JP2006060985A - 交流電力生成装置ならびにそれが用られたリニアモータおよびスターリング冷凍機 - Google Patents

Abstract

【課題】 トランジスタのＯＮ抵抗に起因した発熱による悪影響が低減された単相用の交流電力生成装置を提供する。
【解決手段】 三相交流電力を生成するために使用可能な三相用ＩＰＭ（Inteligent Power Module）において、配線Ｕから分岐し、Ｕ相コントロールとトランジスタＧｗのゲート電極とを接続する配線Ｗ、および、配線Ｘから分岐し、Ｖ相コントロールとトランジスタＧｚのゲート電極とを接続する配線Ｚを設ける。また、トランジスタＧｕとトランジスタＧｘとの間のノードに接続された出力端子と、トランジスタＧｗとトランジスタＧｚとの間のノードに接続された出力端子とを配線Ｋで接続する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、３相用ＩＰＭ（Inteligent Power Module）が用いられた単相用の交流電力生成装置等に関するものである。

従来より、単相モータの一例のリニアモータＭのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御においては、３相モータを制御する３相用ＩＰＭが単相交流電力を供給する交流電力生成装置に用いられている。以下、図１４を用いて、従来の３相用ＩＰＭを説明する。

図１４に示すように、従来のＩＰＭ２００には、インバータ回路１００が内臓されている。インバータ回路１００は、６つのスイッチング素子を有し、図１４に示すような態様で、たとえば、スターリング冷凍機４０に内装されたリニアモータＭに接続されている。６つのスイッチング素子は、トランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、Ｇｙ、Ｇｗ、およびＧｚであり、それぞれには、ソース電極とドレイン電極との間にフライホイールダイオードが接続されている。ただし、単相モータの制御においては、６つのトランジスタのうちトランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、およびＧｙからなる４つのトランジスタのみが用いられる。

図１４から分かるように、トランジスタＧｕおよびトランジスタＧｘ、トランジスタＧｖおよびトランジスタＧｙ、ならびに、トランジスタＧｗおよびトランジスタＧｚは、それぞれ、直列に接続されている。また、トランジスタＧｕおよびＧｘ、トランジスタＧｖおよびＧｙ、ならびに、トランジスタＧｗおよびＧｚが、この順番で互いに並列に接続されている。

本明細書においては、トランジスタＧｕおよびＧｘを第１列とし、トランジスタＧｖおよびＧｙを第２列とし、トランジスタＧｗおよびＧｚを第３列とする。

なお、トランジスタＧｗおよびＧｚは、従来のリニアモータＭ、すなわち単相モータの制御には用いられないトランジスタである。このように、従来のＩＰＭ２００は、インバータ回路１００がリニアモータＭの制御に用いられないトランジスタを有している。

また、リニアモータＭは、一方の端子がトランジスタＧｕとトランジスタＧｘとの間のノードに接続され、かつ、他方の端子がトランジスタＧｖとトランジスタＧｙとの間のノードに接続されている。

また、マイクロコンピュータ１０００のＵ相コントロールとトランジスタＧｕのゲート電極とは、配線Ｕによって接続されている。また、マイクロコンピュータ１０００のＵ相コントロールとトランジスタＧｘのゲート電極とは、配線Ｘによって接続されている。また、マイクロコンピュータ１０００のＶ相コントロールとトランジスタＧｖのゲート電極とは、配線Ｖによって接続されている。また、マイクロコンピュータ１０００のＶ相コントロールとトランジスタＧｙのゲート電極とは、配線Ｙによって接続されている。

マイクロコンピュータ１０００は、配線Ｕ、Ｘ、Ｖ、およびＹを介して、トランジスタＧｕ、Ｇｖ、Ｇｘ、およびＧｙのそれぞれのゲート電極にＰＷＭ制御信号を送信する。それにより、それらのトランジスタのそれぞれの開閉動作が行なわれ、リニアモータＭに各パルス電圧が印加される。それにより、リニアモータＭのコイルに交流電流が流れる。その結果、リニアモータＭのピストンの往復運動の振幅および周期が制御される。

なお、トランジスタＧｕ、Ｇｖ、およびＧｗのそれぞれのゲート電極とマイクロコンピュータ１０００との間には、ＨＶＩＣ（High Voltage Inteligent Circuit）が設けられており、トランジスタＧｘ、Ｇｙ、およびＧｚのそれぞれのゲート電極とマイクロコンピュータ１０００との間には、ＬＶＩＣ（Low Voltage Inteligent Circuit）が設けられている。ＨＶＩＣは、スイッチング用半導体素子の駆動保護機能を構成する耐圧５０Ｖ以上の集積回路（小さな電圧のＰＷＭ制御信号を受け、そのＰＷＭ制御信号に応じて大きな電圧が印加されるスイッチング素子の開閉を行なう駆動回路）であり、ＬＶＩＣは、スイッチング用半導体素子の駆動保護機能を構成する耐圧５０Ｖ以下の集積回路（小さな電圧のＰＷＭ制御信号を受け、そのＰＷＭ制御信号に応じて大きな電圧が印加されるスイッチング素子の開閉を行なう駆動回路）である。また、ＩＰＭとは、スイッチング用半導体素子に加えて、それらの駆動回路および保護回路などが、一体的に樹脂封止されて、１パッケージのモジュールになっているものである。

また、インバータ回路１００に対して並列に平滑コンデンサＣが設けられている。この平滑コンデンサＣに対して並列に整流器Ｄが設けられている。さらに、整流器Ｄに対して並列に交流電源Ｇが設けられている。また、インバータ回路１００の電位を安定させるためのコンデンサＣＣが設けられている。さらに、リニアモータＭの２つの端子に、電圧計として機能する回路Ｖの２つの端子が１対１の関係で接続され、回路Ｖで得られた電圧値が回路Ｖからマイクロコンピュータ１０００のＵ相電圧センサ入力ポートおよびＶ相電圧センサ入力ポートのそれぞれへ送信される。

また、平滑コンデンサＣとリニアモータＭとの間には、電流計として機能する回路Ａが設けられ、回路Ａで得られた電流値が回路Ａからマイクロコンピュータ１０００の電流センサ入力ポートへ送信される。

電圧値および電流値の取得手法は、より具体的には、次のようなものである。実際の電圧値の取得においては、まず、リニアモータＭに印加されている電圧が分圧され、その分圧された電圧値がマイクロコンピュータ１０００に入力される。マイクロコンピュータ１０００は、その分圧された電圧値をＡ／Ｄ変換し、それによって、実際の電圧値が算出される。また、電流値の取得に関しては、まず、シャント抵抗Ｓの両端の電位差がオペアンプを含む回路Ａによって増幅され、その増幅された電位差の値がマイクロコンピュータ１０００に入力される。マイクロコンピュータ１０００は、その増幅された電位差の値をＡ／Ｄ変換し、それによって、電流値が算出される。

上記の交流電力生成装置によってリニアモータＭに印加される交流電圧波形においては、図１５に示すように、正電圧の最大値の絶対値Ｖｕｐと負電圧の最小値の絶対値Ｖｖｐとはほぼ同一である。なお、図１５の左端部に記載された電圧値は、各トランジスタのＯＮ抵抗値が１Ωである場合における電圧値である。
特開２０００−１８４７７８号公報 特開２００１−８４８１号公報 特開２００３−９５０９号公報

上記従来の交流電力生成装置においては、使用される４つのトランジスタＧｕ、Ｇｖ、Ｇｘ、およびＧｚのそれぞれのＯＮ抵抗が大きなものであり、それらのＯＮ抵抗に起因したトランジスタの発熱がＩＰＭ全体に悪影響を与えるおそれがある。なお、ＯＮ抵抗とは、トランジスタのチャネル領域を電荷が通過するときに生じる抵抗を意味する。

本発明は、前述の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、３相用ＩＰＭが用いられた単相用の交流電力生成装置における、トランジスタのＯＮ抵抗に起因した発熱を低減することである。

本発明の交流電力生成装置は、三相交流電力を生成するための三相用ＩＰＭ（Inteligent Power Module）と該三相用ＩＰＭを制御するマイクロコンピュータとを用いて、直流電力を単相交流電力へ変換するものである。三相用ＩＰＭは、互いに直列に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを含む第１列と、第１列に並列に接続されているとともに、互いに直列に接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とを含む第２列と、第１列に並列に接続されているとともに、互いに直列に接続された第５スイッチング素子と第６スイッチング素子とを含む第３列と、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子との間のノードに接続された第１出力端子と、第３スイッチング素子と第４スイッチング素子との間のノードに接続された第２出力端子と、第５スイッチング素子と第６スイッチング素子との間のノードに接続された第３出力端子とを備えている。第１出力端子と第３出力端子とが接続されており、第１列のスイッチング素子と第３列のスイッチング素子とは、同期してＯＮ／ＯＦＦするように構成されている。

上記の構成によれば、第１列を構成する個々のスイッチング素子と第３列を構成する個々のスイッチング素子とが並列に接続されている。そのため、３相を構成する６つのスイッチング素子のＯＮ抵抗に起因する発熱量が全体として低減される。その結果、スイッチング素子の発熱に起因した３相用ＩＰＭ全体への悪影響が低減される。また、既存の３相用ＩＰＭの内部構成を変更することなく、マイクロコンピュータと３相用ＩＰＭとの接続態様またはマイクロコンピュータから３相用ＩＰＭへのＰＷＭ制御信号の出力態様、および、３相用ＩＰＭの出力端子同士の接続態様をわずかに変更するだけで、３相用ＩＰＭを構成するスイッチング素子のＯＮ抵抗を低減することができる。

本発明のリニアモータは、前述の交流電力生成装置と交流電力が供給されるコイルとを有し、そのコイルの周囲に生じる磁力を用いるものである。マイクロコンピュータは、コイルに印加される正電圧の最大値の絶対値と負電圧の最小値の絶対値との差が小さくなるように、第１列、第２列、および第３列を構成する６つのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの期間を調整する手段をさらに備えている。

上記の構成によれば、交流電圧の最大値の絶対値と交流電圧の最小値の絶対値とが異なることによってリニアーモータに生じる問題を解消することができる。

本発明のスターリング冷凍機は、前述のリニアモータと、リニアモータによって往復運動するピストンと、ピストンの往復運動に起因する圧力変動によって往復運動するディスプレーサとを備えている。

上記のスターリング冷凍機によれば、交流電力生成装置は、リニアモータに印加される交流電圧の最大値の絶対値とリニアモータに印加される交流電圧の最小値の絶対値とが大きく異なることがないように、交流電力の波形を調整する。したがって、ピストンの振幅の中心位置を変えることなく、３相用ＩＰＭを構成するスイッチング素子の発熱によって生じる問題を解消することができる。

本発明によれば、簡単な構成の変更で、ＩＰＭのＯＮ抵抗による発熱を低減することができる。

（実施の形態１）
まず、図１〜図１３を用いて、実施の形態の交流電力生成装置ならびにそれが用られたリニアモータおよびスターリング冷凍機を説明する。

まず、図１を用いて、交流電力生成装置を説明する。本実施の形態の図１に示す交流電力生成装置は、図１４に示す従来の交流電力生成装置とほぼ同様である。したがって、本実施の形態の交流電力生成装置については、図１４に示す従来の交流電力生成と異なる構造および図１４を用いて説明がなされたなかった機能のみの説明がなされる。

本実施の形態の交流電力生成装置は、図１に示すように、配線Ｗが配線Ｕから分岐し、配線ＵによってＵ相コントロールとトランジスタＧｗのゲート電極とがＨＶＩＣを介して接続され、配線Ｚが配線Ｘから分岐し、配線ＺによってＵ相コントロールとトランジスタＧｚのゲート電極とがＨＶＩＣを介して接続されている。また、トランジスタＧｗとトランジスタＧｚとの間のノードと、トランジスタＧｕとトランジスタＧｘとの間のノードとリニアモータＭの一方の端子とを接続する配線とが、配線Ｋによって接続されている。つまり、本発明の第１列を構成するトランジスタＧｕが、本発明の第３列を構成するトランジスタＧｗに並列に接続されているとともに、第１列を構成するトランジスタＧｘが、第３列を構成するトランジスタＧｚに並列に接続されている。

言い換えれば、トランジスタＧｕとトランジスタＧｘとの間のノードと第１出力端子とが接続され、トランジスタＧｖとトランジスタＧｙとの間のノードと第２出力端子とが接続され、トランジスタＧｗとトランジスタＧｚとの間のノードと第３出力端子とが接続され、さらに、第１出力端子と第３出力端子とが配線Ｋによって接続されている。また、第１出力端子および第３出力端子がリニアモータＭの一方の端子に接続され、第２出力端子がリニアモータＭの他方の端子に接続されている。

上記の構成によれば、マイクロコンピュータ１０００は、Ｕ相コントロールから出力するＰＷＭ制御信号によって、トランジスタＧｕおよびＧｗを同期させてＯＮ／ＯＦＦさせる。また、マイクロコンピュータ１０００は、Ｖ相コントロールから出力するＰＷＭ制御信号によって、トランジスタＧｘおよびＧｚを同期させてＯＮ／ＯＦＦさせる。また、第１出力端子から出力される電流および第３出力端子から出力される電流が合流してリニアモータＭに流れ込み、一方、第２出力端子から出力される電流はそのままリニアモータＭに流れ込む。

具体的には、マイクロコンピュータ１０００が、トランジスタＧｕおよびＧｙのそれぞれをＯＮさせるＰＷＭ制御信号を出力するとともに、トランジスタＧｖおよびＧｘのそれぞれをＯＦＦさせる制御信号を出力する。それにより、トランジスタＧｕ、リニアモータＭの一方の端子、リニアモータＭ、リニアモータＭの他方の端子、およびトランジスタＧｙに、この順番で、第１交流電流が流れる。

また、マイクロコンピュータ１０００が、トランジスタＧｖおよびＧｘのそれぞれをＯＮさせるＰＷＭ制御信号を出力するとともに、トランジスタＧｕおよびＧｙのそれぞれをＯＦＦさせるＰＷＭ制御信号を出力する。それにより、トランジスタＧｖ、リニアモータＭの他方の端子、リニアモータＭ、リニアモータＭの一方の端子、およびトランジスタＧｘに、この順番で、第２交流電流が流れる。

また、トランジスタＧｕがＯＮしているタイミングにおいて、トランジスタＧｗがＯＮするとともにトランジスタＧｚがＯＦＦすることにより、トランジスタＧｗ、リニアモータＭの一方の端子、リニアモータＭ、リニアモータＭの他方の端子、およびトランジスタＧｙに、この順番で、第３交流電流が流れる。

また、トランジスタＧｘがＯＮしているタイミングにおいて、トランジスタＧｚがＯＮするとともにトランジスタＧｗがＯＦＦすることにより、トランジスタＧｖ、リニアモータＭの他方の端子、リニアモータＭ、リニアモータＭの一方の端子、およびトランジスタＧｚに、この順番で、第４交流電流が流れる。

前述の第１交流電流と第３交流電流とは合成されてリニアーモータＭのコイルを流れる。また、前述の第２交流電流と第４交流電流とは合成されてリニアモータＭのコイルを流れる。

図１に示すように、本実施の形態においては、配線Ｗ、ＺおよびＫを除いた構成は、図１５を用いて示した従来技術の構成と全く同様である。

図２は、ＰＷＭインバータ制御用のタイマが１つ（１チャンネル）内蔵された単相リニアモータ制御用のマイクロコンピュータ１０００の構成を説明するためのブロック図である。

図２に示すように、本実施の形態の交流電力生成装置のマイクロコンピュータ１０００は、発振器としてのクロック回路と、演算手段としてのＣＰＵ（Central Processing Unit）と、書替え可能な記憶手段としてのＲＡＭ（Random Access Memory）と、読出専用のＲＯＭとを備えている。ＲＯＭ（Read Only Memory）には、６つのスイッチング素子を制御するためのプログラムが格納されている。また、ＲＡＭは、ＲＯＭに格納されたプログラムに従ってＣＰＵでの演算処理が行なわれた結果を一時的に記憶するための記憶手段であり、レジスタなどの一時記憶手段が含まれていてもよい。さらに、クロックは、発振器から送信されてきた信号を用いて、後述するタイマを動作させるための基本となるクロックパルスを形成するためのものである。

また、マイクロコンピュータ１０００は、従来においては、３相モータの制御に用いられていた３相ＰＷＭインバータタイマを備えている。この３相ＰＷＭインバータタイマは、アップ／ダウンタイマである。アップ／ダウンタイマ１には、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれの相を制御するための信号を出力する回路（Ｕ相コントロール回路、Ｖ相コントロール回路、Ｗ相コントロール回路）が設けられている。但し、本実施の形態においては、制御信号出力回路のうちＵ相コントロール回路およびＶ相コントロール回路のみが使用される。

なお、本実施の形態のインバータ回路１００は、元々３相モータを制御するための回路であるため、マイクロコンピュータ１０００には、Ｗ相のトランジスタＧｗおよびＧｚを制御するための制御信号を出力するＷ相コントロール回路も内臓されているが、本実施の形態の交流電力生成装置においては、Ｗ相回路は使用されていない。ただし、図１のように、配線Ｗおよび配線Ｚを用いない場合には、Ｗ相コントロール回路から出力されるＰＷＭ制御信号とＵ相コントロール回路から出力されるＰＷＭ制御信号とが同期して出力されるようにプログラムを書き換えることによっても、図１に示す構造の交流電力生成装置によって実行される制御と同様の制御を実行することができる。

また、マイクロコンピュータ１０００には、アップ／ダウンタイマ１の３つの相それぞれに対応した３つのレジスタが設けられている。ただし、本実施の形態においては、アップ／ダウンタイマ１のＵ相およびＶ相に対応したレジスタのみが使用される。Ｗ相に対応したレジスタは、３相モータを制御するときに使用されるものである。

また、Ｕ相とＶ相との位相角の差は、３相モータを制御する場合には１２０度であったが、本実施の形態の単相モータの制御に用いられる場合には１８０度となるように、前述のＲＯＭ内のプログラムが設定されている。Ｕ相コントロール回路から出力されたＰＷＭ制御信号は、トランジスタＧｕ、Ｇｘ、ＧｗおよびＧｚのそれぞれのゲート電極に送信される。また、Ｖ相コントロール回路から出力されたＰＷＭ制御信号は、トランジスタＧｖおよびＧｙのそれぞれのゲート電極に送信される。なお、Ｗ相コントロール回路は、前述のように使用されていない。

このように、本実施の形態の単相用の交流電力生成装置は、従来の単相用の交流電力生成装置と比較して、前述の配線Ｗ、配線Ｚおよび配線Ｋが設けられていることのみが、異なっている。つまり、従来の交流電力生成装置から本実施の形態の交流電力生成装置への変更にかかる費用負担は比較的少ない。

次に、レジスタにおいて更新される設定値の決定手法を説明する。以後、設定値というときは、レジスタの設定値を意味するものとする。この設定値によって、交流波形の形状が決定される。

本実施の形態では、ＰＷＭの基本周波数ｆｂ＝１０ｋＨｚであり、モータの駆動周波数ｆｍ＝５０Ｈｚであるとする。このとき、アップ／ダウンタイマ１の半周期（半インターバル）は、１／１０ｋＨｚ／２＝１００μｓｅｃ／２＝５０μｓｅｃである。

また、マイクロコンピュータ１０００のアップ／ダウンタイマ１のＵ相の設定値またはのＶ相の設定値に、比較的大きな値を設定すると、パルス幅は比較的小さくなる。たとえば、図３に示すように、リニアモータＭに最も大きな幅の電圧パルスを出力するときには、アップ／ダウンタイマ１の設定値を０にする。リニアモータＭに最も小さな幅の電圧パルスを出力するときには、アップ／ダウンタイマ１の設定値を１０００にする。

また、アップ／ダウンタイマ１を６５０にすると、トランジスタＧｕおよびＧｘのそれぞれには、図３に示すような電圧パルスが発生する。アップ／ダウンタイマ１のＵ相の設定値およびＶ相の設定値のそれぞれを５００にすると、Ｕ相およびＶ相のそれぞれにおいて、５０ｕｓｅｃの間、電圧パルスが出力される。

本実施の形態においては、リニアモータＭに印加される最大実効電圧をＡＣ（Alternative Currency）２００Ｖ（Ｓｉｎ波のピーク値は±２８２Ｖである）とする。この交流の電圧が印加される場合、図４に示すように、Ｕ相の印加電圧の最大値は＋２８２Ｖであり、Ｖ相の印加電圧の最小値は、−２８２Ｖである。したがって、電圧波形の最大値と最小値との差すなわちリニアモータＭの印加電圧のピーク値は、±２８２Ｖある。このとき、アップ／ダウンタイマ１のカウントアップ数またはカウントダウン数１に対して、０．２８２ＶだけリニアモータＭに印加される電圧が変化する。なお、設定値が０のとき各相に印加される電圧は２８２Ｖまたは―２８２Ｖであり、設定値が１０００のときリニアモータＭに印加される電圧は０Ｖである。

上記の事項をより詳しく説明すると、次のようになる。

リニアモータＭに実効電圧ＡＣ２００Ｖを印加する場合には、設定値は、０から１０００の範囲内でアップ／ダウンするように、順次更新される。そのため、たとえば、リニアモータＭに実効電圧ＡＣ１２０Ｖを印加する場合には、１０００×（１２０Ｖ／２００Ｖ）＝６００の幅で、設定値の更新が行なわれる。

また、Ｓｉｎ波の最大値のタイミング（位相角９０°のタイミング）においては、Ｕ相の設定値は、１０００−６００＝４００であり、Ｓｉｎ波の最小値のタイミング（位相角２７０°のタイミング）においては、Ｖ相の設定値も、１０００−６００＝４００である。

ＰＷＭの基本周波数が１０ｋＨｚ（１００μｓｅｃ）であれば、リニアモータＭの往復運動の半サイクルの期間に、すなわち、１０ｍｓｅｃ（＝１／５０Ｈｚ／２）の期間に、１００個の電流パルスが発生する。つまり、リニアモータＭのピストンの位相角が０°から１８０°まで変化する間に、電圧パルスは１００個出力される。また、この場合、位相角θ＝１．８×電圧パルス数である。

したがって、最大実効電圧が１２０Ｖの場合には、半周期の間に出力しようとしている電圧パルスの数ｘ（ｘは、最大電圧と周波数とを用いて電圧パルスの幅に応じて算出される）を用いて、次の式（１）および式（２）によって、設定値を算出することができる。

Ｕ相の設定値＝４００＋６００×Ｓｉｎ（１．８×電圧パルス数） …（１）
Ｖ相の設定値＝４００＋６００×Ｓｉｎ（１．８×電圧パルス数） …（２）
ただし、Ｕ相とＶ相とでは位相が１８０°ずれている。

また、リニアモータＭに必要とされる交流電圧のピーク値をＶｍａｘ（≦２００）とすると、Ｓｉｎ波の位相角９０°での電圧は、１．４１×Ｖｍａｘ／２となる。

したがって、レジスタの設定値の変化の幅は、
１．４１×Ｖｍａｘ／２：設定値の変化の幅＝１．４１×２００／２：１０００
という式を用いて計算すると、
５×Ｖｍａｘになる。

したがって、アップダウンタイマ１の設定値は、最大実効電圧が２００Ｖである場合、一般に、次の式（３）および（４）によって表わすことができる。

Ｕ相の設定値＝１０００×（１−Ｖｍａｘ／２００）＋５×Ｖｍａｘ×Ｓｉｎ（１．８ｘ） …（３）
Ｕ相の出力タイミングにおいては、Ｖ相の設定値は常に０に設定されている。

Ｖ相の設定値＝１０００×（１−Ｖｍａｘ／２００）＋５×Ｖｍａｘ×Ｓｉｎ（１．８ｘ） …（４）
Ｖ相の出力タイミングにおいては、Ｕ相の設定値は常に０に設定されている。

ただし、一旦、設定値が決定されると、順次ｘは順次１つずつ更新される（ｘ＝ｘ＋１）。また、ｘが最大値になれば、ｘ＝０にする。なお、前述のように、Ｕ相とＶ相とは位相が１８０°ずれているため、Ｕ相の設定値が、交流波形の半サイクルの期間、用いられた後、次の交流波形の半サイクルの期間、Ｖ相の設定値が用いられる。

次に、本実施の形態の交流電力生成装置において用いられるアップ／ダウンタイマ１のそれぞれの設定値を決定するためにマクロコンピュータ１０００が実効する処理を説明する。

図５に示すように、設定値決定処理においては、ＳＴ１１において、まず、必要とされる駆動電力の値の入力があったか否かが判別される。つまり、単相モータを如何なる駆動電力で駆動させるかを特定するための値が外部からマイクロコンピュータ１０００へ入力されたか否かが判別される。

ＳＴ１１において、必要とされる駆動電力の値が入力されていない場合、すなわち、単相モータが使用されていないか、必要とされる駆動電力の値が既に入力された後であって、入力された必要とされる駆動電力の値に変更がない場合には、必要とされる駆動電力の入力があるか否かを判別される処理が続行される。ＳＴ１１において、必要とされる駆動電力の値の入力があれば、ＳＴ１２に進む。

ＳＴ１２では、必要とされる駆動電力の値に応じて、リニアモータＭにかかる交流電圧の最大値の絶対値または最小値の絶対値（交流電圧の実効値）および交流電圧の周波数（波長）が決定される。この決定は、ＲＯＭに内蔵されているプログラムを用いてＣＰＵにより行なわれる。次に、ＳＴ１３において、ＳＴ１２において決定された交流電圧の１周期内の電圧パルスＶ１，Ｖ２，…，Ｖｎのそれぞれの幅Ｗ１，Ｗ２，…，Ｗｎのそれぞれを決定する。

このとき、電圧パルスの幅Ｗ２，Ｗ２，…，Ｗｎは、最小値から徐々に大きくなり、最大値に達すると徐々に小さくなり、最小値に達すると再び除々に大きくなる。すなわち、電圧パルスＷ１，Ｗ２，…，Ｗｎと時間の関係は、Ｓｉｎカーブを描くように設定されている。

次に、ＳＴ１４において、ＳＴ１３において決定された電圧パルスＷ１，Ｗ２，…，Ｗｎのそれぞれの幅Ｗ１，Ｗ２，…，Ｗｎのそれぞれの値を用いて、アップ／ダウンタイマ１の設定値Ｓ１，Ｓ２，…，Ｓｎのそれぞれの値を決定する。この設定値Ｓ１，Ｓ２，…，Ｓｎの決定によって、トランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、Ｇｙ、ＧｗおよびＧｚのそれぞれの動作タイミングが決定される。また、ＳＴ１４の処理が終われば、ＳＴ１１の処理を繰返し実行する。すなわち、必要とされる駆動電力の値が変更されるまでマイクロコンピュータ１０００は待機する。

なお、本実施の形態では、設定値決定処理は、マイクロコンピュータ１０００が、ステップＳＴ１２〜ステップＳＴ１４のステップのそれぞれの演算をＲＯＭに内蔵されているプログラムに基づいて実行する。

次に、図６および図７を用いて、本実施の形態の交流電力生成装置におけるトランジスタＧｕ，Ｇｘ，Ｇｖ，Ｇｙ，Ｇｗ，およびＧｚのそれぞれの開閉動作のタイミングを説明する。

図６に示すＵ相の設定値に基づいてＵ相コントロールがＰＷＭ信号を出力している期間においては、カウントアップ中にアップ／ダウンタイマ１が設定値Ｓ１，Ｓ２，…のそれぞれの値になると、Ｕ相のトランジスタＧｕ（Ｇｗ）およびＧｘ（Ｇｚ）には、マイクロコンピュータ１０００から自動的にＰＷＭ制御信号が出力され、トランジスタＧｘ（Ｇｚ）がＯＦＦになった後、トランジスタＧｕ（Ｇｗ）はＯＮする。その後、トランジスタＧｕ（Ｇｗ）は、トランジスタＧｘ（Ｇｚ）のＯＮタイミングより所定時間前に、自動的にＯＦＦする。また、カウントダウン中にアップ／ダウンタイマ１が設定値Ｓ１，Ｓ２，…のそれぞれの値になると、Ｕ相のトランジスタＧｘ（Ｇｚ）には、マイクロコンピュータ１０００から自動的にＰＷＭ制御信号が出力される。それにより、トランジスタＧｘ（Ｇｚ）はＯＮする。

なお、本実施の形態のＵ相のＰＷＭ制御信号が出力されている図６に示す期間においては、トランジスタＧｖは常にＯＦＦしており、トランジスタＧｙは常にＯＮしている。

図７に示すＶ相の設定値に基づいてＶ相コントロールがＰＷＭ信号を出力している期間においては、カウントアップ中にアップ／ダウンタイマ１が設定値…Ｓｎ-１，Ｓｎのそれぞれの値になると、Ｖ相のトランジスタＧｖおよびＧｙには、マイクロコンピュータ１０００から自動的にＰＷＭ制御信号が出力され、トランジスタＧｙがＯＦＦになった後、トランジスタＧｖはＯＮする。その後、トランジスタＧｖは、トランジスタＧｙのＯＮタイミングより所定時間前に、自動的にＯＦＦする。また、カウントダウン中にアップ／ダウンタイマ１が設定値Ｓｎ-１，Ｓｎのそれぞれの値になると、Ｖ相のトランジスタＧｙには、マイクロコンピュータ１０００から自動的にＰＷＭ制御信号が出力される。それにより、トランジスタＧｙはＯＮする。

なお、本実施の形態のＶ相のＰＷＭ制御信号が出力されている図７に示す期間においては、トランジスタＧｕ（Ｇｗ）は常にＯＦＦしており、トランジスタＧｘ（Ｇｚ）は常にＯＮしている。

本実施の形態においては、アップ／ダウンタイマ１のそれぞれのレジスタの設定値は順次変化している。つまり、図６および図７におけるアップ／ダウンタイマ１の設定値Ｓ１，Ｓ２，…Ｓｎ-１およびＳｎは、電圧パルスの幅Ｗ１，Ｗ２…Ｗｎ-１，Ｗｎの値と時間との関係を示すグラフがサイン波を描くように、順次変化する。

図６と図７とを比較すると分かるように、リニアモータＭに流れる電流パルスが正と負で逆になっている。それらのこと以外はＵ相の制御とＶ相の制御とは全く同様である。なお、Ｕ相のＰＷＭ制御信号とＶ相のＰＷＭ制御信号とは、前述のように、交流波形の半周期ごとに、交互に出力されている。

したがって、本実施の形態においては、Ｕ相の電流パルスを出力しているタイミングにおいて、リニアモータＭに正電圧が印加され、Ｖ相の電流パルスを出力しているタイミングにおいて、リニアモータＭに負電圧が印加されるものとする。

また、１サイクルの前半においては、図８（ａ）および（ｂ）に示すように、Ｕ相のトランジスタのみによって波形が形成される。１サイクルの後半においては、図８（ａ）および（ｃ）に示すように、Ｖ相のトランジスタのみによって波形が形成され、１サイクルの全体では、図８（ｄ）に示すように、前述のＵ相の波形とＶ相の波形とは、１８０°位相がずれた状態で、交互に出力される。

上記の図１に示す本実施の形態の交流電力生成装置においては、電源ＧとリニアモータＭとの間において、トランジスタＧｕとトランジスタＧｗとが並列に接続され、かつ、リニアモータＭと電源Ｇとの間において、トランジスタＧｘとトランジスタＧｚとが並列に接続されている。図９は、前述のことが分かり易く表現された図である。

一般に、抵抗値Ｒ１と抵抗値Ｒ２とが並列に接続されている場合においては、合成抵抗値は、Ｒ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）である。また、本実施の形態においては、トランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、Ｇｙ、Ｇｗ、およびＧｚには、全て同一の素子が用いられているため、各トランジスタのＯＮ抵抗値は全て同一である。

したがって、トランジスタＧｕとトランジスタＧｗとの合成ＯＮ抵抗値およびトランジスタＧｘとトランジスタＧｚとの合成ＯＮ抵抗値のそれぞれは、（１／２）×Ｒとなり、トランジスタＧｕのみまたはトランジスタＧｘのみのＯＮ抵抗値Ｒよりも小さい。

一般に、インバータ回路１００の発熱量Ｑは、Ｉ²×Ｒによって表わされ、その大きさはトランジスタのＯＮ抵抗値Ｒの大きさに比例する。そのため、本実施の形態のインバータ回路１００においては、従来のインバータ回路１００よりも発熱量が小さくなっている。したがって、ＩＰＭ２００は、従来のインバータ回路に比較して、各トランジスタの発熱による悪影響を受け難い。また、本実施の形態の交流電力生成装置によれば、ＩＰＭ２００の内部構造を変更することなく、配線Ｗ、ＺおよびＫを設けるだけで、ＯＮ抵抗の低減が実現されている。つまり、本実施の形態の交流電力生成装置によれば、簡単かつ低コストの方法でＯＮ抵抗の低減が実現されている。

（実施の形態２）
次に、図１０および図１１を用いて、実施の形態２の交流電力生成装置を説明する。前述した実施の形態１の交流電力生成装置においては、図１０に示すように、Ｕ相の正電圧の最大値の絶対値ＶｕｐとＶ相の負電圧の最小値の絶対値Ｖｖｐとを比較すると、Ｕ相の正電圧の最大値の絶対値Ｖｕｐの方がＶ相の負電圧の最小値の絶対値Ｖｖｐより大きくなっている。

その理由は、次のようなものである。実施の形態１の交流電力生成装置においては、図９に示すように、電源ＧとリニアモータＭとの間において、トランジスタＧｕとトランジスタＧｗとが並列に接続され、かつ、トランジスタＧｘとトランジスタＧｚとが並列に接続されている。それにより、前述のように、Ｕ相の交流電流が流れる経路において、トランジスタＧｕおよびＧｗの合成抵抗値（Ｒ／２）がトランジスタＧｕのみの抵抗値（Ｒ）よりも小さくなっている。また、Ｖ相の交流電流が流れる経路において、トランジスタＧｘおよびＧｚの合成抵抗値（Ｒ／２）がトランジスタＧｘのみの抵抗値（Ｒ）よりも小さくなっている。

そのため、図１０に示すように、トランジスタＧｕおよびＧｗに起因する電圧降下が、トランジスタＧｙに起因する電圧降下よりも小さくなっている。また、トランジスタＧｗ、およびＧｚに起因する電圧降下がトランジスタＧｖに起因する電圧降下よりも小さくなっている。その結果、本実施の形態の交流電力生成装置では、図１０に示すように、リニアモータＭに印加されるＵ相の電圧の最大値の絶対値ＶｕｐがリニアモータＭに印加されるＶ相の電圧の最小値の絶対値Ｖｖｐよりも大きくなっている。つまり、図１０に示す本実施の形態の交流電力生成装置の電圧波形は、図１４に示す従来の交流電力生成装置の電圧波形に比べ、Ｖ相の電圧波形が、０Ｖ線へ近づくように移動している。なお、図１０の左端部に記載された電圧値は、各トランジスタのＯＮ抵抗値が１Ωである場合における電圧値である。

前述のような実施の形態１の交流電力生成装置による不都合を解消するために、次のような制御を行なうことが望ましい。以下、本実施の形態のマイクロコンピュータ１０００が行なうＵ相電圧調整処理を図１１のフローチャートに基づき説明する。

Ｓ２において、現時点がリニアモータＭにＵ相の電圧が出力されている期間内か否かが判別される。Ｓ２において、現時点がリニアモータＭにＵ相の電圧が出力されている期間であると判定されれば、Ｕ相の電圧の出力値の大きさを調整して、Ｕ相の電圧の出力値とＶ相の電圧の出力値とがほぼ同一になるようにするために、次のＳ１〜Ｓ６の処理が実行される。つまり、Ｓ１〜Ｓ６の処理においては、Ｖ相の電圧波形とＵ相の電圧波形とがゼロクロスポイントに対して点対称になるように、ＰＷＭ制御のＵ相のデューティ比（パルス幅）とＶ相のデューティ比とを調節する制御が実行される。さらに言い換えれば、Ｖ相の電圧波形とＵ相の電圧波形とが同じ形状かつ同じ大きさで向きが逆になるように、ＰＷＭ制御のＵ相のデューティ比（パルス幅）とＶ相のデューティ比とを異ならせる制御が実行される。

Ｓ３においては、（Ｋｕの値）＝（前回のＶ相の電圧の最小値の絶対値Ｖｖｐ／前回のＵ相の電圧の最大値の絶対値Ｖｕｐ）を算出する処理が実行される。次に、Ｓ４において、今回のＵ相の設定値＝{１０００×[１−（Ｖｍａｘ×Ｋｕ）／２００]）}＋５×（Ｖｍａｘ×Ｋｕ）×Ｓｉｎ（１．８×ｘ）を算出する処理が実行される。その後、Ｓ５において、今回のＵ相の設定値とアップ／ダウンタイマ１とを用いて、Ｕ相の電圧パルスのそれぞれの幅が決定され、そのＵ相の各電圧パルスのそれぞれを出力するためのＰＷＭ制御信号が、順次、トランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、Ｇｙ、Ｇｗ、およびＧｚのそれぞれに出力される。次に、Ｕ相の電圧が測定され、Ｕ相の正電圧の最大値の絶対値ＶｕｐがＲＡＭに記憶される。

また、Ｓ２において、現時点がリニアモータＭにＶ相の電圧が出力されている期間であると判定されれば、次のＳ７〜Ｓ９の処理が実行される。

Ｓ７において、今回のＶ相の設定値として、通常のＵ相の設定値が設定される。通常のＵ相の設定値とは、実施の形態１の式（３）によって算出されるＵ相の設定値である。その後、Ｓ８において、今回のＶ相の設定値とアップ／ダウンタイマ１とを用いて、Ｖ相の電圧パルスのそれぞれの幅が決定され、そのＶ相の各幅の電圧パルスのそれぞれを出力するための制御信号が、順次、トランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、Ｇｙ、Ｇｗ、およびＧｚのそれぞれに出力される。次に、Ｖ相の電圧が測定され、Ｖ相の負電圧の最小値の絶対値ＶｖｐがＲＡＭに記憶される。

上記本実施の形態の交流電力生成装置によれば、Ｓ３〜Ｓ６の処理によって、Ｕ相の正電圧の最大値の絶対値ＶｕｐとＶ相の負電圧の最小値の絶対値Ｖｖｐとがほぼ同一になる。したがって、Ｕ相の正電圧の最大値の絶対値ＶｕｐとＶ相の負電圧の最小値の絶対値Ｖｖｐとが異なることによってリニアモータＭに生じる不都合が解消される。

（実施の形態３）
実施の形態１の交流電力生成装置によってリニアモータに生じる不都合を解消するために、前述の実施の形態２のＵ相電圧調整処理の代わりに、本実施の形態において説明する次のようなＵ相電圧調整処理を行なってもよい。以下、本実施の形態のマイクロコンピュータが行なうＵ相電圧調整処理を図１２を用いて説明する。

本実施の形態のＵ相電圧調整処理においては、まず、Ｓ１１において、現時点がリニアモータＭにＵ相の電圧が出力されている期間内か否かが判別される。Ｓ１１において、現時点がリニアモータＭにＵ相の電圧が出力されている期間であると判定されれば、Ｕ相の電圧の出力値の大きさを調整して、Ｕ相の電圧の出力値とＶ相の電圧の出力値とがほぼ同一になるようにするために、次のＳ１２〜Ｓ１４の処理が実行される。

Ｓ１２においては、予めＲＡＭに記憶されている。Ｕ相を構成するトランジスタＧｙのＯＮ抵抗値Ｒｏｎ１とＶ相を構成するトランジスタＧｘおよびＧｚの合成ＯＮ抵抗値Ｒｏｎ２とが読み出される。また、ＲＡＭに記憶されている前回のＵ相の最大電流値Ｉｏｎ１と前回のＶ相の最大電流値Ｉｏｎ２とを読み出す。その後、ＯＮ抵抗によってＵ相を構成するトランジスタＧｙに生じる電位差Ｖｏｎ１＝Ｒｏｎ１×Ｉｏｎ１（図１０参照）を算出する。また、合成ＯＮ抵抗によってＶ相を構成するトランジスタＧｘおよびＧｚに生じる電位差Ｖｏｎ２＝Ｒｏｎ２×Ｉｏｎ２（図１０参照）を算出する。次に、Ｋｕ＝（Ｖｏｎ１−Ｖｏｎ２）を算出する。

次に、Ｓ１３において、今回のＵ相の設定値＝{１０００×[１−（Ｖｍａｘ−Ｋｕ）／２００]}＋５×（Ｖｍａｘ−Ｋｕ）×Ｓｉｎ（１．８×ｘ）を算出する処理が実行される。その後、Ｓ１４において、今回のＵ相の設定値とアップ／ダウンタイマ１とを用いて、Ｕ相の電圧パルスのそれぞれの幅が決定され、そのＵ相の各幅の電圧パルスのそれぞれを出力するためのＰＷＭ制御信号が、順次、トランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、Ｇｙ、Ｇｗ、およびＧｚのそれぞれに出力される。

また、Ｓ１１において、現時点がリニアモータＭにＶ相の電圧が出力されている期間であると判定されれば、次のＳ１７〜Ｓ１８の処理が実行される。

Ｓ１７において、今回のＶ相の設定値として、通常のＶ相の設定値が設定される。通常のＶ相の設定値とは、実施の形態１の式（４）によって算出されるＶ相の設定値である。その後、Ｓ１８において、今回のＶ相の設定値とアップ／ダウンタイマ１とを用いて、Ｖ相の電圧パルスのそれぞれの幅がされ、そのＶ相の各電圧パルスのそれぞれを出力するための制御信号が、順次、トランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、Ｇｙ、Ｇｗ、およびＧｚのそれぞれに出力される。

また、Ｓ１７およびＳ１８の処理の後には、Ｓ１５およびＳ１６において、Ｕ相の電流値およびＶ相の電流値が測定され、Ｕ相の最大電流値Ｉｏｎ１およびＶ相の最大電流値Ｉｏｎ２がＲＡＭに記憶される。

上記本実施の形態の交流電力生成装置によれば、Ｓ１２〜Ｓ１４の処理によって、Ｕ相の正電圧の最大値の絶対値とＶ相の負電圧の最小値の絶対値とがほぼ同一になる。したがって、Ｕ相の正電圧の最大値とＶ相の負電圧の最小値とが異なることによって生じる不都合が解消される。

なお、前述の実施の形態２および３に示されたフローチャートに基づく制御は、あくまでも一実施例であり、Ｕ相の電圧の出力値とＶ相の電圧の出力値とがほぼ同一になれば、つまり、Ｖ相の電圧波形とＵ相の電圧波形とがゼロクロスポイントに対して点対称になるように、ＰＷＭ制御のＶ相デューティ比とＵ相のデューティ比（パルス幅）を調節する制御が実行されれば、さらに言い換えれば、Ｖ相の電圧波形とＵ相の電圧波形とが同じ形状かつ同じ大きさで向きが逆になるように、Ｕ相とＶ相とでＰＷＭ制御のデューティ比を異ならせる制御が行なわれるのであれば、本発明に適用される制御は、前述の実施の形態２および３に示された制御に限定されない。

（実施の形態４）
上記実施の形態２および３の交流電力生成装置が用いられれば、より効果的な使用が可能となるスターリング冷凍機を以下説明する。

なお、スターリング冷凍機においては、後述するように、リニアモータによってピストンが往復運動し、それにより、ディスプレーサが往復運動する。また、ピストンおよびディスプレーサのそれぞれは、その一端がバネに固定されている。したがって、リニアモータＭに印加される交流電圧の正側の振幅と負側の振幅とがほぼ等しくなければ、ピストンの振幅の中心位置がずれてしまう。ピストンの中心位置がずれるとスターリング冷凍機が振動するなどの問題が発生する。

実施の形態２または３の交流電力生成装置を用いれば、リニアモータに印加される交流電圧の波形の正側の振幅と負側の振幅とを必ずほぼ同一にすることができる。そのため、実施の形態２および３の交流電力生成装置は、スターリング冷凍機４０の制御において非常に適したものである。

以下、図に基づいて、本実施の形態のスターリング冷凍機を説明する。

図１３は、実施の形態のスターリング冷凍機４０を示す断面図である。スターリング冷凍機４０においては、２つの部分で構成されている円筒形状のシリンダ３内に、円柱形のピストン１およびディスプレーサ２が嵌め込まれている。ピストン１とディスプレーサ２とは、圧縮空間９を介して設けられ、共通の駆動軸として軸Ｙを有している。

ディスプレーサ２の先端側に膨張空間１０が形成されている。圧縮空間９と膨張空間１０とはヘリウム等の作動媒体が流通する媒体流通路１１を介して連通している。媒体流通路１１内には、再生器１２が設けられている。再生器１２は、作動媒体の熱を蓄積するとともに、蓄積した熱を作動媒体に供給する。シリンダ３の略中間には鍔部（フランジ）３ａが設けられている。鍔部３ａにはドーム状の耐圧容器４が取り付けられることによって密閉されたバウンス空間（背面空間）８が形成されている。

ピストン１は後端側で支持バネ５と一体化されている。ディスプレーサ２はピストン１の中心孔１ａを貫通するロッド２ａを介して支持バネ６と一体化されている。支持バネ５と支持バネ６とはボルトおよびナット２２により連結されている。後述するように、ピストン１が往復運動すると、ディスプレーサ２は、ピストン１とディスプレーサ２との間に生じる慣性力によって、ピストン１に対して所定の位相差を有する状態で往復運動を行な
う。

バウンス空間８内のシリンダ３の外側には内側ヨーク１８が嵌め込まれている。内側ヨーク１８には隙間１９を介して外側ヨーク１７が対向している。外側ヨーク１７の内側には駆動用コイル１６が嵌め込まれている。隙間１９には環状の永久磁石１５が移動可能に設けられている。永久磁石１５はカップ状のスリーブ１４を介してピストン１と一体化されている。内側ヨーク１８、外側ヨーク１７、駆動用コイル１６、および永久磁石１５によって、ピストン１を軸Ｙに沿って移動させるリニアモータ１３（Ｍ）が構成されている。

駆動用コイル１６には、リード線２０および２１が接続されている。リード線２０および２１は、耐圧容器４の壁面を貫通し、交流電力生成装置のＩＰＭ２００に接続されている。交流電力生成装置のＩＰＭ２００によってリニアモータ１３（Ｍ）に駆動電力が供給される。

上記構成のスターリング冷凍機４０は、リニアモータ１３（Ｍ）によってピストン１が往復運動すると、ピストン１に対して所定の位相差を有する状態でディスプレーサ２が往復運動する。これにより、圧縮空間９と膨張空間１０との間を作動媒体が移動する。その結果、逆スターリングサイクルが形成される。

上述の本実施の形態のスターリング冷凍機４０は、交流電力生成装置のＩＰＭ２００によって所定の交流波形の駆動電圧がリニアモータ１３（Ｍ）に印加されると、ピストン１がその所定の交流波形の駆動電圧に対応した周期およびストロークで往復運動を行なう。したがって、リニアモータ１３に印加される駆動電圧を制御することにより、ピストン１の往復運動の周期およびストロークを制御することが可能である。

次に、上記本実施の形態のフリーピストン型スターリング冷凍機の動作原理をより詳細に説明する。

ピストン１は、リニアモータ１３により駆動される。ピストン１は、支持バネ５に弾性的に支持されている。そのため、ピストン１は、その位置と時間との関係が正弦波を描くように運動する。

また、ピストン１の動きにより、圧縮空間９内の作動ガスは、その圧力と時間との関係が正弦波を描くように運動する。圧縮空間９内で圧縮された作動ガスは、まず、放熱用熱交換部としての圧縮空間９から熱を放出する。次に、圧縮された作動ガスは、ディスプレーサ２の周囲に設けられた再生器１２で冷却される。その後、圧縮された作動ガスは、再生器１２から吸熱用熱交換部としての膨張空間５へ流入する。

膨張空間５の作動ガスは、ディスプレーサ２の動きにより膨張する。膨張した作動ガスは、その温度が低下する。膨張空間５内の作動ガスは、その圧力と時間との関係が正弦波を描くように運動する。膨張空間５内の作動ガスの圧力と時間との関係を示す正弦波は、圧縮空間９内の作動ガスの圧力と時間との関係を示す正弦波に対して、所定の位相差を有する波形であるが、同じ周期で変化する波形である。すなわちディスプレーサ２はピストン１に対して所定の位相差を有する状態で往復運動する。

膨張空間５における冷凍能力は、ディスプレーサ２の往復運動によって生じる膨張空間
１０内の作動ガスの圧力の変動の度合いによって決定される。また、膨張空間１０の圧力は、ピストン１の位相とディスプレーサ２の位相との変化、すなわち膨張空間１０の圧力と圧縮空間９の圧力との差によって生じるディスプレーサ２とピストン１との相対的な位置の変化によって変動する。

ディスプレーサ２とピストン１との相対的な位置関係は、ディスプレーサ２の質量、支持バネ６のバネ定数およびピストン１の周波数により決定される。また、ディスプレーサ２の質量および支持バネ６のバネ定数は、設計時に決定されるものである。

マイクロコンピュータ１０００からインバータ回路１００へ出力されるＰＷＭ制御信号は、デジタル信号すなわちパルス波形である。このパルス波形は、インバータ回路１００においてアナログ信号すなわち正弦波に変換される。この正弦波の周波数が、スターリング冷凍機４０のピストン１の周波数になる。

なお、デジタル信号をアナログ信号に変換するときには、上述したようにＰＷＭが用いられる。つまり、マイクロコンピュータ１００から順次出力される複数のパルスは、その幅が、小さいものから大きなものへと除々に変化し、ピークの幅になった後、除々に小さなものへと戻っていくように構成されている。それにより、交流波形が生成される。

なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

実施の形態１で用いられる交流電力生成装置の構成を説明するための図である。 実施の形態１の交流電力生成装置において用いられるマイクロコンピュータの構成図である。 実施の形態１において用いられるアップ／ダウンタイマの設定値を決定する処理を説明するためのタイミングチャートである。 実施の形態１において用いられるアップ／ダウンタイマの設定値とＵ相およびＶ相の電圧波形との関係を示す図である。 実施の形態１において用いられるアップ／ダウンタイマの設定値を決定する処理を説明するためのフローチャートである。 実施の形態１のＵ相のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ動作とアップ／ダウンタイマの設定値との関係を示す図である。 実施の形態１のＶ相のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ動作とアップ／ダウンタイマの設定値との関係を示す図である。 Ｕ相の電圧パルスとＶ相の電圧パルスとを説明するための図である。 本発明の構成を分かり易く説明するための図である。 本実施の形態１の交流電力生成装置によってリニアモータに印加される交流電圧波形を説明するための図である。 実施の形態２のＵ相電圧調整処理を説明するための図である。 実施の形態３のＵ相電圧調整処理を説明するための図である。 実施の形態４のスターリング冷凍機の構造を示す断面図である。 従来において用いられる交流電力生成装置の構成を説明するための図である。 従来の交流電力生成装置によってリニアモータに印加される交流電圧波形を説明するための図である。

符号の説明

４０ スターリング冷凍機、１００ インバータ回路、２００ ＩＰＭ、１０００ マイクロコンピュータ。

Claims (3)

1. 三相交流電力を生成するための三相用ＩＰＭ（Inteligent Power Module）と該三相用ＩＰＭを制御するマイクロコンピュータとを用いて、直流電力を単相交流電力へ変換する交流電力生成装置であって、
   前記三相用ＩＰＭは、
   互いに直列に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とを含む第１列と、
   前記第１列に並列に接続されているとともに、互いに直列に接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子とを含む第２列と、
   前記第１列に並列に接続されているとともに、互いに直列に接続された第５スイッチング素子と第６スイッチング素子とを含む第３列と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との間のノードに接続された第１出力端子と、
   前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との間のノードに接続された第２出力端子と、
   前記第５スイッチング素子と前記第６スイッチング素子との間のノードに接続された第３出力端子とを備え、
   前記第１出力端子と前記第３出力端子とが接続されており、
   前記第１列のスイッチング素子と前記第３列のスイッチング素子とは、同期してＯＮ／ＯＦＦするように構成されている、交流電力生成装置。
2. 請求項１に記載の交流電力生成装置と前記交流電力が供給されるコイルとを有し、該コイルの周囲に生じる磁力を用いるリニアモータであって、
   前記マイクロコンピュータが、前記コイルに印加される正電圧の最大値の絶対値と負電圧の最小値の絶対値との差が小さくなるように、前記第１列、前記第２列、および前記第３列を構成する６つのスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦの期間を調整する手段をさらに備えた、リニアモータ。
3. 請求項２に記載のリニアモータと、
   前記リニアモータによって往復運動するピストンと、
   前記ピストンの往復運動に起因する圧力変動によって往復運動するディスプレーサとを備えた、スターリング冷凍機。

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