｖu*、ｖq*、ｖw*に変換するｄｑ／３相電圧変換手段である。44は、３相電圧指令を、電源10ａから供給する電力Ｐaと、電源10ｂから供給する電力Ｐbの分配目標値（rto_pa、rto_pb）に応じて、それぞれの電源の電圧から生成するＵ相電圧指令ｖu_a*、ｖu_b*、Ｖ相電圧指令ｖv_a*、ｖv_b*、Ｗ相電圧指令ｖw_a*、ｖw_b*を生成する電圧分配手段（回路）である（以下、電源10ａから生成する電圧の指令を電源10ａ分電圧指令、電源10ｂから生成する電圧の指令を電源10b分電圧指令と記す）。45は、電源10ａの電圧Ｖdc_a、電源10bの電圧Ｖdc_bを入力し、ｖu_a*、ｖu_b*、ｖv_a*、ｖv_b*、ｖw_a*、ｖw_b*正規格化した電圧指令である瞬時変調率指令ｍu_a*、ｍu_b*、ｍv_a*、ｍv_b*、ｍw_a*、ｍw_b*を生成する変調率演算手段（回路）である。46は、瞬時変調率指令にＰＷＭを行う前の処理を行い最終的な瞬時変調率指令ｍu_a_c*、ｍu_b_c *、ｍv_a_c *、ｍv_b_c *、ｍw_a_c *、ｍw_b_c *を生成する変調率補正手段（回路）である。47は、最終的な瞬時変調率指令に基づいて電力変換器30の各スイッチをオン／オフするＰＷＭパルスを生成するＰＷＭルス生成手段（回路）である。

次に作用を説明する。本発明の最大の特徴は、図４に示すような簡単な構成の電力変換器で、モータのトルクを制御しつつ、２つの電源10a、10bから供給する電力の割合を指令値に応じて自由に変更できることにある。図２において、電圧分配手段44、規格化電圧指令生成手段45で電力の分配を所望の値にするための電圧指令値を生成する。電力分配手段44では、以下のような原理に基づいて演算を行う。
モータのトルクを指令値どおりに制御しつつ、電源10ａから供給される電力Ｐaと電源10ｂから供給される電力Ｐbの割合を変更するには以下の２つの条件を満たせば良い。
１．電圧条件
Ｖu*＝Ｖu_a*＋Ｖu_b*
Ｖv*＝Ｖv_a*＋Ｖv_b*
Ｖu*＝Ｖw_a*＋Ｖw_b*
２．電力条件
Ｐa：Ｐb＝Ｖu_a*：Ｖu_b*
Ｐa：Ｐb＝Ｖv_a*：Ｖv_b*
Ｐa：Ｐb＝Ｖw_a*：Ｖw_b*

図８、図１０にＵ相電圧指令Ｖu*と電源10ａ分電圧指令Ｖu_a*・電源10b分電圧指令Ｖu_b*を示す。図８は、ＰaとＰbが同符号の場合であり、図１０は異符号の場合である。上の２条件を電圧ベクトル表示すると、次のようになる。
１．電圧条件
Ｖ*＝Ｖa*（Ｖu_a*、Ｖv_a*、Ｖw_a*）＋Ｖb*（Ｖu_b*、Ｖv_b*、Ｖw_b*）
２．電力条件
Ｐa：Ｐb＝sgn（Ｖa*）｜Ｖa*（Ｖu_a*、Ｖv_a*、Ｖw_a*）｜
：sgn（Ｖb*）｜Ｖb*（Ｖu_b*、Ｖv_b*、Ｖw_b*）｜
ただし、sgn（Ｖa*）、sgn（Ｖb*）は、電圧ベクトルＶと同じ方向を１、反対方向を−１と定義する。
また、電圧ベクトルで表記すると、図９、図１１のようになる。

さて、図２に戻って電圧分配手段44の動作を説明する。２つの電源から供給される電力の和をＰとすると、
Ｐ＝Ｐa＋Ｐb
である。
ここで、
Ｐa＝rto_pa・Ｐ
Ｐb＝rto_pb・Ｐ
と定義する。ただし、
rto_pa＝Ｐa/Ｐ
rto_pb＝Ｐb／Ｐ
である。

電圧分配手段44には、電圧指令ｖu*、ｖv*、ｖw*と分配電力指令値rto_pa（＝１-rto_pb）が入力される。これらから、以下の計算により電源10ａ分電圧指令、電源10b分電圧指令を求める。
ｖu_a*＝rto_pa・ｖu*
ｖu_b*＝rto_pb・ｖu*
ｖv_a*＝rto_pa・ｖv*
ｖv_b*＝rto_pb・ｖv*
ｖw_a*＝rto_pa・ｖw*
ｖw_b*＝rto_pb・ｖu*

以下、変調率演算手段45、変調率補正手段46、ＰＷＭパルス生成手段47を図３Ａ、図５、図６Ａを用いて詳細に説明する。
図３Ａは、図２の45〜47の手段で構成される部分を抜き出した機能ブロック図である。図５は、図３Ａ（及び後で説明する図３Ｂ）の各手段で行う演算をフローチャートで示したものである。図６Ａは、第１の実施例によるＰＷＭパルスの生成方法を示すタイミングチャートである。以下の説明は、Ｕ相についてのみ行うが、Ｖ相、Ｗ相についても全く同様の操作を行う。

変調率演算手段45
手段45では、図５に示す演算２を行う。Ｕ相の電源10ａ分電圧指令ｖu_a*、電源10b分電圧指令ｖu_b*をそれぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu_b*を求める。
ｍu_a*＝ｖu_a*／(Ｖdc_a／２)
ｍu_b*＝ｖu_b*／(Ｖdc_b／２)

変調率補正手段46
手段46では、図５に示す演算３を行う。電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu*_bから０．５を減算することで最終的な瞬時変調率指令ｍu_a_c*、ｍu_b_c*を求める。
ｍu_a_c*＝ｍu_a*―０.５
ｍu_b_c*＝ｍu_b*―０.５

ＰＷＭパルス生成手段47
手段47では、図５に示す演算４を行う。図６Ａを用いてその動作を説明する。まず、電源10ａの電圧Ｖdc_aから最終的な電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a_c*に基づいてＰＷＭパルスを生成する際に用いる電源10ａ用キャリアと、最終的な電源10b分瞬時変調率指令ｍu_b_c*から電源10b分電圧指令に基づいてＰＷＭパルスを生成する際に用いる電源10ａ用キャリアがあり、これらの位相は反転するように調整されている。
ｍu_a_c*と電源10ａ用キャリアとを比較してｖu_pwm１を生成する。また、ｍu_b_c*と電源10ｂ用キャリアとを比較してｖu_pwm2を生成する。そして、ｖu_pwm１、ｖu_pwm2、ｖu_pwm3（ｖu_pwm１とｖu_pwm2のNOR）が生成される。これらの信号が図４におけるＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３に加えられる。

この方法により、１ＰＷＭ周期Ｔpwmの半分が電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Ｔp1となり、残り半分が電源10b分瞬時変調率指令ｍu_a_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Ｔp2となる。つまり
Ｔp1＝Ｔp2＝Ｔpwm／２
である。
また、キャリアを反転させているため、電源10ａから生成されるｖu_pwm1のオンパルスは１ＰＷＭ周期の始まりと終わりの両端部に発生し、電源10ｂから生成されるｖu_pwm2のオンパルスは１ＰＷＭ周期の中央部に発生する。従って。それぞれのＯＮデュティが０〜１００％なる範囲すべてのパルスを生成することができる。
以上の演算により、ＰＷＭパルスが生成される。

図１２に、本制御装置でモータを駆動した場合のシミュレーション結果を示す。モータを一定トルク一定回転で駆動し、電源10ａの分配電力指令値rto_paを０から徐々に増やした場合（電源10ｂの分配電力指令値rto_paを１から徐々に減らした場合）のシミュレーション結果である。まず、モータトルクであるが、ｄｑ軸電流は、ｄｑ軸電流指令値に一致していることより、電力を変化させてもトルクは指令値に追従していることが分かる。次に電力分配制御であるが、分配電力指令値どおりに、電源10ａ供給電力Ｐaが徐々に増加し、電源10b供給電力Ｐbが上場に減少していることが確認できる。時間０〜時間ｔ１までは、Ｐa、Ｐbは同じ符号の電力である。この状態は、モータに供給する電力を電源10ａと電源10ｂとで分担している状態である。時間ｔ１以降は、Ｐａは正であり、Ｐbは負となる指令値であるが、やはり指令値に追従している。この状態は、電源10ａからモータ出力以上の電力を供給し、残りを電源10ｂに回生している状態である。
以上説明してきたように、本実施例では、モータトルクをトルク指令どおりの値に制御しながら、電源10ａと電源10ｂから供給する電力の割合を指令値どおりに制御することができる。

第２の実施例
図３Ｂは、第２の実施例による機能ブロック図である。図６Ｂは、第２の実施例によるＰＷＭパルスの生成方法を示すタイミングチャートである。本実施例が、第１実施例と異なるのはＰＷＭパルス生成手段47aである。図５のフローチャートに示してある各演算を行うが、ＰＷＭ生成手段47aで行われる演算が実施例とは以下のように異なる。
ＰＷＭパルス生成手段47a
手段47aでは、図５に示す演算４を行う。図６Ｂを用いてその動作を説明する。まず、電源10ａ用キャリアは、電源10a用の電圧Ｖdc_aから
電圧パルスを出力するために、各スイッチを駆動するＰＷＭパルスを生成するためのノコギリ波キャリアであり、同様に、電源10ｂ用のキャリアとしてノコギリ波キャリアを設ける。これらの２つのノコギリ波キャリアは、上限＋１、下限−１の値を取る、頂点が一致した対称波形に調整されたものである。
電源10a分瞬時変調率指令ｍu_a_c*と電源10b用キャリアとを比較し、ｖu_pwm１を生成する。比較時のｖu_pwm１生成は次のように行う。
ｍu_a_c* ＞ 電源10a用キャリア ならば ｖu_pwm1＝オン
ｍu_a_c* ≦ 電源10a用キャリア ならば ｖu_pwm1＝オフ
また、同様に、ｖu_pwm2生成は次のように行う。
ｍu_b_c* ＞ 電源10b用キャリア ならば ｖu_pwm2＝オン
ｍu_b_c* ≦ 電源10b用キャリア ならば ｖu_pwm2＝オフ
このようにして、ｖu_pwm1、ｖu_pwm2、ｖu_pwm3（ｖu_pwm1とｖu_pwm2のNOR）が生成される。これらの信号が図４のＳＷ１〜３に加えられる。

また、電源10a用キャリアと電源10ｂ用キャリアとは、ＰＷＭ周期内で互いに対称な波形であるため、電源10aから生成されるvu_pwm1のオンパルスは、１ＰＷＭ周期の始まりの端部に発生し、電源10bから生成されるvu_pwm2のオンパルスは、１ＰＷＭ周期の始まりの終端部に発生する。このように、vu_pwm2とvu_pwm1は、ＰＷＭ周期の端部に連続的に発生するため、vu_pwm2とvu_pwm1とのNORで生成されるvu_pwm3のＰＷＭパルスの数は、１ＰＷＭ周期に１つとなる。即ち、各スイッチＳＷ１〜３の１ＰＷＭ周期あたりのスイッチング回数は等しくなり、スイッチングに伴う損失も各スイッチで大きく異なることはない。
この方法により、１ＰＷＭ周期Ｔpwmの半分が電源10a分瞬時変調指令mu_a_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Tp1となり、残り半分が電源10b分瞬時変調率指令mu_b_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Tp2となる。つまり、
Tp1=Tp2=Ｔpwm／２
である。

第３の実施例
図１５は、本発明の第３の実施例によるモータ駆動システムの制御装置の機能ブロック図である。本実施例が第１の実施例と異なるのは、変調率補正手段46aである。他の部分は第１の実施例と同様である。第１実施例では、電源10ａ分電圧指令から生成するパルスに割り当てる時間Ｔp1と電源10b分電圧指令から生成するパルスに割り当てる時間Ｔp2と１ＰＷＭ周期Ｔpwmの関係をＴp1＝Ｔp2＝Ｔpwm／２としたが、本実施例では２つの分配電力指令値rto_paとrto_pbの大きさに応じてＴp1、Ｔp2を変化させるようにすることで、二つの分配電力目標値rto_paとrto_pbの大きさが大きく異なる場合に、直流電源電圧を有効に利用できるようにしている。
以下、図７、図１３、図１４を用いて説明する。

変調率補正手段46a
図７は、図１５の一部を抜き出した機能ブロックである、即ち、第３の実施例による機能ブロック図である。図７の手段46aでは、図１３に示す演算３aを行う。電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a*、電源10b分瞬時変調率指令ｍu*_bに分配電力目標値の大きさに応じた値を乗じるとともにオフセット値を減算することで、分配電力目標値の大きさが大きい電源から生成する電圧を大きくできるようにしている。

ＰＷＭパルス生成手段47
手段47では、図１３に示す演算４を行う。図１４を用いてその動作を説明する。演算は第１の実施例のＰＷＭパルス生成手段47と全く同様であるが、変調率補正手段46の出力ｍu_a_c*、ｍu_b_c*が第１の実施例と異なるため、生成されるＰＷＭパルスが異なる。第１の実施例では、電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Ｔp1と電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Ｔp2とがＴpwm／２に固定されてパルスを生成したが、本実施例ではＴp1とＴp2がそれぞれ出力電圧分配比に応じて変化するようにした。このようにすることによって、大きな電力を取り出す電源から生成するパルスのオン時間を最大１ＰＷＭ周期時間まで大きくし、小さな電力を取り出す電源から生成するパルスのオン時間を０まで小さくすることができるので、２つの分配出力電力目標値の大きさの比が大きく異なる場合にも電源電圧を有効に利用することができる。

なお、演算３aに用いるrto_pa、rto_pbを、rto_pa’、rto_pb’に置き換え、
例えば、
rto_pa’＝ rto_pa （rto_pa<-0.2、0.2<rto_pa<0.8）
0.8（0.8=<rto_pa）
0.2（-0.2=<rto_pa<=0.2）
rto_pb’＝ rto_pb （rto_pb<-0.2、0.2<rto_pb<0.8）
0.8（0.8=<rto_pb）
0.2（-0.2=<rto_pb<=0.2）
とする。このようにすれば、どちらかの電源から生成されるパルスが消滅することがなくなり、スイッチング回数の減少により可聴音の問題が発生することを防止できる。
以上説明してきたように、本実施例では、Ｔp1とＴp2がそれぞれ出力電圧分配比に応じて変化するようにしたので、２つの分配出力電力目標値の大きさの比が大きく異なる場合にも電源電圧を有効に利用することができる。

第４の実施例
図１８Ａは、第４の実施例による機能ブロック図である。図１９は、図１８Ａ（及び後で説明する図１８Ｂ）の各手段で行う演算をフローチャートで示したものである。図２０Ａは、ＰＷＭパルスの生成方法を示すタイミングチャートである。
本実施例が、第３実施例と異なるのは変調率補正手段46a（演算３b）である。本実施例では、図１９の演算３bのように瞬時変調率を補正する際に、分配出力電力目標値に加え、直流電源の電圧による補正も行うことで、電源電圧を有効に利用できるようにした。第４の実施例は、以下に述べる第５の実施例と同様の演算が行われるが、入力するキャリアが異なるため出力される各信号が異なるものとなる。処理の詳細は第５の実施例を参照されたい。

第５の実施例
図１８Ｂは、第５の実施例による機能ブロック図である。図２０Ｂは、ＰＷＭパルスの生成方法を示すタイミングチャートである。本実施例が第１の実施例と異なるのは変調率補正手段46b（演算３b）である。他の部分は、第１の実施例と同様である。
変調率補正手段46b
手段46bでは、図１９に示す演算３bを行う。この演算では、電源電圧Vdc_a、Vdc_bと分配電力目標値rto_paとrto_pbとを用いて、次の式に基づいて変調率の補正を行う。

このように、電源10a分瞬時変調率指令mu_a*、電源10b分瞬時変調率指令mu_b*に分配電力目標値の大きさに応じた値を乗じるとともにオフセット値を減算することで、分配電力目標値の大きさが大きい電源から生成する電圧を大きくできるようにしてある。

ＰＷＭパルス生成手段47a
手段47aでは、図１９に示す演算４を行う。図２０Ａを用いてその動作を説明する。演算は第１の実施例のＰＷＭパルス生成手段47と全く同様であるが、変調率補正手段46bの出力ｍu_a_c*、ｍu_b_c*が第１の実施例と異なるため、生成されるＰＷＭパルスが異なる。第１の実施例では、電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Ｔp1と電源10ａ分瞬時変調率指令ｍu_a_c*に基づいて生成されるパルスに割り当てられる時間Ｔp2とがＴpwm／２に固定されてパルスを生成したが、本実施例ではＴp1とＴp2がそれぞれ出力電圧分配比に応じて変化するようにした。このようにすることによって、大きな電力を取り出す電源から生成するパルスのオン時間を最大１ＰＷＭ周期時間まで大きくし、小さな電力を取り出す電源から生成するパルスのオン時間を０まで小さくすることができるので、２つの分配出力電力目標値の大きさの比が大きく異なる場合にも電源電圧を有効に利用することができる。
分配電力目標値が、rto_pa=1、rto_pb=0のとき、vu_pwm2は、常にオフとなり、vu_pwm1とvu_pwm3のパルスが生成される。このときも、ＳＷ１とＳＷ３のスイッチング周波数は変化しないため、電磁的な騒音が増加することがない。
以上説明してきたように、本実施例では、Ｔp1とＴp2がそれぞれ出力電圧分配比に応じて変化するようにしたので、２つの分配出力電圧目標値の大きさの比が大きくなる場合にも電源電圧を有効に利用することができる。

第６の実施例
図１６、は第３実施例を燃料電池車両に適用した例である。燃料電池は、回生電力を受け入れることができないこと、動作点により効率が変化すること、応答性が良好でないことなどから、燃料電池とバッテリの電力を適切な配分で使用することが良いとされている。本実施例では、外部より与えられた分配電力目標値に従った電力を燃料電池とバッテリから供給することができる。従って、効率の観点から最適な電力分配指令が与えられた場合には高効率にモータ駆動することができ、回生の場合には電力分配指令を全電力がバッテリに戻るように設定すれば、全ての電力をバッテリに回生することができるなど、状況にあった電力分配を行うことができる。本実施例では、半導体スイッチによる電圧の直接変換を行っているので、ＤＣ-ＤＣコンバータを用いる従来例（図１）と比べ、大幅な小型化・低損失化することができる。

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることを留意されたい。
例えば、以上の説明では、図４に示すようにマルチ出力直流電源が単一出力電源の低電位側を共通電位にした構成のものに対応する電力変換器の例のみを示した。しかし、本発明はこのような構成の電力変換器に限定されるものではない。例えば、図１７に示すような単一電源の高電位側が共通電位にされた構成のマルチ出力直流電源に対応した電力変換器であっても良い。また、マルチ出力直流電源を構成する単一出力電源は、コンデンサでもよい。
図１６は、本発明による制御システムを燃料電池とバッテリとを併用する電動車両に適用した構成を示す図である。図に示すように、本発明はこのような電動車両に用いることが好適である。

従来のモータ制御システムの構成を示す図である。 本発明の第１の実施例によるモータ駆動システムの制御装置の機能ブロック図である。 図２の45〜47の手段で構成される部分を抜き出した機能ブロック図である。 第２の実施例による機能ブロック図である。 本発明の一部である電力変換器の構成例を示す図である 図３Ａ、３Ｂの各ブロックの演算を示すフローチャートである。 第１の実施例によるＰＷＭパルスの生成方法を示すタイミングチャートである。 第２の実施例によるＰＷＭパルスの生成方法を示すタイミングチャートである。 第３の実施例による機能ブロック図である。 相電圧波形で電圧分配を説明する図（２つの電源から供給される電力が同符号の場合）でる。 電圧ベクトルで電圧分配を説明する図（２つの電源から供給される電力が同符号の場合）である。 相電圧波形で電圧分配を説明する図（２つの電源から供給される電力が異符号の場合）である。 電圧ベクトルで電圧分配を説明する図（２つの電源から供給される電力が異符号の場合）である。 本発明の動作シミュレーション結果を示す図である。 図７の各ブロックの演算を示すフローチャートである。 第３の実施例のＰＷＭパルス生成手段での演算を示す図である。 第３の実施例の制御システムの構成を示す図である。 本発明による制御システムを燃料電池とバッテリとを併用する電動車両に適用した構成を示す図である。 電力変換器の別構成を示す図である。 第４の実施例による機能ブロック図である。 第５の実施例による機能ブロック図である。 図１８Ａ、１８Ｂの各手段で行う演算をフローチャートで示したものである。 第４の実施例によるＰＷＭパルスの生成方法を示すタイミングチャートである。 第５の実施例によるＰＷＭパルスの生成方法を示すタイミングチャートである。

符号の説明

10 マルチ出力直流電源
10a,10b 直流電源
20 モータ
30 電力変換器
30U,30V,30W スイッチ手段
40 制御装置
41 トルク制御手段
42 電流制御手段
43 ｄｑ／３相電圧変換手段
44,44a 電圧分配手段
45 変調率演算手段
46,46a,46b 変調率補正手段
47,47a,47b ＰＷＭパルス生成手段
48 ３相／ｄｑ変換手段

Claims (15)

1. ３以上の電位を出力するマルチ出力直流電源と、この電源の出力電圧を変換した電圧をモータに印加することでこのモータを駆動する電力変換装置とで構成されるモータ駆動システムの制御装置であって、
   前記モータに印加する電圧の指令値を生成する電圧指令値生成手段と、
   前記電圧指令値生成手段から出力される電圧指令値に基づき、前記マルチ出力直流電源の各出力電位に対応した複数の電圧指令値からなる電圧指令値群を生成する電圧分配手段と、
   前記電圧分配手段が出力される前記電圧指令値群に基づいて各直流電源に対応したスイッチング素子を各々駆動し、前記電圧指令値群に応じたパルス状電圧を生成するパルス状電圧生成手段と、
   をそなえることを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
   前記パルス状電圧生成手段は、
   ＰＷＭパルスを生成する手段であって、前記マルチ出力直流電源から出力される各出力電圧から、それぞれのＰＷＭパルスを生成する、
   ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
3. 請求項１または２に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
   前記パルス状電圧生成手段は、
   ＰＷＭを行う１周期Ｔpにおいて、前記マルチ出力電源から出力される複数の出力電圧それぞれから複数のＰＷＭパルスを生成するように構成されている、
   ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
4. 請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
   前記マルチ出力直流電源から出力される出力電位は３である、
   ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
5. 請求項４に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
   ＰＷＭ１周期Ｔpにおいて、前記マルチ出力直流電源から出力される２つの出力電圧Ｖdc1、Ｖdc2から生成される各ＰＷＭパルスの生成時間Ｔp1、Ｔp2は、その比率Ｔp1：Ｔp2が一定である、
   ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
6. 請求項４に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
   前記電圧指令値生成手段は、
   前記マルチ出力直流電源電圧のそれぞれの出力部から供給すべき電力の目標値である分配電力目標値に応じて前記電圧指令値群を生成し、
   前記各ＰＷＭパルスの生成時間Ｔp1、Ｔp2は、それぞれが対応する分配電力目標値の大きさに連動して変化させられる、
   ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
7. 請求項４に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
   前記各ＰＷＭパルスの時間Ｔp1、Ｔp2が、それぞれが対応する分配電力目標値の大きさに比例させて求められる、或いは少なくとも比例演算を行って求められる、
   ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
8. 請求項６または７に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
   前記各ＰＷＭパルスの生成時間Ｔp1、Ｔp2に対して、上限、下限のリミッタが設けられている、
   ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
9. 請求項５〜８のいずれか１項に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
   前記各ＰＷＭパルスの一方は、１ＰＷＭ周期の中央部にオンパルスが生成され、前記各ＰＷＭパルスの他方は１ＰＷＭ周期の両端部にオンパルスが生成される、
   ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
10. 請求項５〜８のいずれか１項に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
    前記各ＰＷＭパルスの一方のオンパルスと、前記各ＰＷＭパルスの他方のオンパルスとが、互いに隣接するように生成される、
    ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
11. 請求項５〜８、１０のいずれか１項に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
    前記各ＰＷＭパルスの一方のオンパルスが１ＰＷＭ周期の端部に生成され、前記各ＰＷＭパルスの他方のオンパルスが、前記１ＰＷＭ周期の前後の各周期において、この１ＰＷＭ周期側の端部に生成される、
    ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
12. 請求項５〜８、１０、１１のいずれか１項に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
    前記マルチ出力直流電源の各出力電圧の一方の電圧Ｖdc1からＰＷＭパルスを生成するための第１のノコギリ波キャリアと、他方の電圧Ｖdc2からＰＷＭパルスを生成するための第２のノコギリ波キャリアとを使用し、
    前記第１のノコギリ波キャリアと前記第２のノコギリ波キャリアとの各頂点が一致した対称波形となるように調整されている、
    ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
13. 請求項５〜１２のいずれか１項に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
    前記マルチ出力直流電源の各出力電圧の一方の電圧Ｖdc1からＰＷＭパルスを生成するための第１のキャリアと、他方の電圧Ｖdc2からＰＷＭパルスを生成するための第２のキャリアとを使用し、
    前記第１のキャリアと前記第２のキャリアの位相が反転している、
    ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
14. 請求項１３に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
    前記電圧指令値群を構成する電圧指令値であって、前記マルチ出力直流電源から出力される出力電圧Ｖdc1から生成される電圧の指令値ｖ21*と、Ｖdc2から生成される電圧の指令値であるｖ22*は、それぞれＶdc1、Ｖdc2による正規化と、Ｖdc1、Ｖdc2それぞれから供給する電力の目標値である分配電力目標値rto_pa、rto_pbに応じた修正とが施された値である第１の瞬時変調率ｍ21_c*、第２の瞬時変調率ｍ22_c*に変換され、それらがそれぞれ第１のキャリア、第２のキャリアと比較されることでＰＷＭパルスが生成される、
    ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。
15. 請求項５〜１４のいずれか１項に記載のモータ駆動システムの制御装置において、
    前記第１の瞬時変調率m21*、第２の瞬時変調率ｍ22*は、前記分配電力目標値rto_pa、rto_pbと前記マルチ出力直流電源の出力電圧Ｖdc1、Ｖdc2に応じたオフセット量を加算する処理の少なくとも１つを行って得られた値に応じた値に設定される、
    ことを特徴とするモータ駆動システムの制御装置。

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