JP2006074966A - 交流電力生成装置およびそれが用いられたスターリング冷凍システム - Google Patents

Abstract

【課題】 三相用ＩＰＭの交流電力の生成のために使用されていないスイッチング素子を有効に利用して、三相用ＩＰＭへ入力される直流電力の電圧の変動成分が大きくなり過ぎることを抑制することができる単相用の交流電力生成装置を提供する。
【解決手段】 トランジスタＧｕとトランジスタＧｘとの間のノードと第１出力端子とが接続され、トランジスタＧｖとトランジスタＧｙとの間のノードと第２出力端子とが接続され、トランジスタＧｗとトランジスタＧｚとの間のノードと第３出力端子とが接続され、さらに、第３出力端子と接地電極との間にコンデンサ５００が設けられている。マイクロコンピュータ１０００は、トランジスタＧｗおよびトランジスタＧｚを制御して、インバータ回路１００へ入力される直流電圧が大きく変動した場合に、コンデンサ５００にその変動成分を吸収させる。
【選択図】 図１

Description

本発明は、三相用ＩＰＭ（Intelligent Power Module）が用いられた単相用の交流電力生成装置およびそれが用いられたスターリング冷凍システムに関するものである。

従来より、三相モータを制御する三相用ＩＰＭが、直流電力を単相交流電力へ変換するＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御のために用いられている。この三相用ＩＰＭは、６つのスイッチング素子を有しているが、そのうち４つのスイッチング素子がＰＷＭ制御のために用いられている。つまり、他の２つのスイッチング素子は、ＰＷＭ制御のためには用いられていない。一方、本願発明においては、この２つのスイッチング素子が有効に利用されている。
特開２０００−１８４７７８号公報 特開２００１−８４８１号公報 特開２００３−９５０９号公報

上記の三相用ＩＰＭへ入力される直流電圧は変動することがある。この直流電圧が徐々に変化する場合には、ＰＷＭ制御のデューティ比の調整によって、三相用ＩＰＭから出力される交流電圧の歪な変動を抑制することが可能である。しかしながら、この直流電圧が非常に短期間のうちに大きく変動すれば、ＰＷＭ制御のデューティ比の調整が間に合わないため、三相用ＩＰＭから出力される交流電圧のサインカーブに局所的に歪な変動成分が生じることになる。したがって、三相用ＩＰＭへ入力される直流電圧の変動成分が大きくなり過ぎることを抑制することが求められている。

本発明は、前述の問題に鑑みてなされたものであり、その目的は、三相用ＩＰＭの単相交流電力生成に使用されていないスイッチング素子を有効に利用して、三相用ＩＰＭへ入力される直流電力の電圧の変動成分が大きくなり過ぎることを抑制し得る単相用の交流電力生成装置およびそれが用いられたスターリング冷凍システムを提供することである。

本発明の交流電力生成装置は、三相交流電力を生成するために使用する三相用ＩＰＭ（Intelligent Power Module）とその三相用ＩＰＭを制御するマイクロコンピュータとを用いて、直流電力を単相交流電力へ変換するものである。三相用ＩＰＭは、第１出力端子と第２出力端子とが交流電力の出力端子として用いられ、第３出力端子が電圧変動吸収回路を介して接地電極に接続されている。交流電力生成装置は、三相用ＩＰＭに入力される直流電力の電圧を測定する電圧測定回路をさらに備えている。

また、マイクロコンピュータは、直流電力の電圧の変動成分が所定値以上となっている場合に、直流電力の電流が電圧変動吸収回路へ流れ込むように、三相用ＩＰＭのＰＷＭ制御に用いられていないスイッチング素子を制御する。

上記の構成によれば、電圧変動吸収回路によって直流電力の大きな電圧変動を吸収することができるため、三相用ＩＰＭへ入力される直流電力の電圧が極端に大きく変動することが効果的に防止される。また、電圧変動吸収回路は、直流電力の電圧変動を常に吸収しているわけではないため、電圧変動の吸収幅が大きい状態が維持される。

また、マイクロコンピュータは、直流電力の電圧の変動成分が所定値より小さい場合に、電圧変動吸収回路に蓄えられた電荷が接地電極へ流れ出すように、三相用ＩＰＭのＰＷＭ制御に用いられていないスイッチング素子を制御することが望ましい。

上記の構成によれば、電圧変動吸収回路に蓄えられた電荷を接地電極へ放出することにより、直流電力の電圧変動を電圧変動吸収回路が吸収し難くなるという不具合を防止できる。

本発明のスターリング冷凍システムは、前述の交流電力生成装置と、交流電力生成装置から交流電力が供給されるリニアモータと、リニアモータによって往復運動するピストンと、ピストンの往復運動に起因する圧力変動によって往復運動するディスプレーサとを備えている。

上記のスターリング冷凍システムによれば、リニアモータに印加される交流電圧の安定化を図ることができる。その結果、ピストンおよびディスプレーサの往復運動に起因するスターリング冷凍機の振動を低減することができる。

本発明によれば、三相用ＩＰＭの単相交流電力生成に使用されていないスイッチング素子を有効に利用して、三相用ＩＰＭへ入力される直流電力の電圧の変動成分が大きくなり過ぎることを抑制することができる。

（実施の形態１）
以下、図１〜図８を用いて、本発明の実施の形態の交流電力生成装置およびスターリング冷凍システムを説明する。

本実施の形態のスターリング冷凍機４０のリニアモータＭのＰＷＭ制御においては、三相モータを制御することが可能な三相用ＩＰＭが直流電力を用いてリニアモータＭへ単相交流電力を供給する。以下、図１を用いて、本実施の形態の三相用ＩＰＭを説明する。

図１に示すように、本実施の形態の三相用ＩＰＭ２００には、インバータ回路１００が内蔵されている。インバータ回路１００は、６つのスイッチング素子を有し、図１に示すような態様で、たとえば、スターリング冷凍機４０に内装されたリニアモータＭに接続されている。６つのスイッチング素子は、トランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、Ｇｙ、Ｇｗ、およびＧｚであり、それぞれには、ソース電極とドレイン電極との間にフライホイールダイオードＤが接続されている。ただし、単相モータのＰＷＭ制御においては、６つのトランジスタのうちトランジスタＧｕ、Ｇｘ、Ｇｖ、およびＧｙからなる４つのトランジスタのみが用いられている。

図１から分かるように、トランジスタＧｕとトランジスタＧｘとは直列に接続されているとともに、トランジスタＧｖとトランジスタＧｙとは直列に接続されている。さらに、トランジスタＧｗとトランジスタＧｚとは直列に接続されている。また、トランジスタＧｕおよびＧｘとトランジスタＧｖおよびＧｙとは、この順番で、互いに並列に接続されている。さらに、図１においては、トランジスタＧｕおよびＧｘに対して、トランジスタＧｗおよびＧｚがこの順番で並列に接続されている。

なお、トランジスタＧｗおよびＧｚは、リニアモータＭ、すなわち単相交流モータのＰＷＭ制御には用いられないトランジスタである。このように、本実施の形態のＩＰＭ２００は、インバータ回路１００がリニアモータＭのＰＷＭ制御に用いられないスイッチング素子を有している。

また、リニアモータＭは、一方の端子がトランジスタＧｕとトランジスタＧｘとの間のノードに接続され、かつ、他方の端子がトランジスタＧｖとトランジスタＧｙとの間のノードに接続されている。

また、マイクロコンピュータ１０００のＵ相コントロールとトランジスタＧｕのゲート電極とは、配線Ｕによって接続されている。また、マイクロコンピュータ１０００のＵ相コントロールとトランジスタＧｘのゲート電極とは、配線Ｘによって接続されている。また、マイクロコンピュータ１０００のＶ相コントロールとトランジスタＧｖのゲート電極とは、配線Ｖによって接続されている。また、マイクロコンピュータ１０００のＶ相コントロールとトランジスタＧｙのゲート電極とは、配線Ｙによって接続されている。

マイクロコンピュータ１０００は、配線Ｕ、Ｘ、Ｖ、およびＹを介して、トランジスタＧｕ、Ｇｖ、Ｇｘ、およびＧｙのそれぞれのゲート電極にＰＷＭ制御信号を送信する。それにより、それらのトランジスタのそれぞれの開閉動作が行なわれ、リニアモータＭに各パルス電圧が印加される。それにより、リニアモータＭのコイルに交流電流が流れる。その結果、リニアモータＭのピストンの往復運動の振幅および周期が制御される。

さらに、マイクロコンピュータ１０００のＷ相コントロールとトランジスタＧｗのゲート電極とは、配線Ｗによって接続されている。また、マイクロコンピュータ１０００のＺ相コントロールとトランジスタＧｚのゲート電極とは、配線Ｚによって接続されている。

なお、トランジスタＧｕ、Ｇｖ、およびＧｗのそれぞれのゲート電極とマイクロコンピュータ１０００の間には、ＨＶＩＣ（High Voltage Intelligent Circuit）が設けられており、トランジスタＧｘ、Ｇｙ、およびＧｚのそれぞれのゲート電極とマイクロコンピュータ１０００との間には、ＬＶＩＣ（Low Voltage Intelligent Circuit）が設けられている。ＨＶＩＣは、スイッチング用半導体素子の駆動保護機能を構成する耐圧５０Ｖ以上の集積回路であり、ＬＶＩＣは、スイッチング用半導体素子の駆動保護機能を構成する耐圧５０Ｖ以下の集積回路である。また、一般的に、ＩＰＭとは、インバータ回路１００を構成するスイッチング素子に加えて、それらの駆動回路および保護回路などが、一体的に樹脂封止されて、１パッケージのモジュールになっているものである。

また、インバータ回路１００に対して並列に平滑コンデンサＣが設けられている。この平滑コンデンサＣに対して並列に整流器Ｄが設けられている。さらに、整流器Ｄに対して並列に交流電源Ｇが設けられている。また、インバータ回路１００の電位を安定させるためのコンデンサＣＣが設けられている。

また、コンデンサＣおよびＣＣとインバータ回路１００との間には、コンデンサＣおよびＣＣに対して並列に抵抗器Ｒ１およびＲ２が設けられている。抵抗器Ｒ１および抵抗器Ｒ２は、直列に接続されており、分圧回路として機能する。抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との間のノードは、マイクロコンピュータ１０００の電圧センサに接続されている。

したがって、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との間のノードの電位を特定する信号がマイクロコンピュータ１０００によって受信される。その信号によって特定される電位の値を用いて、マイクロコンピュータ１０００は、三相用ＩＰＭ２００に入力される直流電圧の値を算出する。なお、抵抗器Ｒ２に対して並列にコンデンサＣＣＣが設けられているが、コンデンサＣＣＣは、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との間のノードの電位を安定させるためのものである。

また、トランジスタＧｕとトランジスタＧｘとの間のノードと第１出力端子とが接続され、トランジスタＧｖとトランジスタＧｙとの間のノードと第２出力端子とが接続され、トランジスタＧｗとトランジスタＧｚとの間のノードと第３出力端子とが接続され、さらに、第３出力端子と接地電極との間にコンデンサ５００が設けられている。本実施の形態の交流電力生成装置は、コンデンサ５００を有しているため、後述するように、電圧センサによって検出された直流電圧の変動を効果的に吸収することが可能となっている。

また、リニアモータＭの２つの端子に、電圧計として機能する回路Ｖの２つの端子が１対１の関係で接続され、回路Ｖで得られた電圧値が回路Ｖからマイクロコンピュータ１０００のＵ相電圧センサポートおよびＶ相電圧センサポートのそれぞれへ送信される。実際の電圧値の取得においては、まず、リニアモータＭに印加されている電圧が分圧され、その後、その分圧された電圧値がマイクロコンピュータ１０００に入力される。マイクロコンピュータ１０００は、その分圧された電圧値をＡ／Ｄ（アナログ／デジタル）変換し、それによって、実際の電圧値が算出される。

また、マイクロコンピュータ１０００が、トランジスタＧｕおよびＧｙのそれぞれをＯＮさせるＰＷＭ制御信号を出力するとともに、トランジスタＧｖおよびＧｘのそれぞれをＯＦＦさせる制御信号を出力する。それにより、トランジスタＧｕ、リニアモータＭの一方の端子、リニアモータＭ、リニアモータＭの他方の端子、およびトランジスタＧｙに、この順番で、第１交流電流が流れる。

また、マイクロコンピュータ１０００が、トランジスタＧｖおよびＧｘのそれぞれをＯＮさせるＰＷＭ制御信号を出力するとともに、トランジスタＧｕおよびＧｙのそれぞれをＯＦＦさせるＰＷＭ制御信号を出力する。それにより、トランジスタＧｖ、リニアモータＭの他方の端子、リニアモータＭ、リニアモータＭの一方の端子、およびトランジスタＧｘに、この順番で、第２交流電流が流れる。

図２は、ＰＷＭインバータ制御用のタイマが１つ（１チャンネル）内蔵された単相リニアモータ制御用のマイクロコンピュータ１０００の構成を説明するためのブロック図である。

図２に示すように、本実施の形態の交流電力生成装置のマイクロコンピュータ１０００は、発振器としてのクロック回路と、演算手段としてのＣＰＵ（Central Processing Unit）と、書替え可能な記憶手段としてのＲＡＭ（Random Access Memory）と、読出専用の記憶手段としてのＲＯＭ（Read Only Memory）とを備えている。ＲＯＭには、６つのスイッチング素子を制御するためのプログラムが格納されている。また、ＲＡＭは、ＲＯＭに格納されたプログラムに従ってＣＰＵでの演算処理の結果を一時的に記憶するための記憶手段であり、レジスタなどの一時記憶手段も含まれていてもよい。さらに、クロックは、発振器から送信されてきた信号を用いて、後述するタイマを動作させるための基本となるクロックパルスを形成するためのものである。

また、マイクロコンピュータ１０００は、従来においては、三相モータの制御に用いられていた三相ＰＷＭインバータタイマを備えている。この三相ＰＷＭインバータタイマは、アップ／ダウンタイマである。アップ／ダウンタイマ１には、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相のそれぞれの相を制御するための信号を出力する回路（Ｕ相コントロール回路、Ｖ相コントロール回路、Ｗ相コントロール回路）が設けられている。但し、本実施の形態においては、リニアモータＭの制御のためには、３つのコントロール回路のうちＵ相コントロール回路およびＶ相コントロール回路のみが使用される。

なお、本実施の形態のインバータ回路１００は、元々三相モータを制御するための回路であるため、マイクロコンピュータ１０００には、Ｗ相のトランジスタＧｗおよびＧｚを制御するための制御信号を出力するＷ相コントロール回路も内蔵されている。本実施の形態の交流電力生成装置においては、Ｗ相コントロール回路は、交流電力を生成するためには使用されておらず、後述するような他の目的のために用いられる。

また、マイクロコンピュータ１０００には、アップ／ダウンタイマ１の３つの相それぞれに対応した３つのレジスタが設けられている。ただし、本実施の形態においては、アップ／ダウンタイマ１のＵ相およびＶ相に対応したレジスタのみが使用される。Ｗ相に対応したレジスタは、三相モータを制御するときに使用されるものである。

また、Ｕ相とＶ相との位相角の差は、三相モータを制御する場合には１２０度であったが、本実施の形態の単相モータの制御に用いられる場合には１８０度となるように、前述のＲＯＭ内のプログラムが設定されている。Ｕ相コントロール回路から出力されたＰＷＭ制御信号は、トランジスタＧｕおよびＧｘのそれぞれのゲート電極に送信される。また、Ｖ相コントロール回路から出力されたＰＷＭ制御信号は、トランジスタＧｖおよびＧｙのそれぞれのゲート電極に送信される。また、Ｗ相コントロール回路から出力された制御信号は、トランジスタＧｗおよびＧｚのそれぞれのゲート電極に送信される。

次に、図３および図４を用いて、本実施の形態の交流電力生成装置におけるＰＷＭ制御に用いられるトランジスタＧｕ，Ｇｘ，Ｇｖ，およびＧｙのそれぞれの開閉動作のタイミングを説明する。

図３に示すＵ相の設定値に基づいてＵ相コントロールがＰＷＭ信号を出力している期間においては、カウントアップ中にアップ／ダウンタイマ１が設定値Ｓ１，Ｓ２，…のそれぞれの値になると、Ｕ相のトランジスタＧｕおよびＧｘには、マイクロコンピュータ１０００から自動的にＰＷＭ制御信号が出力され、トランジスタＧｘがＯＦＦになった後、トランジスタＧｕはＯＮする。その後、トランジスタＧｕは、トランジスタＧｘのＯＮタイミングより所定時間前に、自動的にＯＦＦする。また、カウントダウン中にアップ／ダウンタイマ１が設定値Ｓ１，Ｓ２，…のそれぞれの値になると、Ｕ相のトランジスタＧｘには、マイクロコンピュータ１０００から自動的にＰＷＭ制御信号が出力される。それにより、トランジスタＧｘはＯＮする。

なお、本実施の形態のＵ相のＰＷＭ制御信号が出力されている図３に示す期間においては、トランジスタＧｖは常にＯＦＦしており、トランジスタＧｙは常にＯＮしている。

図４に示すＶ相の設定値に基づいてＶ相コントロールがＰＷＭ信号を出力している期間においては、カウントアップ中にアップ／ダウンタイマ１が設定値…Ｓｎ-１，Ｓｎのそれぞれの値になると、Ｖ相のトランジスタＧｖおよびＧｙには、マイクロコンピュータ１０００から自動的にＰＷＭ制御信号が出力され、トランジスタＧｙがＯＦＦになった後、トランジスタＧｖはＯＮする。その後、トランジスタＧｖは、トランジスタＧｙのＯＮタイミングより所定時間前に、自動的にＯＦＦする。また、カウントダウン中にアップ／ダウンタイマ１が設定値Ｓｎ-１，Ｓｎのそれぞれの値になると、Ｖ相のトランジスタＧｙには、マイクロコンピュータ１０００から自動的にＰＷＭ制御信号が出力される。それにより、トランジスタＧｙはＯＮする。

なお、本実施の形態のＶ相のＰＷＭ制御信号が出力されている図４に示す期間においては、トランジスタＧｕは常にＯＦＦしており、トランジスタＧｘは常にＯＮしている。

本実施の形態においては、アップ／ダウンタイマ１のそれぞれのレジスタの設定値は順次変化している。つまり、図３および図４におけるアップ／ダウンタイマ１の設定値Ｓ１，Ｓ２，…Ｓｎ-１およびＳｎは、電圧パルスの幅Ｗ１，Ｗ２…Ｗｎ-１，Ｗｎの値と時間との関係を示すグラフがサイン波を描くように、順次変化する。

図３と図４とを比較すると分かるように、リニアモータＭに流れる電流パルスが正と負で逆になっている。それらのこと以外はＵ相の制御とＶ相の制御とは全く同様である。なお、Ｕ相のＰＷＭ制御信号とＶ相のＰＷＭ制御信号とは、前述のように、交流波形の半周期ごとに、交互に出力されている。

したがって、本実施の形態においては、Ｕ相の電流パルスを出力しているタイミングにおいて、リニアモータＭに正電圧が印加され、Ｖ相の電流パルスを出力しているタイミングにおいて、リニアモータＭに負電圧が印加されるものとする。

また、１サイクルの前半においては、図５（ａ）に示すように、Ｕ相のトランジスタのみによって波形が形成される。１サイクルの後半においては、図５（ｂ）に示すように、Ｖ相のトランジスタのみによって波形が形成され、１サイクルの全体では、図５（ｃ）に示すように、前述のＵ相の波形とＶ相の波形とは、１８０°位相がずれた状態で、交互に出力される。

次に、図６を用いて、実施の形態の電圧変動抑制処理を説明する。

電圧変動抑制処理においては、まず、Ｓ１において、交流電力生成装置の運転が開始される。次に、Ｓ２において、ＰＷＭ制御に用いられるトランジスタＧｕ，Ｇｘ，Ｇｖ，およびＧｙのデューティ比を徐々に大きくする制御が実行される。それによって、モータ駆動電圧、すなわち、回路Ｖによって測定される電圧の実効値が次第に大きくなる。

次に、Ｓ３において、マイクロコンピュータ１０００の電圧センサが回路Ｖによって取得された電位のアナログ値をデジタル値へ変換しモータ駆動電圧Ｖｍの値を取得する。その後、そのモータ駆動電圧Ｖｍの値が目標の出力値となっているか否かが判別される。Ｓ３において、モータ駆動電圧Ｖｍの値が目標の出力値になっていなければ、Ｓ１〜Ｓ３の処理を繰り返すが、モータ駆動電圧Ｖｍの値が目標の出力値になっていれば、Ｓ４の処理が実行される。

Ｓ４においては、図１に示すマイクロコンピュータ１０００の電圧センサによって、ＤＣ（Direct Current）電圧Ｖｄｃ、すなわちＩＰＭ２００のインバータ回路１００へ入力される直流電力の電圧が測定される。このＤＣ電圧Ｖｄｃの値は、微妙に変動するため、所定時間内の測定のＤＣ電圧Ｖｄｃの平均値Ｖａｖｅが算出される。この平均値Ｖａｖｅは、ＲＡＭに記憶される。

次に、Ｓ５において、ＤＣ電圧Ｖｄｃの変動の吸収を開始するための制御が実効される。このとき、基準値Ｖｏ＝平均値Ｖａｖｅ＋ある値αが算出される。この基準値は、直流電圧の変動成分を吸収するか否かを判別するためのものである。Ｓ６において、ＤＣ電圧Ｖｄｃが再度測定される。次に、Ｓ７において、Ｓ６において測定されたＤＣ電圧Ｖｄｃが平均値Ｖａｖｅよりもある値αだけ大きな基準値Ｖｏ以上であるか否かが判別される。

Ｓ７において、ＤＣ電圧Ｖｄｃが基準値Ｖｏ以上であると判定されれば、Ｓ８において、トランジスタＧｗが、ＯＦＦ状態から所定時間（短時間）だけＯＮ状態へ変化し、その後、ＯＦＦ状態へ戻るように、マイクロコンピュータ１０００のＷ相コントロール回路からトランジスタＧｗへ制御信号が出力される。このとき、マイクロコンピュータ１０００のＷ相コントロール回路は、トランジスタＧｚのゲート電極へ、トランジスタＧｚがＯＦＦ状態を維持することを指示する制御信号が出力している。

これにより、ＤＣ電圧Ｖｄｃの値が極端に大きく変動しても、マイクロコンピュータ１０００がトランジスタＧｚをＯＦＦさせながらトランジスタＧｗをＯＮさせることにより、インバータ回路１００へ流れ込む直流電流の変動成分がコンデンサ５００に流れ込む。それにより、ＤＣ電圧Ｖｄｃの変動成分がコンデンサ５００によって吸収される。したがって、ＤＣ電圧Ｖｄｃが極端に大きく変動することが防止されている。

また、Ｓ７において、ＤＣ電圧Ｖｄｃが基準値Ｖｏよりも小さいと判定されれば、Ｓ９において、トランジスタＧｚが、ＯＦＦ状態から所定時間だけＯＮ状態へ変化し、その後、ＯＦＦ状態へ戻るように、マイクロコンピュータ１０００のＷ相コントロール回路からトランジスタＧｚへＰＷＭ制御信号が出力される。このとき、マイクロコンピュータ１０００のＷ相コントロール回路は、トランジスタＧｗのゲート電極へ、トランジスタＧｗがＯＦＦ状態を維持することを指示する制御信号を出力している。

このように、ＤＣ電圧Ｖｄｃの変動成分が基準値Ｖｏ小さい場合には、マイクロコンピュータ１０００がトランジスタＧｗをＯＦＦさせながらトランジスタＧｚをＯＮさせることにより、コンデンサ５００に蓄えられている電荷が接地電極へ流れ出す。そのため、コンデンサ５００は、電荷を保持していない状態になり易くなっている。その結果、コンデンサ５００が多量の電荷を保持しているために、ＤＣ電圧Ｖｄｃの変動成分を吸収する能力が低下するという不具合が抑制されている。

本実施の形態の電圧変動抑制処理においては、所定時間内にインバータ回路１００へ入力されるＤＣ電圧Ｖｄｃの平均値Ｖａｖｅよりある値αだけ大きな基準値Ｖｏを基準として、ＤＣ電圧Ｖｄｃの変動成分を吸収するか否かを判別したが、ＤＣ電圧Ｖｄｃの変動成分を吸収するか否かを判別するための基準は、効果的にＤＣ電圧Ｖｄｃの変動成分を吸収することができるのであれば、いかなるものであってもよい。

上記実施の形態の交流電力生成装置が用いられれば、より効果的な使用が可能となるスターリング冷凍システムを以下において説明する。

スターリング冷凍システムは、スターリング冷凍機４０と上述の交流電力生成装置とを備えている。

なお、スターリング冷凍機においては、後述するように、リニアモータによってピストンが往復運動し、それにより、ディスプレーサが往復運動する。また、ピストンおよびディスプレーサのそれぞれは、その一端がバネに固定されている。したがって、リニアモータＭに印加される交流電圧が安定していることが望ましい。前述の交流電力生成装置を用いれば、リニアモータに印加される交流電圧が安定しているとともに、交流電圧のサインカーブに局所的に大きな歪が生じない。したがって、前述の交流電力生成装置を次に説明するスターリング冷凍機の制御に用いれば、スターリング冷凍機の振動を防止することができるとともに、ピストンが極端に大きく振れることによってディスプレーサと衝突することが防止される。したがって、前述の実施の形態の交流電力生成装置は、スターリング冷凍機４０の制御において非常に適したものである。

以下、図に基づいて、本実施の形態のスターリング冷凍機を説明する。

図８は、実施の形態のスターリング冷凍機４０を示す断面図である。スターリング冷凍機４０においては、２つの部分で構成されている円筒形状のシリンダ３内に、円柱形のピストン１およびディスプレーサ２が嵌め込まれている。ピストン１とディスプレーサ２とは、圧縮空間９を介して設けられ、共通の駆動軸として軸Ｙを有している。

ディスプレーサ２の先端側に膨張空間１０が形成されている。圧縮空間９と膨張空間１０とはヘリウム等の作動媒体が流通する媒体流通路１１を介して連通している。媒体流通路１１内には、再生器１２が設けられている。再生器１２は、作動媒体の熱を蓄積するとともに、蓄積した熱を作動媒体に供給する。シリンダ３の略中間には鍔部（フランジ）３ａが設けられている。鍔部３ａにはドーム状の耐圧容器４が取り付けられることによって密閉されたバウンス空間（背面空間）８が形成されている。

ピストン１は後端側で支持バネ５と一体化されている。ディスプレーサ２はピストン１の中心孔１ａを貫通するロッド２ａを介して支持バネ６と一体化されている。支持バネ５と支持バネ６とはボルトおよびナット２２により連結されている。後述するように、ピストン１が往復運動すると、ディスプレーサ２は、ピストン１とディスプレーサ２との間に生じる慣性力によって、ピストン１に対して所定の位相差を有する状態で往復運動を行な
う。

バウンス空間８内のシリンダ３の外側には内側ヨーク１８が嵌め込まれている。内側ヨーク１８には隙間１９を介して外側ヨーク１７が対向している。外側ヨーク１７の内側には駆動用コイル１６が嵌め込まれている。隙間１９には環状の永久磁石１５が移動可能に設けられている。永久磁石１５はカップ状のスリーブ１４を介してピストン１と一体化されている。内側ヨーク１８、外側ヨーク１７、駆動用コイル１６、および永久磁石１５によって、ピストン１を軸Ｙに沿って移動させるリニアモータ１３（Ｍ）が構成されている。

駆動用コイル１６には、リード線２０および２１が接続されている。リード線２０および２１は、耐圧容器４の壁面を貫通し、交流電力生成装置の三相用ＩＰＭ２００に接続されている。三相用ＩＰＭ２００によってリニアモータ１３（Ｍ）に駆動電力が供給される。

上記構成のスターリング冷凍機４０は、リニアモータ１３（Ｍ）によってピストン１が往復運動すると、ピストン１に対して所定の位相差を有する状態でディスプレーサ２が往復運動する。これにより、圧縮空間９と膨張空間１０との間を作動媒体が移動する。その結果、逆スターリングサイクルが形成される。

上述の本実施の形態のスターリング冷凍機４０は、三相用ＩＰＭ２００によって所定の交流波形の駆動電圧がリニアモータ１３（Ｍ）に印加されると、ピストン１がその所定の交流波形の駆動電圧に対応した周期およびストロークで往復運動を行なう。したがって、リニアモータ１３（Ｍ）に印加される駆動電圧を制御することにより、ピストン１の往復運動の周期およびストロークを制御することが可能である。

次に、上記本実施の形態のフリーピストン型スターリング冷凍機の動作原理をより詳細に説明する。

ピストン１は、リニアモータ１３により駆動される。ピストン１は、支持バネ５に弾性的に支持されている。そのため、ピストン１は、その位置と時間との関係が正弦波を描くように運動する。

また、ピストン１の動きにより、圧縮空間９内の作動ガスは、その圧力と時間との関係が正弦波を描くように運動する。圧縮空間９内で圧縮された作動ガスは、まず、放熱用熱交換部としての圧縮空間９から熱を放出する。次に、圧縮された作動ガスは、ディスプレーサ２の周囲に設けられた再生器１２で冷却される。その後、圧縮された作動ガスは、再生器１２から吸熱用熱交換部としての膨張空間１０へ流入する。

膨張空間１０の作動ガスは、ディスプレーサ２の動きにより膨張する。膨張した作動ガスは、その温度が低下する。膨張空間１０内の作動ガスは、その圧力と時間との関係が正弦波を描くように運動する。膨張空間１０内の作動ガスの圧力と時間との関係を示す正弦波は、圧縮空間９内の作動ガスの圧力と時間との関係を示す正弦波に対して、所定の位相差を有する波形であるが、同じ周期で変化する波形である。すなわちディスプレーサ２はピストン１に対して所定の位相差を有する状態で往復運動する。

膨張空間１０における冷凍能力は、ディスプレーサ２の往復運動によって生じる膨張空間１０内の作動ガスの圧力の変動の度合いによって決定される。また、膨張空間１０の圧力は、ピストン１の位相とディスプレーサ２の位相との変化、すなわち膨張空間１０の圧力と圧縮空間９の圧力との差によって生じるディスプレーサ２とピストン１との相対的な位置の変化によって変動する。

ディスプレーサ２とピストン１との相対的な位置関係は、ディスプレーサ２の質量、支持バネ６のバネ定数およびピストン１の周波数により決定される。また、ディスプレーサ２の質量および支持バネ６のバネ定数は、設計時に決定されるものである。

マイクロコンピュータ１０００からインバータ回路１００へ出力されるＰＷＭ制御信号は、デジタル信号すなわちパルス波形である。このパルス波形は、インバータ回路１００においてアナログ信号すなわち正弦波に変換される。この正弦波の周波数が、スターリング冷凍機４０のピストン１の周波数になる。

なお、デジタル信号をアナログ信号に変換するときには、上述したようにＰＷＭが用いられる。つまり、マイクロコンピュータ１０００から順次出力される複数のパルスは、その幅が、小さいものから大きなものへと除々に変化し、ピークの幅になった後、除々に小さなものへと戻っていくように構成されている。それにより、交流波形が生成される。

なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなく特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

実施の形態で用いられる交流電力生成装置の構成を説明するための図である。 実施の形態の交流電力生成装置において用いられるマイクロコンピュータの構成図である。 実施の形態のＵ相のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ動作とアップ／ダウンタイマの設定値との関係を示す図である。 実施の形態のＶ相のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦ動作とアップ／ダウンタイマの設定値との関係を示す図である。 Ｕ相の電圧パルスとＶ相の電圧パルスとを説明するための図である。 実施の形態の電圧変動抑制処理を説明するためのフローチャートである。 モータ駆動電圧と時間との関係を示す図である。 実施の形態のスターリング冷凍機の構造を示す断面図である。

符号の説明

４０ スターリング冷凍機、１００ インバータ回路、２００ 三相用ＩＰＭ、１０００ マイクロコンピュータ。

Claims (3)

1. 三相交流電力を生成するために使用する三相用ＩＰＭ（Intelligent Power Module）と該三相用ＩＰＭを制御するマイクロコンピュータとを用いて、直流電力を単相交流電力へ変換する交流電力生成装置であって、
   前記三相用ＩＰＭは、第１出力端子と第２出力端子とが交流電力の出力端子として用いられ、第３出力端子が電圧変動吸収回路を介して接地電極に接続され、
   前記三相用ＩＰＭに入力される前記直流電力の電圧を測定する電圧測定回路をさらに備え、
   前記マイクロコンピュータは、前記直流電力の電圧の変動成分が所定値以上となっている場合に、前記直流電力の電流が前記電圧変動吸収回路へ流れ込むように、前記三相用ＩＰＭのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御に用いられていないスイッチング素子を制御する、交流電力生成装置。
2. 前記マイクロコンピュータは、前記直流電力の電圧の変動成分が所定値より小さい場合に、前記電圧変動吸収回路に蓄えられた電荷が前記接地電極へ流れ出すように、前記三相用ＩＰＭのＰＷＭ制御に用いられていないスイッチング素子を制御する、請求項１に記載の交流電力生成装置。
3. 請求項１に記載の交流電力生成装置と、
   前記交流電力生成装置から前記交流電力が供給されるリニアモータと、
   前記リニアモータによって往復運動するピストンと、
   前記ピストンの往復運動に起因する圧力変動によって往復運動するディスプレーサとを、備えた、スターリング冷凍システム。

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