JP2006121477A - 発振装置とそれを用いた電子装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 製造ばらつきや周囲環境の変動あるいは電源投入時の発振状態の変動に応じて最適な発振余裕度の確保を自動で行いながら、定常時の消費電力を少なくでき、かつ、構成や調整が簡単な発振装置を提供する。
【解決手段】 水晶発振回路１の出力振幅を入力して、その出力振幅の変化に応じて出力パルス幅が変化するインバータ４を設け、このインバータ４から出力されるパルス信号のパルス幅（デューティー比）の変化を監視することで、水晶発振回路１の発振信号の振幅を検出し、この検出結果に基づき、水晶発振回路１の出力振幅が飽和する直前の状態になるよう、水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣを制御する構成とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は、発振回路技術に係わり、特に、水晶振動子を用いた発振回路における発振動作による消費電力を低減するのに好適な発振装置およびそれを具備した、腕時計や携帯用電話、ＰＤＡ（Personal Digital Assistance）、コンピュータ端末等の電子装置に関するものである。

携帯用電話やコンピュータ端末等の電子装置には、水晶振動子を用いた発振装置が広く用いられている。この発振装置に関する従来技術例として、例えば、特許文献１に記載の図４に示す電子回路がある。

図４における電子回路は、エンハンスメント型ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ１２とエンハンスメント型ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ１３および水晶振動子１４、負荷容量１５、１６、抵抗１７、１８を含んで構成される水晶発振回路１ａと、この水晶発振回路１ａに対して、制御された電力を供給するための電流・電圧制御回路２２を備えている。

ここで示されている水晶発振回路１ａは、トランジスタ１２，１３からなるＣＭＯＳインバータを増幅回路として利用する回路であり、発振動作で消費される電力が、電源電圧の値によって過大とならないように、電流・電圧制御回路２２により当該水晶発振回路１ａを定電流駆動している。

より詳細に説明すると、電流・電圧制御回路２２は、ＧＮＤ基準の基準電圧ＶＢを発生させるために、電源−ＧＮＤ間に直列接続されたディプレッション型ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２５とエンハンスメント型ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２６を備え、当該基準電圧ＶＢをエンハンスメント型ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ２３のゲート−ソース間に印加して定電流源を構成している。そして、この定電流源を水晶発振回路１ａとＧＮＤの間に介在させることによって水晶発振回路１ａを定電流駆動する構成である。

水晶発振回路１ａの動作状態における貫通電流は、駆動される電圧が大きくなると、単位周期において、発振インバータを構成する両トランジスタ（１２，１３）がオンオン状態で動作する期間が増え、消費電流が過大となる傾向がある。

本技術では駆動電流を定電流源で制限しているため、結果的に単位周期におけるオンオン状態の期間が一定となる様にＶａの電圧幅が調整される。つまり、本電子回路は、水晶発振回路１ａを、規定された電流を満足する定電圧で駆動しているとも言い換えることができる。

上記特許文献１においては、発振インバータ（トランジスタ１２，１３）が最も電力を必要とする発振起動時には、負荷容量への充放電が伴わないので消費電流が少なく、そのため大きな電圧が供給され、また、発振開始後には、負荷容量への充放電に伴い消費電流が増加するため、最適な電圧Ｖａにまで低減されるとの説明がなされている。

しかしながら、発振開始後における負荷容量への充放電に伴う電流増加よりも、発振停止時に、発振インバータ（トランジスタ１２，１３）の入力が閾値にバイアスされ、オンオン状態で消費する貫通電流の方が、はるかに大きな値となることがある。

また、水晶発振回路１ａが発振を開始するには数十ｍＳオーダーの時間を要する。図４に示す構成の回路では、駆動電流が制限されていることから、水晶振動子が発振を開始するよりも先に駆動電圧がＶａに達する可能性がある。この場合、発振起動時間が大幅に長くなり、また、駆動電流や電圧Ｖａは、電源投入時の起動性、周囲環境や製造ばらつきのマージンを確保した値に設定せざるを得ず、消費電力が満足に低減できない。

一般的に、水晶発振回路を設計する場合、回路の負性抵抗をその水晶の実効抵抗に対して十分に大きく確保することが推奨されている。この割合は発振余裕度と呼ばれ、通常、５〜１０倍の値が水晶部品メーカの推奨値である。

しかし、発振起動時や周囲環境が悪化した場合には大きな発振余裕度が要求されるのに対して、安定した発振状態にある水晶発振子においては、慣性力が働くため、閉ループでの減衰分を補ってやる程度の負性抵抗、つまり、発振余裕度１倍以上で発振動作の維持が可能である。

従って、水晶発振回路の駆動電力を、当該水晶発振回路の動作状況（発振起動時／安定した発振状態など）に応じて最適に制御することにより、発振余裕度を確保しながら消費電力を低減することが可能である。以下に示す第２，第３の２件の従来技術例はこの問題への対策例を示している。

第２従来技術例として、特許文献２で開示されている低消費電力型水晶発振回路を図５に示す。本図５に示す低消費電力型水晶発振回路は、水晶発振回路１ｂの出力振幅レベルを検出するシュミット回路を有するレベル検出回路３０と、このレベル検出回路３０が出力するパルス信号をスイッチトキャパシタ回路３８に入力してレファレンス電圧ＶＲＥＦを出力する基準電圧発生回路（図中「周波数−電圧変換回路」と記載）３１と、レファレンス電圧ＶＲＥＦを１：１増幅して水晶発振回路１ｂに駆動電圧ＥＤとして供給する増幅回路３２を有している。

尚、本回路においてシュミット回路のヒステリシス幅と、スイッチトキャパシタＣが一定の周波数に応じて充放電を行っている場合に基準電圧発生回路３１から出力されるレファレンス電圧ＶＲＥＦの下限値ＶＲＬは、水晶発振回路１ｂ内の発振インバータを構成する両トランジスタ（図４に示すトランジスタ１２，１３）の閾値の絶対値の和程度になる様に設定されている。

本回路において電源が投入されると、発振初期の出力振幅が小さい状態の間はレベル検出回路３０のパルス信号が出力されないため、基準電圧発生回路３１のノードＤにおける電圧Ｖｄは電源電圧ＶＤ近くにまで引き上げられる。その結果、水晶発振回路１ｂへも略等しい駆動電圧ＥＤが供給されて発振振幅が短時間で成長するように促進される。

その後、出力振幅がレベル検出回路３０のシュミット回路のヒステリシス幅以上に達すると、レベル検出回路３０からパルス信号ＳＰが出力され、スイッチトキャパシタ回路３８が動作し、定電流源ＩＳ３３から電流ＩＣを分流するため、ノードＤにおける電圧Ｖｄが低下し、その結果、レファレンス電圧ＶＲＥＦは下限値ＶＲＬにまで低下する。このように、この技術では、水晶発振回路１ｂの出力振幅の立ち上がりを確認して駆動電圧ＥＤを低下させるので、確実な発振起動を期待でき、駆動電圧も略電源電圧ＶＤ〜ＶＲＬまで変化可能である。

しかしながら、この従来技術では、電源電圧の下限値ＶＲＬは予め設定された固定値であり、周囲環境の変動に応じて適宜変化させることはできない。また、出力振幅の検出はレベル検出回路３０のシュミット回路のヒステリシス幅の設定値に達するか否かの２値判定によるため、振幅レベルを微妙に設定することは難しい。

さらに、水晶の発振周波数は定数で決まるため、スイッチトキャパシタ回路３８の等価抵抗も容量Ｃの値によって固定となり、電源電圧の下限値ＶＲＬは、定電流ＩＳ３３、あるいは容量Ｃを調整して行うこととなるが、消費電力を極限まで低減しようとするときにはその調整単位が問題となる可能性がある。

第３の従来技術例として、特許文献３で開示されている発振回路を図６に示す。この図６に示す発振回路は、トランジスタ１２ａ，１３ａからなる信号反転増幅器６１と、この信号反転増幅器６１の駆動電圧Ｖｒｅｇを、発振出力に応じて制御する電力制御回路６０を備えている。

さらに、電力制御回路６０は、電圧の異なる複数の電圧Ｖｒｅｇ１〜４を出力する電源電圧発生回路６６と、発振出力に基づき、信号反転増幅器６１を駆動する電圧Ｖｒｅｇの最適値を判定する判定制御部６８と、この判定制御部６８による判定結果に基づき、電力制御回路６０から信号反転増幅器６１に供給する電圧Ｖｒｅｇ１〜４を切り替え制御するマルチプレクサ８２から構成されている。

本回路の動作は以下のとおりである。信号反転増幅器６１の出力（発振出力）を閾値の異なる２つのインバータ６２，６４に入力し、発振出力の４周期毎に両インバータ６２，６４から出力されるパルスの数をカウントして比較する。

このとき、インバータ６２の閾値ＶＧＬ１はＶｒｅｇ／２であるのに対して、インバータ６４の閾値ＶＧＬ２は予め定められた所定のロジックレベル（特許文献３ではＶｒｅｇ近辺）に設定されている。

従って、発振出力の振幅が略駆動電圧にまで達している場合は両インバータ６２，６４から出力されるパルス数は一致するが、発振が不安定で振幅が減衰傾向にある場合は、インバータ６４の出力パルス数がインバータ６２の出力パルス数よりも少なくなる。

これを一致検出回路７４で検出し、インバータ６４の出力パルスが少ない場合はアップカウント信号をアップダウンカウンタ８０に送出し、現在の駆動電圧Ｖｒｅｇより１つ高い電圧が選択されるようにマルチプレクサ８２を制御する。反対にパルス数が一致している場合は、ダウンカウント信号をアップダウンカウンタ８０に送出し、現在の駆動電圧Ｖｒｅｇより１つ低い電圧が選択されるようにマルチプレクサ８２を制御する。

この第３の従来技術例では、出力振幅を監視しながら駆動電圧Ｖｒｅｇを段階的に切り替えるため、発振回路の周囲環境や製造バラツキによる変動へも自動で対応可能となっている。しかし、回路規模は相当に大きく、駆動電圧Ｖｒｅｇは予め用意した中（Ｖｒｅｇ１〜４）からしか選択できない。また、連続制御ではないので、駆動電圧の最適化に限界があるといった問題が指摘できる。

特公平４−４４４４３号公報 特許第３１３６６００号公報 特許第３３７９４２２号公報

解決しようとする問題点は、従来の、水晶発振回路の駆動電力を水晶発振回路の動作状況に応じて最適に制御することで発振余裕度を確保しながら消費電力を低減することを可能とする技術の内の、特許文献２に記載の技術では、電源電圧の下限値ＶＲＬは予め設定された固定値であり、周囲環境の変動に応じて適宜変化させることはできない点と、出力振幅の検出はレベル検出回路３０のシュミット回路のヒステリシス幅の設定値に達するか否かの２値判定によるため、振幅レベルを微妙に設定することは難しい点、および、水晶の発振周波数は定数で決まるため、スイッチトキャパシタ回路３８の等価抵抗も容量Ｃの値によって固定となり、電源電圧の下限値ＶＲＬは、定電流ＩＳ３３、あるいは容量Ｃを調整して行うこととなるが、消費電力を極限まで低減しようとするときにはその調整単位が問題となる可能性がある点であり、また、特許文献３に記載の技術では、回路規模が相当に大きくなる点と、駆動電圧は予め用意した中からしか選択できない点、および、連続制御ではないので駆動電圧の最適化に限界がある点である。

本発明の目的は、これら従来技術の課題を解決し、製造ばらつきや周囲環境の変動あるいは電源投入時の駆動電圧の変動に応じて最適な発振余裕度の確保を自動で行いながら、定常時の消費電力を少なくでき、かつ、構成や調整が簡単な発振装置を提供することである。

上記目的を達成するため、本発明では、水晶発振回路（１）の出力振幅を入力して、その出力振幅の変化に応じて出力パルス幅が変化するインバータ（４）を設け、このインバータ（４）から出力されるパルス信号のパルス幅（デューティー比）の変化を監視することで、水晶発振回路（１）の発振信号の振幅を検出し、この検出結果に基づき、水晶発振回路（１）の出力振幅が飽和する直前の状態になるよう、水晶発振回路（１）の駆動電圧ＶＯＳＣを制御する構成とする。より詳細には、インバータ（４）のパルス振幅をレベル変換回路（５）によりレベル変換した後、ローパスフィルタ（６）でその積分値を求め、その積分値と、振幅飽和時の出力レベル（ローパスフィルタ６の積分値）よりも僅かに低いレベルである基準電圧ＶＲＥＦとを差動増幅器（７）へ入力し、インバータ（４）出力（積分値）が基準電圧ＶＲＥＦよりも低い場合は、トランジスタ（８）のゲートを低げて水晶発振回路（１）の駆動電圧ＶＯＳＣを上昇させて、水晶発振回路（１）の出力振幅を大きくし、また、インバータ（４）出力の積分値が基準電圧ＶＲＥＦよりも高い場合にはトランジスタ（８）のゲートを上昇させて駆動電圧ＶＯＳＣを下げ、水晶発振回路（１）の出力振幅を小さくする構成とする。

本発明によれば、インバータ１つでもって水晶発振回路（１）における出力振幅が駆動電圧ＶＯＳＣに対してどの程度の状態であるかを検出することが可能となるため、製造ばらつきや周囲環境の変動に応じて発振余裕度を最適に確保し、かつ定常的な消費電力を低減した発振装置を従来のものよりも簡単な回路構成で実現できる。また、監視対象のインバータの出力パルス信号を任意の電圧（例えば電源電圧ＶＤＤ）にレベル変換した後にローパスフィルタに入力するため、本発明で動的に制御する水晶発振回路（１）の駆動電圧ＶＯＳＣの変動の影響を受けることなく安定した比較動作が実現でき、さらには半導体の製造に一般的に使用される素子、各種公知の回路を用いて信頼性の高い回路を構築することができる。また、出力ドライバ用のトランジスタ（８）を用いることにより、水晶発振回路（１）の駆動電圧の調整を安定して行うことが可能となる。さらに、水晶発振回路（１）の駆動電圧ＶＯＳＣの調整をより少ない素子数で行うことが可能となる。

以下、図を用いて本発明を実施するための最良の形態例を説明する。図１は、本発明に係わる発振装置の第１の構成例を示す回路図であり、図２は、図１における発振装置の動作例を示す説明図、図３は、本発明に係わる発振装置の第２の構成例を示す回路図である。

図１に示す発振装置は、携帯用電話やコンピュータ端末等の電子装置で用いられるものであり、本図１において、１は水晶発振回路、２は振幅検出回路、３は変圧回路、９は安定化容量である。水晶発振回路１は図４で示した水晶発振回路１ａと同様の構成であり、エンハンストメント型ＰチャネルＭＯＳトランジスタ１２とエンハンストメント型ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１３からなるＣＭＯＳ発振インバータを有する。

振幅検出回路２は、水晶発振回路１の出力（発振）振幅レベルを動的に検出し、変圧回路３は、振幅検出回路２の出力信号を受けて、水晶発振回路１へ供給する駆動電圧ＶＯＳＣを動的に制御する。安定化容量９は、変圧回路３で動的に制御される駆動電圧ＶＯＳＣを平滑化する。

振幅検出回路２は、インバータ４とレベル変換回路５およびローパスフィルタ６から構成され、本例のインバータ４は、水晶発振回路１と同じ駆動電圧ＶＯＳＣで動作し、かつその閾値（反転レベル）は、水晶発振回路１における発振インバータ（トランジスタ１２，１３）とくらべて僅かにＧＮＤ側に寄っており、水晶発振回路１の出力（発振）を入力して、その出力（発振）振幅に応じたパルス幅、振幅のパルス信号を出力する。

レベル変換回路５は、インバータ４の出力パルスの振幅を電源電圧レベル（ＶＤＤ）に変換し、ローパスフィルタ６は、レベル変換回路５の出力の直流成分を抽出する。

変圧回路３は、差動増幅器７とＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８で構成され、差動増幅器７においては、振幅検出回路２（ローパスフィルタ６）の出力電圧が非反転入力端子へ入力され、基準電圧ＶＲＥＦが反転入力端子へ入力される。また、ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ８においては、ソースが電源端子（ＶＤＤ）へ、ドレインが水晶発振回路１への駆動電力供給配線に接続され、ゲートが差動増幅器７の出力端子に接続されている。

尚、本例において、変圧回路３を構成する差動増幅器７の反転入力端子へ入力する基準電圧ＶＲＥＦは、水晶発振回路１の出力（発振）振幅を決定するために設定する固定値であり、電源電圧ＶＤＤに対する比で規定され、例えば抵抗や容量分割による発生が可能である。本例では、基準電圧ＶＲＥＦは、発振装置の工場出荷時の調整・テスト工程において、水晶発振回路１の出力（発振）振幅をどの程度にしたときに所望の特性が得られるかを検証した上でトリミング等により電源電圧ＶＤＤを抵抗分割して設定する。

このような構成の振幅検出回路２および変圧回路３を設けることにより、本例の発振装置では、水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣを、当該水晶発振回路１が出力する発振信号の振幅（出力振幅、発振振幅）に応じて動的に変化させるよう制御する。具体的には、水晶発振回路１の通常時の発振時における出力振幅が、変圧回路３における差動増幅回路７に入力する基準電圧ＶＲＥＦで定められる値により、図２における出力波形ｏｓｃｏｕｔ２で示すように、所望の振幅を基準として連続して維持するように、すなわち、出力振幅が最大振幅に達しないレベルで一定に保たれるように、水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣを動的に制御する。

以下、このような構成による本例の発振装置の動作を、図２を参照しながら説明する。図２においては、電源投入時に観察される水晶発振回路１の出力波形（ｏｓｃｏｕｔ１，２）と、それに対応した振幅検出回路２におけるインバータ４およびレベル変換回路５の出力波形（Ｉｎｖ．ｏｕｔ）およびローパスフィルタ６の出力レベル（Ｌ／Ｆｏｕｔ）を模式的に表し、特に、水晶発振回路１の出力波形ｏｓｃｏｕｔ２は、本発明により駆動電圧ＶＯＳＣが制御された発振装置の出力振幅の例を表している。

図１において、水晶発振回路１に電圧（ＶＯＳＣ）が供給されると、構成要素である発振インバータ（トランジスタ１２，１３）の出力端子はその閾値レベルにバイアスされ、「回路の負性抵抗＞水晶発振回路の閉ループでのエネルギー損失」の条件（１）が満たされると、図２の出力波形（ｏｓｃｏｕｔ１，２）に示すように、発振を開始し、やがて出力振幅が成長し、本例の振幅検出回路２および変圧回路３を設けていない従来技術の場合は、図２の出力波形ｏｓｃｏｕｔ１に示すように、飽和して、ＧＮＤ電位から駆動電圧ＶＯＳＣを最大振幅とする正弦波で発振を継続する。

これに対して、本例の発振装置では、振幅検出回路２および変圧回路３を設けることで、図２の出力波形ｏｓｃｏｕｔ２で示すように、水晶発振回路１の出力振幅が飽和する直前の状態になるよう、水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣを動的にコントロール（制御）する。以下、その動作の詳細を説明する。

本例では、水晶発振回路１における発振インバータ（トランジスタ１２，１３）に対する２段目のインバータとして、振幅検出回路２におけるインバータ４を設けている。すなわち、本例では、水晶発振回路１が発振動作を停止する際に、２段目のインバータ４の出力のデューティー比が極端に狂い出す現象に着目している。

このように、インバータを複数並べた場合、発振波形が減衰を始めると１段目の発振波形は、１段目のインバータの反転レベルをＤＣ的なバイアス点としながら減衰する。このとき、２段目のインバータ４の反転レベルが、１段目のインバータ（発振インバータ）の反転レベルと微妙に異なっている場合、例えば、発振インバータの反転レベルが０．５Ｖで、インバータ４の反転レベルが０．４Ｖあるいは０．６Ｖの場合、２段目のインバータ４の出力パルス信号における、正、負どちらかのパルス幅が極端に増減し、図２の出力波形（Ｉｎｖ．ｏｕｔ）で示すように、デューティー比が狂う。

このように、インバータ４の出力パルス信号は、水晶発振回路１の発振のピーク電圧が駆動電圧ＶＯＳＣに達する程の良好な発振状態では、ある一定のデューティー比が確保されているのに対して、発振が減衰する程に駆動電圧ＶＯＳＣを低下させるとデューティー比が狂い出だす。このデューティー比が狂い出すＶＯＳＣが、水晶発振回路１の発振を維持できる最低電圧となる。

図２の出力波形（ｏｓｃｏｕｔ１，２）で示すように、発振停止から発振初期の状態では、水晶発振回路１の出力は、約１／２×ＶＯＳＣで静止状態かあるいは僅かに振動している状態となる。本例では、振幅検出回路２のインバータ４の反転レベルは１／２×ＶＯＳＣよりも意図的に下げている（例えばＶＯＳＣ×０．４）ので、水晶発振回路１から、１／２×ＶＯＳＣを中心とする微弱振動の電圧（発振振幅）が入力されても、インバータ４の出力はＬ（ロー状態）を維持する。

このインバータ４がＬ出力を維持する限り、レベル変換回路５の出力もＬのままであり（図２の出力波形Ｉｎｖ．ｏｕｔ参照）、結果として振幅検出回路２（ローパスフィルタ６）の出力も０Ｖとなる（図２の出力Ｌ／Ｆｏｕｔ参照）。この場合、変圧回路３の差動増幅器７では、振幅検出回路２の出力０Ｖと基準電圧ＶＲＥＦとを比較してトランジスタ８のゲートを低く制御することとなる。

本例では、トランジスタ８はＰチャンネル型ＭＯＳトランジスタを用いており、トランジスタ８のソースは電源電圧ＶＤＤへ接続されているので、インバータ４のＬ出力によりゲート電圧が下げられるとオン抵抗が減少し、その結果、駆動電圧ＶＯＳＣが最大ＶＤＤまで上昇するという動作になる。

この駆動電圧ＶＯＳＣの上昇に伴い、水晶発振回路１の発振が成長期に移行し（図２の出力波形ｏｓｃｏｕｔ１，２参照）、その振幅の下側のピーク電圧がインバータ４の反転レベルに達するようになると、インバータ４の出力は、反転レベルを下回る入力が与えられている期間だけＨ（ハイ）状態になる。毎周期におけるこの期間（Ｈ出力）は、水晶発振回路１の発振振幅が大きくなるに従って長くなるが、水晶発振回路１の発振振幅が飽和した時には一定のパルス幅で固定となる（図２の出力波形Ｉｎｖ．ｏｕｔ参照）。

このように、本例では、振幅検出回路２のインバータ４の出力は、その閾値が発振インバータの閾値（ＶＯＳＣ／２＝ＶＯＳＣ×０．５）に比べてＧＮＤ側寄りに設定されている（ＶＯＳＣ×０．４）ため、水晶発振回路１による発振起動時の出力振幅（出力波形ｏｓｃｏｕｔの振幅）が小さい時にはパルス出力がなく、出力振幅が大きくなるに従って単位周期における正パルスの幅が成長し、最終的には、決まったデューティー比の矩形波（図２の出力波形Ｉｎｖ．ｏｕｔ参照）となって安定する。

従って、この振幅検出回路２のインバータ４から出力される正パルス幅を監視することで、水晶発振回路１の出力振幅の状態（変化）を検出することができる。

その際、このパルス波形を、まず、レベル変換回路５で、ＶＤＤ論理にレベル変換し、その後、ローパスフィルタ６に入力して単位周期あたりの積分値を取り、ＤＣ電圧値として取り出す。すなわち、インバータ４の出力時点では、そのパルスの振幅は、水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣの変化に伴って変動しており、レベル変換回路５により、インバータ４の出力するパルス信号（論理レベル：ＶＯＳＣ）を、ＶＤＤレベルに変換し（図２の出力波形Ｉｎｖ．ｏｕｔ参照）、さらに、ローパスフィルタ６により、積分値として出力する（図２の出力Ｌ／Ｆｏｕｔ参照）。この出力値（積分値）を、ここではＶｐとする。

このように、本例の振幅検出回路２は、インバータ４の出力パルスのデューティー比の変化を、動的な水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣの変化とは無関係にＤＣ電圧値として取り出すために、レベル変換回路５によりＶＤＤ論理にレベル変換し、ローパスフィルタ６によりＶＤＤ論理のパルスの積分値として取りだす仕組みとしている。

これにより、インバータ４から出力されるパルス信号のパルス幅の成長に伴って、振幅検出回路２（ローパスフィルタ６）の出力レベルが上昇し、水晶発振回路１の出力振幅が飽和するとその出力レベルも、図２の出力Ｌ／Ｆｏｕｔに示すように一定値を取るように出力される。

駆動電圧ＶＯＳＣが、水晶発振回路１の発振インバータ（トランジスタ１２，１３）の利得を十分に高められる値であれば、ローパスフィルタ６の出力値ＶｐはＶＤＤ／２を僅かに下回る程度で飽和する。

一方、この飽和状態（発振状態）にある水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣが低下してゆき、やがて条件（１）が成立しなくなる電圧に達して、水晶発振回路１の発振インバータ（トランジスタ１２，１３）に与える利得が発振を維持するのに足らなくなる程になれば、水晶発振回路１の出力振幅が減衰し始め、今度は、図２の右側から左側へと動作状態が変化してゆき、その結果、ローパスフィルタ６の出力値Ｖｐが低下してゆき、やがて発振が停止してＶｐは０Ｖとなる。

従って、変圧回路３における差動増幅器７に入力する基準電圧ＶＲＥＦに、ローパスフィルタ６の出力値Ｖｐとしてコントロール（制御）したい値を設定すれば、水晶発振回路１が出力する発振波形の振幅を、任意に制御でき、その結果として、駆動電圧ＶＯＳＣを任意に制御できる。

このように、差動増幅器７の基準電圧ＶＲＥＦの値を決定する立場でみれば、本例の発振装置においては、駆動電圧ＶＯＳＣを動的に制御しているというよりは、むしろ水晶発振回路１の出力（発振）振幅を一定のレベルに制御し、その結果として、駆動電圧ＶＯＳＣが動的に決定される。

いずれにしても、水晶発振回路１の発振振幅が成長しすぎて、振幅検出回路２（ローパスフィルタ６）の出力値Ｖｐと差動増幅器７の基準電圧値ＶＲＥＦが「Ｖｐ＞ＶＲＥＦ」となると、変圧回路３におけるトランジスタ８のゲートを上げて駆動電圧ＶＯＳＣを低下させ、水晶発振回路１の発振振幅を小さく戻すという動作となり、一方、発振振幅が減衰して「Ｖｐ＜ＶＲＥＦ」となると、トランジスタ８のゲートを下げて駆動電圧ＶＯＳＣを上昇させ、発振振幅を大きくするという動作となり、このフィードバック制御が連続して行われる。その結果、水晶発振回路１は、図２の出力波形ｏｓｃｏｕｔ２で示すように、その出力振幅を一定のレベルに制御しながら、発振を継続する。

このように、本例の発振装置においては、振幅検出回路２のインバータ４から出力されるパルス信号のパルス幅を監視することで、水晶発振回路１の出力振幅が飽和する直前の状態になるよう、駆動電圧ＶＯＳＣをコントロールする。

すなわち、振幅検出回路２（ローパスフィルタ６）の出力レベルと、振幅飽和時の出力レベルよりも僅かに低いレベルを基準電圧ＶＲＥＦとして差動増幅器７へ入力し、振幅検出回路２の出力レベルが基準電圧ＶＲＥＦよりも低い場合は、トランジスタ８のゲートを下げて水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣを上昇させ、また、振幅検出回路２の出力レベルが基準電圧ＶＲＥＦよりも高い場合にはトランジスタ８のゲートを上昇させて駆動電圧ＶＯＳＣを下げることにより、水晶発振回路１の発振中、振幅検出回路（ローパスフィルタ６）２の出力Ｖｐが、差動増幅器７の基準電圧ＶＲＥＦと等しくなる（Ｖｐ＝ＶＲＥＦ）ように、水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣをフィードバック制御する。

尚、トランジスタ８は、出力ドライバとしての機能である。すなわち、差動増幅器７の出力抵抗が大きく駆動能力が十分でない場合は、過負荷による出力降下が生じ、水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣを安定に供給できない可能性があり、その場合のために、トランジスタ８を出力ドライバとして設けている。

従って、差動増幅器７の駆動能力が十分であれば、図３に示すように、トランジスタ８を省いた回路構成とすることができる。図３に示す発振装置の構成においては、図１と同じ構成素子には同じ番号を付与している。本図３に示す例では、変圧回路３ａにおける差動増幅器７ａの入力端子（＋，−）への入力信号を図１に示す例とは入れ替え、トランジスタ８を廃して、差動増幅器７ａの出力でもって直接、水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣを供給している。差動増幅器７ａの出力抵抗を小さくできればこの様な構成でも、図１に示した例と同様の作用効果を期待できる。尚、場合によってはバッファー回路を介在させてもよい。

以上、図１〜図３を用いて説明したように、本例の発振装置では、水晶発振回路１の出力振幅を入力して、その出力振幅の変化に応じて出力パルス幅が変化するインバータ４を設け、このインバータ４から出力されるパルス信号のパルス幅（デューティー比）の変化を監視することで、水晶発振回路１の発振信号の振幅（出力振幅）を検出し、この検出結果に基づき、水晶発振回路１の出力振幅が飽和する直前の状態になるよう、水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣを制御する構成とする。より詳細には、インバータ４のパルス振幅をレベル変換回路５によりレベル変換した後、ローパスフィルタ６でその積分値を求め、その積分値と、振幅飽和時の出力レベル（ローパスフィルタ６の積分値）よりも僅かに低いレベルである基準電圧ＶＲＥＦとを差動増幅器７，７ａへ入力し、インバータ４出力（積分値）が基準電圧ＶＲＥＦよりも低い場合、（図１の例ではトランジスタ８のゲートを低げて）水晶発振回路１の駆動電圧ＶＯＳＣを上昇させて、水晶発振回路１の出力振幅を大きくし、また、インバータ４出力の積分値が基準電圧ＶＲＥＦよりも高い場合には、（図１の例ではトランジスタ８のゲートを上昇させて）駆動電圧ＶＯＳＣを下げ、水晶発振回路１の出力振幅を小さくする構成とする。

この構成により、インバータ４、レベル変換回路５、ローパスフィルタ６からなる振幅検出回路２において、水晶発振回路１の出力振幅が駆動電圧ＶＯＳＣに対してどの程度の状態にあるかを検知し、この振幅検出回路２の出力を、変圧回路３に入力して、この変圧回路３において、水晶発振回路１の出力振幅が所望の程度となるように、駆動電圧ＶＯＳＣを制御する。

このようにして、本例の発振装置では、一度、水晶振動子が発振を開始するとその慣性力を利用して、出力振幅が駆動電圧に等しく飽和する直前の振幅を維持する最低電圧を水晶発振回路に供給しつづけ、発振インバータの無用なオンオン状態を回避しながら消費電力を効果的に低減することができる。また、例えば発振起動時や、周囲環境の変化によって発振余裕度を大きく確保することが要求される状態では、駆動電圧は略電源電圧まで連続的に引き上げられる。

このことにより、本例では、専用に設けたインバータ１つでもって水晶発振回路１における出力振幅の状態を検出することが可能となるため、製造ばらつきや周囲環境の変動に応じて発振余裕度を最適に確保し、かつ定常的な消費電力を低減した発振装置を、従来のものよりも簡単な回路構成で実現できる。

また、監視対象のパルス信号を、レベル変換回路５により、任意の電圧にレベル変換した後にローパスフィルタ６に入力するため、水晶発振回路１の駆動電圧変動の影響を受けることなく、安定した比較動作が実現でき、さらには半導体の製造に一般的に使用される素子、各種公知の回路を用いて信頼性の高い回路を構築することができる。

また、出力ドライバ用のトランジスタ８を設けた構成とすることにより、駆動能力が十分でない差動増幅回路７を用いても、水晶発振回路１の駆動電圧の調整を安定して行うことが可能である。逆に、駆動能力が十分な差動増幅回路７ａを用いる場合には、出力ドライバ用のトランジスタ８を設ける必要がなく、水晶発振回路１の駆動電圧の調整をより少ない素子数で行うことが可能である。

以下、このような本実施例の発振装置の特徴を、図５で示した特許文献１に記載の従来技術との比較に基づき説明する。

図５に示す従来の発振装置においては、水晶発振回路（１ａ）の出力振幅の増減の検出を行う手段として、シュミット回路を採用したレベル検出回路３０を設けているが、本例ではインバータ４を採用している。シュミット回路の出力振幅のレベル検出は、出力振幅が予め設定したシュミット幅に達しているか否かの二値判定でしかないが、本例では、水晶発振回路１を構成する発振インバータに比して反転レベルをずらしたインバータ４を採用しているので、出力振幅の増減をインバータ４の出力パルス幅の増減として連続に検出することが可能である。また、本例では、インバータ４の反転レベルを発振インバータの反転レベルに近づけることにより、より微弱な振動から検出が可能となり、いわゆる入力ダイナミックレンジが圧倒的に広いとの利点、および、シュミットを構成するより素子数が少ないとの利点がある。

また、図５に示す従来技術の回路構成においては、ローパスフィルタ３４からの出力を増幅回路３２のレファレンス電圧（ＶＲＥＦ）として入力し、増幅回路３２を１：１のバッファーとして用いている。このため、この従来例では、出力振幅を積極的に制御することはできず、発振回路を駆動する下限の電圧ＶＲＬを予め｜ＶＴＰ｜＋ＶＴＮ程度として見積もった値となる様に定電流源ＩＳ３３や容量Ｃを設定する必要がある。

この定電流源ＩＳ３３や容量Ｃの調整は容易ではなく、例えば、定電流源ＩＳ３３を調整すれば、製品毎の消費電流もばらついてしまう。さらに、レファレンス電圧（ＶＲＥＦ）が下限電圧ＶＲＬに降下後も、レベル検出回路３０がパルス信号ＳＰを出力し続けるためには、レベル検出値ＶＳＭＴは、下限電圧ＶＲＬよりも低く設定しておく必要があり、そのため、下限電圧ＶＲＬ移行後も、出力振幅は駆動電圧（ＶＲＬ）にまで達した状態で発振を継続することとなり、下限電圧ＶＲＬを極限まで下げることができない。また、下限電圧ＶＲＬは、製造後は固定値となる。

これに対して、本例では、「基準電圧ＶＲＥＦ」は外部入力とし、振幅検出回路２の（ローパスフィルタ６からの）出力Ｖｐが基準電圧ＶＲＥＦに等しくなる様に、水晶発振回路１の出力（発振）振幅を動的に制御することができる。このため、所望の特性（消費電力）を満足させ得る出力振幅を、回路や水晶のばらつきに応じて調整することが容易であり、調整動作によって製品毎の消費電流がばらつくといった影響がない。さらに、周囲温度の変化など、製造後に発振回路の外部環境が変動した場合にも、発振停止に至ることなく、出力振幅レベルを一定に保つように駆動電圧ＶＯＳＣを自動制御できる。

また、図５に示す従来例の基準電圧発生回路３１、つまり、定電流源ＩＳ３３、トランジスタＱｐ、Ｑｎ（ＣＭ）、およびスイッチトキャパシタ回路３８を含めた構成が、本例のレベル変換回路５および基準電圧ＶＲＥＦの供給に相当すると考えられ、これら従来例の構成要素が多く、さらに、定常的な電流パスも多く存在することにより、基準電圧発生回路３１自身が消費する電流増が問題となることが考えられる。これに対して、本例では、レベル変換回路５と基準電圧ＶＲＥＦ発生のための分圧手段のみという圧倒的な素子数の少なさで同等以上の効果を奏しており、また、分圧手段として容量分圧などを用いる場合には定常的な電流パスも内在しない。

尚、本例の技術では、発振停止時の貫通電流を低減するという効果は特にはないが、発振状態での、発振インバータを構成する両トランジスタのオンオン状態に起因する消費電力の増大を回避することに関しては、駆動電圧ＶＯＳＣの絶対値を低減して、発振回路の駆動電圧を、発振インバータを構成する両トランジスタの閾値の和未満にコントロールすることで実現可能である。

本例の回路では、この発振回路の駆動電圧ＶＯＳＣの値は１つに決められない。すなわち、本例の回路では、基準電圧ＶＲＥＦを調整すれば発振波形の振幅を制御できるが、振幅をどの程度にするのが最適かは、組み合わせる水晶や発振回路のプロセスばらつき、および採用される製品によっても異なる。そのため、基準電圧ＶＲＥＦ（コントロールしたいＶｐ値）の調整を、工場出荷時前のテスト工程等で、発振振幅をどの程度にしたときに所望の特性が得られるかを検証した上でトリミング等による実施することで対処する。

このような相違により、本例の発振装置においては、従来技術のように、単に、水晶発振回路の駆動電力を水晶発振回路の動作状況に応じて最適に制御することで発振余裕度を確保しながら消費電力を低減することを可能とするだけでなく、駆動電圧の下限値を、周囲環境の変動に応じて適宜変化させることができると共に、発振振幅レベルを微妙に設定することができ、さらに、駆動電圧の下限値の調整を、消費電力を極限まで低減するよう実施することができる。また、図６で示した従来技術と比較しても、その回路規模を相当に小さくすることができると共に、駆動電圧を、予め用意した複数の中から選択するのではなく、連続制御できるので、駆動電圧の最適化を高精度に行うことができる。

このように、本例の発振装置では、製造ばらつきや周囲環境の変動あるいは電源投入時の発振状態の変動に応じて最適な発振余裕度の確保を自動で行いながら（電源投入時は発振波形が微弱なので駆動電圧ＶＯＳＣが自動的に大きく確保される）、定常時の消費電力を少なくでき、かつ、構成や調整が簡単である。

尚、本発明は、図１〜図３を用いて説明した例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々変更可能である。例えば、本例では、本例の発振装置の適用例として、携帯用電話とコンピュータ端末を掲げているが、腕時計やＰＤＡ等の電子装置にも用いることができる。

また、本例では、インバータ４の閾値を発振インバータの閾値より僅かにずらすために、当該インバータ４の閾値をＶＯＳＣ×０．４に設定しているが、この値に限定されるものではない。

また、このインバータ４の閾値を発振インバータの閾値より僅かにずらすことや、基準電圧ＶＲＥＦの設定値を決定することは、その絶対値は問題ではなく、例えば、トランジスタのサイズ比による調整でインバータ４の閾値の設定は実現可能であり、分圧素子の比精度でもって、基準電圧ＶＲＥＦの設定値の決定が可能である。また、レベル変換回路５やローパスフィルタ６および差動増幅器７は、その機能さえ達成できれば、それぞれ、既公知の回路を自由に利用可能である。

本発明に係わる発振装置の第１の構成例を示す回路図である。 図１における発振装置の動作例を示す説明図である。 本発明に係わる発振装置の第２の構成例を示す回路図である。 従来の水晶発振回路を設けた電子回路の構成例を示す回路図である。 従来の低消費電力型水晶発振回路の構成例を示す回路図である。 従来の電力制御回路を備えた発振回路の回路図である。

符号の説明

１，１ａ，１ｂ：水晶発振回路、２：振幅検出回路、３，３ａ：変圧回路、４：インバータ、５：レベル変換回路、６：ローパスフィルタ、７，７ａ：差動増幅器、８：トランジスタ（ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ）、９：安定化容量、１２，１２ａ：エンハンスメント型ＰチャンネルＭＯＳトランジスタ、１３，１３ａ：エンハンスメント型ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ、１４，１４ａ：水晶振動子、１５，１５ａ，１６，１６ａ：負荷容量、１７，１７ａ，１８：抵抗、２２：電流・電圧制御回路、２３：エンハンスメント型ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ、２５：ディプレッション型ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ、２６：エンハンスメント型ＮチャンネルＭＯＳトランジスタ、３０：レベル検出回路、３１：基準電圧発生回路（「周波数−電圧変換回路」）、３２：増幅回路、３６，３７：スイッチ、３８：スイッチトキャパシタ回路、６０：電力制御回路、６１：信号反転増幅器、６２，６４：インバータ、６６：電源電圧発生回路、６８：判定制御部、７４：一致検出回路、８０：アップダウンカウンタ、８２：マルチプレクサ。

Claims (15)

1. 発振インバータを具備して駆動電圧を最大振幅とする発振信号を出力する水晶発振手段と、
   該水晶発振手段が出力する上記発振信号を入力し該発振信号の所定のレベル以上で該発振信号の振幅に応じたパルス幅のパルス信号を出力するレベル検出手段と、
   該レベル検出手段が出力するパルス信号のパルス幅の変化に応じて上記水晶発振手段にかかる駆動電圧を制御する変圧手段と
   を有することを特徴とする発振装置。
2. 発振インバータを具備して駆動電圧を最大振幅とする発振信号を出力する水晶発振手段と、
   該水晶発振手段が出力する上記発振信号を入力し該発振信号の所定のレベル以上で該発振信号の振幅に応じたパルス幅のパルス信号を出力するレベル検出手段と、
   該レベル検出手段が出力するパルス信号を入力して単位周期あたりの積分値を抽出する積分手段と、
   該積分手段が出力する上記積分値を入力し該積分値に応じて上記水晶発振手段にかかる駆動電圧を制御する変圧手段と
   を有することを特徴とする発振装置。
3. 請求項２に記載の発振装置であって、
   上記レベル検出手段が出力するパルス信号を当該発振装置の電源あるいは任意の電圧レベルに変換して上記積分手段に入力するレベル変換手段を有することを特徴とする発振装置。
4. 請求項２もしくは請求項３のいずれかに記載の発振装置であって、
   上記積分手段は、ローパスフィルタからなることを特徴とする発振装置。
5. 請求項２から請求項４のいずれかに記載の発振装置であって、
   上記変圧手段は、
   上記積分手段が出力する上記積分値と予め定められた閾値とを入力し差動増幅する差動増幅手段を有することを特徴とする発振装置。
6. 請求項２から請求項４のいずれかに記載の発振装置であって、
   上記変圧手段は、
   上記積分手段が出力する上記積分値と予め定められた閾値とを入力し差動増幅する差動増幅手段と、
   該差動増幅手段の出力端子にゲートが、ソースが上記駆動用電源に、ドレインが上記水晶発振手段の駆動電力供給配線に接続されたＭＯＳトランジスタとを有することを特徴とする発振装置。
7. 請求項２から請求項４のいずれかに記載の発振装置であって、
   上記変圧手段は、
   上記積分手段が出力する上記積分値と予め定められた閾値とを入力し差動増幅する差動増幅手段と、
   該差動増幅手段の出力端子と上記水晶発振手段の駆動電力供給配線との間に接続されたバッファ手段と
   を有することを特徴とする発振装置。
8. 請求項５から請求項７のいずれかに記載の発振装置であって、
   上記差動増幅手段に入力する上記閾値を、当該発振装置の電源あるいは任意の電圧レベルを抵抗分圧もしくは容量分圧して生成する分圧手段を有することを特徴とする発振装置。
9. 請求項８に記載の発振装置であって、
   上記分圧手段は、上記水晶発振手段の発振信号が、最大振幅より低い振幅を基準として維持するよう、上記電圧レベルを分圧調整する手段を有することを特徴とする発振装置。
10. 請求項１から請求項９のいずれかに記載の発振装置であって、
    上記レベル検出手段は、上記水晶発振手段にかかる駆動電圧と同じ電圧で駆動され、閾値が該水晶発振手段の上記発振インバータに比して所定の値だけずれたインバータからなることを特徴とする発振装置。
11. 発振インバータを具備して駆動電圧を最大振幅とする発振信号を出力する水晶発振手段と、
    該水晶発振手段が出力する上記発振信号を入力すると共に、該水晶発振手段と同じ駆動電圧で駆動され、閾値が該水晶発振手段の発振インバータの閾値と予め定められた値だけずれたインバータを具備して、上記水晶発振手段が出力する発振信号の振幅が駆動電圧に対してどの程度の状態にあるかを上記インバータから出力されるパルス信号のパルス幅に基づき検知する振幅検出手段と、
    該振幅検出手段の検知結果に基づき、上記水晶発振手段が出力する上記発振信号の振幅が予め定められた値となるよう上記駆動電圧を制御する変圧手段と
    を有することを特徴とする発振装置。
12. 請求項１１に記載の発振装置であって、
    上記振幅検出手段は、
    上記インバータが出力するパルス信号を当該発振装置の電源あるいは任意の電圧レベルに変換するレベル変換手段と、
    該レベル変換手段で変換したパルス信号を入力して単位周期あたりの積分値を抽出する積分回路とを有し、
    上記変圧手段は、
    上記積分回路が出力する上記積分値と予め定められた基準電圧とを入力して差動増幅する差動増幅手段と、
    該差動増幅手段の出力端子にゲートが、ソースが上記駆動用電源に、ドレインが上記水晶発振手段の駆動電力供給配線に接続されたＭＯＳトランジスタと
    を有することを特徴とする発振装置。
13. 請求項１１に記載の発振装置であって、
    上記振幅検出手段は、
    上記インバータが出力するパルス信号を当該発振装置の電源あるいは任意の電圧レベルに変換するレベル変換手段と、
    該レベル変換手段で変換したパルス信号を入力して単位周期あたりの積分値を抽出する積分回路とを有し、
    上記変圧手段は、
    上記積分回路が出力する上記積分値と予め定められた基準電圧とを入力して差動増幅する差動増幅手段を有し、
    該差動増幅手段の出力を上記駆動電圧として上記水晶発振手段に供給することを特徴とする発振装置。
14. 請求項１１に記載の発振装置であって、
    上記振幅検出手段は、
    上記インバータが出力するパルス信号を当該発振装置の電源あるいは任意の電圧レベルに変換するレベル変換手段と、
    該レベル変換手段で変換したパルス信号を入力して単位周期あたりの積分値を抽出する積分回路とを有し、
    上記変圧手段は、
    上記積分回路が出力する上記積分値と予め定められた基準電圧とを入力して差動増幅する差動増幅回路と、
    該差動増幅回路の出力端子に入力端子が接続され、出力端子が上記水晶発振手段の駆動電力供給配線に接続されたバッファ手段と
    を有することを特徴とする発振装置。
15. 請求項１から請求項１４のいずれかに記載の発振装置を具備したことを特徴とする電子装置。

Images