JP2006129444A - 高周波電力増幅器および高周波電力増幅器モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】 従来の電力増幅器と比較して低雑音、高安定で良好な制御特性を有する高周波電力増幅器を提供する。
【解決手段】 電力増幅器の初段をＱ１，Ｑ２で構成する差動増幅器とし、初段と２段目との段間にキャパシタＣｐ１，Ｃｐ２，Ｃｔ１，Ｃｔ２とインダクタＬｐ1，Ｌｔ１の受動素子からなる平衡−不平衡変換兼段間整合回路を設け、２段目を不平衡シングルエンド型回路とする。差動増幅器の構成をエミッタカップル型として、そのエミッタ電流を決定する電流源電流を変化させることにより初段増幅器の出力制御を行う。
【選択図】 図１

Description

本発明は高周波移動体通信用端末に用いられる高周波電力増幅器、およびそれが他の部品と共に単一のモジュール基板上に搭載されて成る高周波電力増幅器モジュールに関し、特に出力雑音電力と出力制御勾配を低減した差動入力の高周波電力増幅器および高周波電力増幅器モジュールに関する。

従来、この種の電力増幅器として、特開２００２−７６９５４号公報（特許文献１）に開示される構成が知られている。図４はその回路ブロック図である。電力増幅器１０は、差動増幅器１１と、シングル増幅器１２と、コンデンサ１３とで構成され、差動増幅器１１の出力側とシングル増幅器１２の入力側がコンデンサ１３を介して接続されている。なお、図４において、参照符号１はアンテナ、２はフィルタ、３はアイソレータ、４はカプラである。

また、他の従来の高周波増幅器の構造として、特開２００２−１６４７９７号公報（特許文献２）に高出力電圧制御発振器が開示されている。図５は、その回路ブロック図である。制御電圧が入力される入力端子１１０と、この入力端子１１０に入力された制御電圧が供給される電圧制御発振器１４と、この電圧制御発振器１４の出力が供給されるとともに複数個の増幅回路１９〜２０が直列に接続されて形成された電力増幅部１７と、この電力増幅部１７の出力が供給される出力端子１８とを備え、前記電圧制御発振器１４と前記電力増幅部１７の少なくとも初段の増幅回路１９は平衡増幅回路で形成されるとともに前記電力増幅部１７内に平衡・不平衡変回路を設けた構成である。なお、図５において、参照符号１５は電圧制御発振部出力端子、１６は整合回路、１２０は共振回路、１３０は平衡増幅回路、２２は電力制御端子、２３はパッケージである。

特開２００２−７６９５４号公報 特開２００２−１６４７９７号公報

高周波移動体通信端末に用いられる電力増幅器においては、おおむね０ｄＢｍ前後の前段の増幅器の出力信号をアンテナ出力以上まで増幅する必要がある。特にＧＳＭ（Global System for Mobile Communications）方式の端末に用いられる電力増幅器の場合、３３ｄＢｍ程度のアンテナ出力が要求される。電力増幅器とアンテナの間に挿入されるフィルタおよびスイッチの損失が１ｄＢ程度以上あることを考慮すると、３４ｄＢｍ以上の出力が必要とされる。すなわち、最低でも３４ｄＢ程度以上の電力利得が必要とされる。さらに、ＧＳＭ方式では電力増幅器出力に線形性が要求されないので、一般に効率を向上させるために電力増幅器の出力を飽和させて使用する。従って、電力増幅器の線形利得は最低限必要な３４ｄＢよりも５〜１０ｄＢ高い３９〜４４ｄＢ程度とするのが一般的である。そのため、ＧＳＭ方式の端末に用いられる電力増幅器は特開２００２−１６４７９７号公報にも示されているように、通常３段増幅器で構成される。ところが一般的に増幅器の段数が増加するほど増幅器の位相補償が困難となり、発振が生じやすくなる。そのため、ＧＳＭ方式で用いられる３段増幅器は発振しやすく、またＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）方式等に用いられる２段増幅器と比較して小型化が困難であるという問題があった。

また、この様に利得の高い増幅器では出力雑音も増大する。通信端末においては不要輻射、特に端末の受信周波数（以下Ｒｘと称する）帯域における不要輻射を低減する必要から、その最大値が規定されている。ＧＳＭ方式の規格では、端末のＲｘ帯域の輻射を最大−７９ｄＢｍ／１００ｋＨｚ以下と規定している。

一般に、移動体通信においては、送信周波数（以下Ｔｘと称する）は数百ＭＨｚ〜２ＧＨｚ程度であり、一方、端末の送信周波数Ｔｘ帯域とＲｘ帯域とは数十ＭＨｚ程度（ＧＳＭ方式では２０ＭＨｚ）しか離れていない。そのため、端末のＲｘ帯における電力増幅器の増幅器利得と雑音指数（以下ＮＦと称する）はＴｘ帯でのそれとほぼ等しい。したがって、電力増幅器のＴｘ帯域における電力利得とＮＦとを掛け合わせる（ｄＢ表示では足し合わせる）ことにより、Ｒｘ帯において生じる雑音電力の下限が求められる。

ＧＳＭ用電力増幅器の利得は先に述べたように３９〜４４ｄＢ程度であり、室温における熱雑音が−１２４ｄＢｍ／１００ｋＨｚであるので、−７９ｄＢｍ／１００ｋＨｚの規定を満たすには雑音指数１〜６ｄＢ（ＰＧ＝３９ｄＢの場合、−１２４＋ＮＦ＋３９≦−７９からＮＦ≦６ｄＢとなる）が必要となる。この雑音指数は一般の低雑音増幅器のそれ（１ＧＨｚ近辺で０．５〜２ｄＢ）と比較すると、大きい値であるが、電力増幅器の雑音設計に関しては通常の低雑音増幅器で行われる雑音低減手法は適用困難であり、通常の設計で雑音指数１〜６ｄＢを実現するのは容易ではない。

通常の雑音低減手法（入力を雑音最小となる整合とすること、電流に比例するショット雑音を低減するために初段電流を最小限にすること）が、電力増幅器に適用困難な理由は以下のとおりである。まず、一般に雑音最小の整合と無反射整合とは整合インピーダンスが異なるので、雑音最小となる整合では電力増幅器の初段から前段の増幅器に向けて反射電力が戻るために前段の不安定動作を引き起こす可能性がある。また、初段電流は初段に必要とされる出力で決まり、低雑音増幅器のような低電流動作では十分な初段出力が得られない。

このように、ＧＳＭ方式の電力増幅器のＲｘ帯雑音に関しては、通常の雑音指数で決まる雑音のみでＧＳＭ方式の規格値に近い雑音が発生するが、それに加えて、電力増幅器の飽和動作のために、線形増幅器では生じない付加雑音が発生する。以下にこの付加雑音について述べる。増幅器が飽和動作、すなわち非線形動作することで周波数混合器と同様の効果により周波数変換が生じる。具体的には、増幅器の入力端子から入力された高周波信号に対して、トランジスタのバイアス供給回路からの低周波（例えば２０ＭＨｚ）の雑音信号、あるいはトランジスタ自身の低周波雑音信号が混合されて両者の周波数の和、もしくは差の周波数の信号が生じる。

いま、ＧＳＭ方式ではＴｘ帯の最高周波数とＲｘ帯の最低周波数との差は先に述べたように２０ＭＨｚであるので、Ｔｘ信号と２０ＭＨｚの雑音信号が和周波数に変換されるとＲｘ帯周波数での雑音となる。したがって、電力増幅器について、この非線形性に基づく周波数変換雑音を低減する必要があるが、従来の増幅器ではこの雑音を低減することが困難であるという問題があった。

さらに、ＧＳＭ方式の電力増幅器の出力制御性に関しては、わずかな制御電圧の変化によって出力が大きく変化するという、制御勾配が過大な状態になりやすく、特に３段増幅器のすべての増幅段に対して出力制御を行うと、制御勾配が３倍となって、特に制御勾配過大な状態に陥りやすいという問題点があった。

上記の要請に対して、特開２００２−７６９５４号公報（特許文献１）では、ＣＤＭＡ方式の信号について、初段を差動増幅器、後段をシングルエンド増幅器で構成して、初段において発生する３次歪と後段における３次歪について、振幅がほぼ等しく符号が逆になるように調整することで歪を低減する技術を開示している。しかしながら、この技術はＣＤＭＡ方式の線形電力増幅器に関する技術であり、飽和動作するＧＳＭ方式を考慮した技術ではない。また、上記の低周波雑音がＴｘ帯の高周波信号と混合されてＲｘ帯の雑音となる機構は、後述するように２次、若しくは４次といった偶数次の効果であり、３次歪の効果ではない。したがって、この従来例はＲｘ帯雑音の低減にはほとんど寄与しない。また、ＣＤＭＡ方式向け電力増幅器は一般に利得一定で使用されるため、上記制御勾配の急峻さとは関係がない。さらに、ＣＤＭＡ方式向け電力増幅器は一般にＧＳＭ方式用増幅器よりも低利得であるため、上記発振の問題についても特に示されていない。

他の従来の高周波増幅器の構造である特開２００２−１６４７９７号公報（特許文献２）においては、ＧＳＭ方式の電力増幅器を含む電圧制御発信器が開示されているが、電力増幅器部分は増幅段１９，２０，２１を有する３段増幅器であり、また、その各々に制御端子２２から制御を行う方式である。したがって、位相補償が困難で発振しやすく、２段増幅器構成と比較して小型化に不利であり、制御勾配が過大な状態に陥りやすいという問題点があった。また、Ｒｘ帯雑音低減については何も開示されていない。

本明細書において開示される発明のうち代表的な一つを示せば、次の通りである。すなわち、本発明に係る高周波電力増幅器は、初段増幅器が差動増幅器で構成され、前記初段増幅器と２段目増幅器との段間に受動素子で構成された平衡−不平衡変換兼段間整合回路が設けられて成り、前記２段目増幅器が不平衡シングルエンド型回路で構成されることを特徴とするものである。

また、本発明に係る高周波電力増幅器モジュールは、初段増幅器が差動増幅器で構成され、前記初段増幅器と２段目増幅器との段間に受動素子で構成された平衡−不平衡変換兼段間整合回路が設けられて成り、前記２段目が不平衡シングルエンド型回路で構成された高周波電力増幅器を具備して成ることを特徴とする。

初段を差動増幅器とし、段間に受動素子で平衡−不平衡変換回路を構成することで、初段の入出力伝達特性を奇関数にすることができる。これにより、低周波信号をＴｘ帯の高周波信号と混合してＲｘ帯周波数の信号に変換する効果を抑圧することが可能である。また、平衡−不平衡変換回路を用いることで最大３ｄＢの電力利得を得ることができるため、電力増幅器を２段で構成でき、小型で発振安定性の確保できた増幅器が得られる。さらに、２段構成の電力増幅器で、初段の出力を電流源電流で制御することにより制御勾配の緩やかな増幅器を実現することができる。本発明の高周波電力増幅器によれば、低雑音、高安定で良好な制御特性を得ることができる。

以下、添付図面を参照しながら本発明に係る高周波電力増幅器の実施例について詳細に説明する。

まず、図１に示した回路構成図を用いて本発明に係る高周波電力増幅器の第１実施例の構成を説明する。図１において、ＲＦｉｎ１およびＲＦｉｎ２は各々正相および逆相入力端子、Ｑ１およびＱ２は初段の信号増幅用バイポーラトランジスタ、Ｑ３は電流源トランジスタである。

また、Ｉａｐｃは初段制御入力端子、ＲＬ１およびＲＬ２は負荷抵抗、Ｒｅ１は電流源抵抗、Ｌｂ１１およびＬｂ１２は初段ベースバイアス供給用インダクタ、Ｖｂｂ１およびＶｂｂ２は各々初段および出力段のベースバイアス端子である。Ｖｃｃ１およびＶｃｃ２は各々初段および出力段のコレクタ電源端子、Ｃｐ１、Ｃｐ２、Ｃｔ１、Ｃｔ２、およびＣｉ２は段間整合用キャパシタ、Ｌｐ１およびＬｔ１は段間整合用インダクタ、Ｌｂ２は出力段ベースバイアス供給用インダクタ、Ｑ４は出力段バイポーラトランジスタ、Ｌｃ１は出力段コレクタ電源供給用インダクタ、ＯＭＮは出力整合回路、そしてＲＦｏｕｔは出力端子である。

次に、本実施例の動作を説明する。入力端子ＲＦｉｎ１およびＲＦｉｎ２には、前段の差動増幅器（不図示）から互いに位相が１８０度異なる正相および逆相の信号が入力される。トランジスタＱ１，およびＱ２は差動増幅器を構成し、各々の電流の和が定電流源Ｑ３を流れる電流と等しくなるように動作する。キャパシタＣｐ１，Ｃｐ２と、インダクタＬｐ１はπ型に接続され、キャパシタＣｔ１，Ｃｔ２と、インダクタＬｔ１はＴ型に接続される。

これらの回路では、正相および逆相の信号の位相が各々±９０度回転し、その結果、段間整合用キャパシタＣｉ２との接続部では、正相および逆相の信号が同位相となってＣｉ２に供給される。すなわち、Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｌｐ１，Ｃｔ１，Ｃｔ２，Ｌｔ１で構成される回路は、平衡−不平衡変換回路であって、段間整合回路でもある。平衡−不平衡変換された信号は段間整合用キャパシタＣｉ２を介して出力トランジスタＱ４に供給され、Ｑ４の出力は出力整合回路ＯＭＮを介して出力端子ＲＦｏｕｔに供給される。

ここで、初段は差動増幅器であって、その出力は平衡−不平衡変換回路で合成されるので、その入出力伝達特性は図３に示すように、バイアス点を中心とした点対称の特性を示すなお、図３において初段制御入力端子Ｉａｐｃに入力される制御バイアスは矢印の方向に大きくなる。点対称のグラフは奇関数で表されるので、入出力特性は奇関数で表される。

今、入力信号と低周波雑音の周波数をそれぞれｗ０、ｗ１として、トランジスタＱ１，Ｑ２に入力される信号電圧Ｖinを、次の式(１)で表す。
Ｖin＝ｅｘｐ(ｊｗ０ｔ）＋δｅｘｐ（ｊｗ１ｔ）… (１)
ここで、δ≪１である。

出力をＶoutとすると、入出力伝達特性の比線形性を３次の項まで考慮した場合、次の式（２）となる。

Ｖout＝Ａ・Ｖin＋Ｂ・Ｐin^３… （２）
式(２)に式(１)を代入すると、次の式(３)が得られる。
Ｖout＝Ａ｛ｅｘｐ(ｊｗ０ｔ)＋δｅｘｐ(ｊｗ１ｔ)｝
＋Ｂ｛ｅｘｐ(ｊ３ｗ０ｔ）＋３δｅｘｐ(ｊ(３ｗ０ｔ＋ｗ１)ｔ)＋３δ^２ｅｘｐ(ｊ(ｗ０ｔ＋３ｗ１)ｔ)＋δ^３ｅｘｐ(ｊ(３ｗ１)ｔ))… (３)
ｗ０近傍に現れる周波数成分は３Ｂ・δ^２ｅｘｐ（ｊ（ｗ０ｔ＋３ｗ１）ｔ）のみであるが、この項はδ^２を含むので、無視できるほど微小な項である。したがって、奇関数で表わされる入出力伝達特性を持った電力増幅器では低周波雑音と信号との混合に起因するＲｘ帯雑音の増大は生じない。３次よりも高次の項についても同様の議論が成り立ち、偶数次の項がなければ低周波雑音が信号と混合されてＲｘ帯雑音に変換されることはない。

本実施例の電力増幅器のＲｘ帯雑音を測定したところ、−８３ｄＢｍ／１００ｋＨｚとなり、初段に差動段を使わない増幅器の場合のＲｘ帯雑音−８０ｄＢｍ／１００ｋＨｚを大きく下回った。

また、バイポーラトランジスタの相互コンダクタンスｇｍは電流に比例し、電圧増幅率は、「ｇｍ×負荷抵抗」で表される。本実施例の電力増幅器の出力制御特性を測定したところ、出力制御勾配の最大値は２００ｄＢ／Ｖとなり、初段に差動段を使わない場合の５００ｄＢ／Ｖを大きく下回った。

さらに、本実施例の２段増幅器で構成された電力増幅器の負荷インピーダンスを、ＶＳＷＲ（電圧定在波比）１：９に保ったまま位相角を変化させたところ、発振は生じなかった。一方、ほぼ同じトランジスタを用いて初段増幅器をシングルエンドにして構成した３段構成の電力増幅器では、ある特定の位相角近傍で発振が生じた。すなわち、本実施例の発明では、従来の電力増幅器と比較して低雑音、かつ、高安定で良好な制御特性を得ることができた。

なお、本実施例ではバイポーラトランジスタを用いた回路について述べているが本発明の本質は、初段の入出力伝達特性が奇関数になるということである。この条件が満たされれば、増幅素子はＭＥＳＦＥＴ，ＭＯＳＦＥＴでも本実施例と同様の結果が得られることはいうまでもない。

また、段間の整合回路を兼ねたＴ型、ならびにπ型の回路についても、キャパシタＣｐ２，Ｃｔ１をそれぞれ除去して、どちらの回路もＬ型回路に変換した場合でも、周波数帯域は狭くなるものの、適当な定数を選ぶことで平衡−不平衡変換を実現できるのも明らかである。

本発明に係る差動入力の高周波電力増幅器の第２実施例の構成を、図２を用いて説明する。図２では、第１実施例の電力増幅器の初段負荷を抵抗ＲＬ１およびＲＬ２からインダクタＬＬ１，ＬＬ２に変えている。その結果、初段の効率が向上し、出力３４ｄＢｍ時の効率が、第１実施例の場合の５２％から５５％に向上した。

実施例３の構成を図６および図７を用いて説明する。図６は本実施例の高周波電力増幅器を１個のパッケージに構成した高周波電力増幅器モジュールの斜視図であり、図７はその回路図である。

図６および図７において、Ｌｉｎ１１，Ｌｉｎ１２は入力整合インダクタ、Ｃｉｎ１１およびＣｉｎ１２は入力整合容量、ＬＬ１およびＬＬ２は負荷インダクタ、Ｃｃ１は電源安定化キャパシタ、Ｌｉｎｅ１およびＬｉｎｅ２は出力整合用伝送線路、Ｃｏ１，Ｃｏ２，Ｃｏ３は出力整合用キャパシタである。また、２０２は増幅用トランジスタ、電流源抵抗Ｒｅ１，および整合用キャパシタＣｉ２を集積化したＭＭＩＣであり、上記以外の回路部品は図１と同様である。図１において出力整合回路ＯＭＮとして示した部分は、伝送線路Ｌｉｎｅ１，Ｌｉｎｅ２および整合容量Ｃｏ１，Ｃｏ２，Ｃｏ３により構成した。

これらの部品は図６に示すように、表面実装形チップ部品、もしくはモジュール基板上の配線層を用いた伝送線路として、モジュール基板２０４上に搭載もしくは形成し、高周波電力増幅器モジュールを構成した。チップ部品は、すべて０．６×０．３ｍｍのいわゆる０６０３部品を用いた。増幅用ＭＭＩＣ２０２の寸法は１．２ｍｍ角、モジュール基板２０４は４層の多層アルミナセラミクスであり、基板厚さは０．５ｍｍ、基板寸法は６ｍｍ角である。図６には示していないが、モジュールは樹脂封止され、樹脂封止後のモジュール寸法は６×６×１．５ｍｍである。

本実施例では、図７に示すように、増幅器を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４と、段間整合回路のうちＣｉ２と電流原抵抗Ｒｅ１とを、トランジスタと同一半導体基板上に集積化したＭＭＩＣ２０２として構成し、部品の実装面積を低減した。さらに、チップ部品として、０６０３部品を用いることで６×６×１．５ｍｍと小型の電力増幅器を実現した。

本実施例の動作は実施例２と同様であって、インダクタ負荷の初段が差動増幅動作することでベースバイアス電圧Ｖｂ１端子から入力される低周波雑音がＲｘ帯雑音に変換されるのが抑制されるため、−８３ｄＢｍ／１００ｋＨｚと低いＲｘ帯雑音を実現した。また、実施例２と同様に、インダクタ負荷の初段が高効率で動作するために増幅器効率として５５％の高い効率を得た。

本実施例の構成に拠れば、６×６×１．５ｍｍと小型で雑音の小さい高周波電力増幅器を提供できる。なお、本実施例では基板材料としてアルミナセラミクスを用いたが、樹脂多層基板等を用いても同様のモジュールが構成可能であるのは勿論である。

実施例４の構成を、図８および図９を用いて説明する。図８は本実施例の高周波電力増幅器を１個のパッケージに構成した高周波電力増幅器モジュールの斜視図であり、図９はその回路図である。

本実施例は、実施例３におけるＣｐ１、Ｃｐ２、Ｌｐ１、Ｃｔ１、Ｃｔ２、Ｌｔ１の平衡−不平衡変換兼段間整合回路を、図９に示すように、ＭＭＩＣ２０２に集積化した。これらの素子は、実施例３では図７に示すようにチップ部品で構成され、ＭＭＩＣ２０２の外部にあった。これらの素子をＭＭＩＣに内蔵とすることにより、増幅用ＭＭＩＣ２０２の寸法は１．４ｍｍ角と実施例３の１．２ｍｍ角よりも大きくなったが、モジュール基板２０４上に搭載する部品数を６個削減した。これによりモジュール基板寸法は５×６ｍｍと実施例３よりもさらに小型化した。

本実施例の動作は実施例２、３と同様であって、実施例２、３と同様に−８３ｄＢｍ／１００ｋＨｚと低いＲｘ帯雑音を実現した。また、実施例２、３と同様に、増幅器効率として５５％の高い効率を得た。

本実施例の構成に拠れば、５×６×１．５ｍｍと小型で雑音の小さい高周波電力増幅器を提供できる。なお、本実施例では基板材料としてアルミナセラミクスを用いたが、樹脂多層基板等を用いても同様のモジュールが構成可能であるのは勿論である。

以上、本発明の好適な実施例について説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、本発明の精神を逸脱しない範囲内において、種々の設計変更をなし得ることは勿論である。

本発明に係る高周波電力増幅器の第１実施例を示す回路図。 本発明に係る高周波電力増幅器の第２実施例を示す回路図。 実施例１の増幅器の入出力特性を示す図。 電力増幅器の従来例を示すブロック図。 電力増幅器の別の従来例を示すブロック図。 実施例３の高周波電力増幅器モジュールの斜視図。 実施例３の高周波電力増幅器モジュールの回路図。 実施例４の高周波電力増幅器モジュールの斜視図。 実施例４の高周波電力増幅器モジュールの回路図。

符号の説明

Ｑ１，Ｑ２１…バイポーラトランジスタ、Ｑ３…電流源トランジスタ、Ｉａｐｃ…初段制御入力端子、ＲＬ１、ＲＬ２…負荷抵抗、Ｒｅ１…電流源抵抗、Ｌｂ１１，Ｌｂ１２…初段ベースバイアス供給用インダクタ、Ｖｂｂ１，Ｖｂｂ２…ベースバイアス端子、Ｖｃｃ，Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２…コレクタ電源端子、Ｃｐ１，Ｃｐ２，Ｃｔ１，Ｃｔ２…段間整合用キャパシタ、Ｌｔ１，Ｌｐ１…段間整合用インダクタ、Ｌｂ２…ベースバイアス供給用インダクタ、Ｑ４…出力段バイポーラトランジスタ、Ｌｃ１…出力段コレクタ電源供給用インダクタ、ＯＭＮ…出力整合回路、ＲＦｏｕｔ…出力端子。

Claims (16)

1. 初段増幅器が差動増幅器で構成され、前記初段増幅器と２段目増幅器との段間に受動素子で構成された平衡−不平衡変換兼段間整合回路が設けられて成り、前記２段目が不平衡シングルエンド型回路で構成されることを特徴とする高周波電力増幅器。
2. 請求項１において
   前記初段電力増幅器の負荷が、インダクタンスであることを特徴とする高周波電力増幅器。
3. 請求項１において、
   前記差動増幅器はエミッタ同士が接続されたエミッタカップル型であり、前記エミッタ同士に接続される電流源電流により前記初段増幅器の出力制御を行うことを特徴とする高周波電力増幅器。
4. 請求項１において、
   前記差動増幅器はソース同士が接続されたソースカップル型であり、前記ソース同士に接続される電流源電流により前記の初段増幅器の出力制御を行うことを特徴とする高周波電力増幅器。
5. 請求項１において、
   前記初段増幅器と２段目増幅器との段間に受動素子で構成された平衡−不平衡変換兼段間整合回路は、第１および第２の段間整合用キャパシタと第１の段間整合用インダクタでπ型接続された段間整合回路と、第３および第４の段間整合用キャパシタと第２の段間整合用インダクタでＴ型接続された段間整合回路とで構成されることを特徴とする高周波電力増幅器。
6. 初段増幅器が差動増幅器で構成され、前記初段増幅器と２段目増幅器との段間に受動素子で構成された平衡−不平衡変換兼段間整合回路が設けられて成り、前記２段目が不平衡シングルエンド型回路で構成された高周波電力増幅器を具備して成ることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
7. 請求項６において、
   前記初段電力増幅器の負荷が、インダクタンスであることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
8. 請求項６において、
   前記差動増幅器はエミッタ同士が接続されたエミッタカップル型であり、前記エミッタ同士に接続される電流源電流により前記初段増幅器の出力制御を行うことを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
9. 請求項６において、
   前記差動増幅器はソース同士が接続されたソースカップル型であり、前記ソース同士に接続される電流源電流により前記の初段増幅器の出力制御を行うことを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
10. 請求項６において、
    前記平衡−不平衡変換兼段間整合回路は、第１および第２の段間整合用キャパシタと第１の段間整合用インダクタでπ型接続された段間整合回路と、第３および第４の段間整合用キャパシタと第２の段間整合用インダクタでＴ型接続された段間整合回路と、前記第１の段間整合用インダクタと前記第４の段間整合用キャパシタに一端が接続されると共に他端が前記２段目増幅器の入力に接続された第５の段間整合用キャパシタとで構成されることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
11. 請求項１０において、
    前記差動増幅器を構成する差動対トランジスタ及び電流源抵抗と、前記２段目の増幅器と、前記第５の段間整合用キャパシタとが、同一半導体基板上に集積化されて成るＭＭＩＣで構成されることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
12. 請求項１１において、
    前記ＭＭＩＣは、さらに前記π型接続された段間整合回路と、前記Ｔ型接続された段間整合回路とが前記半導体基板上に集積化されて成ることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
13. 請求項１１において、
    前記ＭＭＩＣ以外の回路部品は表面実装形チップ部品、もしくはモジュール基板上の配線層を用いた伝送線路としてモジュール基板上に搭載若しくは形成されて成ることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
14. 請求項１２において、
    前記ＭＭＩＣ以外の回路部品は表面実装形チップ部品、もしくはモジュール基板上の配線層を用いた伝送線路としてモジュール基板上に搭載若しくは形成されて成ることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
15. 請求項１２において、
    前記モジュール基板は、アルミナセラミクス基板であることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。
16. 請求項１３において、
    前記モジュール基板は、アルミナセラミクス基板であることを特徴とする高周波電力増幅器モジュール。

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