JP2006059001A - 基準電圧発生回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】 出力電圧の温度特性を改善して,保証温度範囲を特に高温側に広げた基準電圧発生回路を提供すること。
【解決手段】 トランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧に差動増幅器Tの出力電圧を加えた電圧VBGを出力するバンドギャップ回路1に対し,補償電流印加回路2を付加した。補償電流印加回路2は,高温域で,逆方向電圧の掛かったPN接合のリーク電流を増幅した電流をバンドギャップ回路1に印加する。これにより,バンドギャップ回路1の出力電圧VBGの温度特性が負となる高温域において,補償電流印加回路2の印加電流によりトランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧を増加させ,温度特性を緩和している。かくして,より広い温度範囲内で,許容範囲内の出力電圧VBGが得られるようになっている。
【選択図】 図1
【解決手段】 トランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧に差動増幅器Tの出力電圧を加えた電圧VBGを出力するバンドギャップ回路1に対し,補償電流印加回路2を付加した。補償電流印加回路2は,高温域で,逆方向電圧の掛かったPN接合のリーク電流を増幅した電流をバンドギャップ回路1に印加する。これにより,バンドギャップ回路1の出力電圧VBGの温度特性が負となる高温域において,補償電流印加回路2の印加電流によりトランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧を増加させ,温度特性を緩和している。かくして,より広い温度範囲内で,許容範囲内の出力電圧VBGが得られるようになっている。
【選択図】 図1
Description
本発明は,温度に依存しない基準電圧を出力する基準電圧発生回路に関する。さらに詳細には,高温時における電圧精度の低下を抑制した基準電圧発生回路に関するものである。
従来から,半導体のバンドギャップ電圧を利用して基準電圧を出力する基準電圧発生回路が使用されている。従来のこの種の基準電圧発生回路の一例として,非特許文献1の276頁の図4.30(c)に記載されたものが挙げられる。この基準電圧発生回路は,図9に示すように構成されている。この回路の出力電圧Voutは,次式で表される。
ここで,Vbe11はトランジスタQ11のベース−エミッタ間電圧であり,Vtは熱電圧である。Kは,次式で与えられる定数である。
ここで,Is11,Is12は,それぞれトランジスタQ11,Q12の飽和電流である。Vbe11には−2mV/℃の温度特性があり,Vtには+0.0086mV/℃の温度特性がある(ともにシリコンの場合)。すなわち図9の回路では,抵抗R11〜R13およびトランジスタQ11,Q12の特性によって決定される増幅率でVtを増幅している。これをVbe11に加算することにより,全体として温度に左右されない出力電圧Voutを得ようとしているのである。
アナログ集積回路設計技術(上)グレイ,メイヤー共著 培風館
アナログ集積回路設計技術(上)グレイ,メイヤー共著 培風館
しかしながら,前記した従来の基準電圧発生回路には,電圧精度を保証できる温度範囲が狭いという問題点があった。実際にはVbe11やVt の温度特性が線形でないからである。このため,抵抗R11〜R13を最適化しても,図10のグラフに示すように,保証温度中心値にピークを持つ特性となってしまうのである。したがって,特に高温側において矢印Aで示すように出力電圧Vout が許容範囲を外れてしまい,十分な精度の基準電圧を供給することができなかった。
本発明は,前記した従来の基準電圧発生回路が有する問題点を解決するためになされたものである。すなわちその課題とするところは,出力電圧の温度特性を改善して,保証温度範囲を特に高温側に広げた基準電圧発生回路を提供することにある。
この課題の解決を目的としてなされた本発明の基準電圧発生回路は,順方向電圧の掛かるPN接合を含む半導体素子と,半導体の熱電圧に基づく電圧を出力する熱電圧出力部とを有し,半導体素子のPN接合間電圧と熱電圧出力部の出力電圧との合計電圧を基準電圧として出力するものであって,高温時に電流を発生することにより基準電圧を上昇させる電流補償部を有している。
この基準電圧発生回路では,半導体素子のPN接合の順方向電圧と熱電圧出力部の出力電圧との合計電圧を基準電圧とする。ここで一般に,PN接合の順方向電圧には負の温度特性があり,半導体の熱電圧には正の温度特性がある。そこで,熱電圧出力部での係数を適宜に設定しておくことにより,一次近似としては温度特性のない出力電圧が得られる。この基準電圧発生回路ではさらに,高温時には電流補償部により電流が印加されるようになっている。これにより,高温側における出力電圧の低下を防止している。かくして,より広い保証温度範囲を得ている。
ここにおいて電流補償部は,半導体素子の順方向電流を高温時に増加させることが望ましい。半導体素子の順方向電流を増加させることにより,その半導体素子のPN接合間電圧が上昇するからである。これにより,高温側における出力電圧の低下を防止できるのである。ここで,「増加させる」とは,電流補償部が設けられていない場合と比較してより多い状態とする,という意味である。
あるいは電流補償部は,熱電圧出力部の出力電圧を高温時に上昇させることもまた望ましい。これにより,高温側における出力電圧の低下を防止できるからである。ここで,「上昇させる」とは,電流補償部が設けられていない場合と比較してより高い状態とする,という意味である。具体的には例えば,熱電圧出力部を差動増幅器で構成した場合の反転入力端子が接続されているノードに,その電位を上げる向きの電流を印加するものが考えられる。
そして本発明では,電流補償部の発生電流が正の温度特性を有することが望ましい。これにより,基準電圧発生回路の負の温度特性をキャンセルできるのである。正の温度特性を有する電流補償部は,逆方向電圧の掛かるPN接合を含む半導体素子を有し,半導体素子のPN接合のリーク電流を利用することで実現することができる。
本発明によれば,出力電圧の温度特性を改善して,保証温度範囲を特に高温側に広げた基準電圧発生回路が提供されている。
以下,本発明を具体化した最良の形態について,添付図面を参照しつつ詳細に説明する。本形態の基準電圧発生回路は,図1の回路図に示すように構成されている。この基準電圧発生回路は,バンドギャップ回路1と,補償電流印加回路2とにより構成されている。バンドギャップ回路1は,元電源VINの電圧を受けて出力電圧VBGを出力するものである。補償電流印加回路2は,高温時にバンドギャップ回路1に補償電流I2を印加するものである。
バンドギャップ回路1は,トランジスタQ1〜Q3,差動増幅器T,抵抗R1〜R3,定電流源Sにより構成されている。このうちのトランジスタQ1,Q2はカレントミラーを構成しており,ベース同士が接続されている。またトランジスタQ1のベースとコレクタは短絡されている。トランジスタQ1のエミッタは直接接地されており,トランジスタQ2のエミッタは抵抗R3を介して接地されている。そして,トランジスタQ1のコレクタが差動増幅器Tの非反転入力端子に接続されており,トランジスタQ2のコレクタが差動増幅器Tの反転入力端子に接続されている。差動増幅器Tの出力端子は,トランジスタQ1のコレクタに抵抗R1を介して接続されており,トランジスタQ2のコレクタに抵抗R2を介して接続されている。差動増幅器Tの出力端子の電圧VBGが基準電圧として用いられる。
また,元電源VINと差動増幅器Tの出力端子との間にトランジスタQ3が設けられている。すなわちトランジスタQ3は,コレクタが元電源VINに接続されており,エミッタが差動増幅器Tの出力端子に接続されている。またトランジスタQ3のベースと元電源VINとの間に定電流源Sが設けられている。かかる構成により,トランジスタQ1のベース−エミッタ間のPN接合には,元電源VINによる順方向電圧が掛かっている。
補償電流印加回路2は,トランジスタQ4,Q5により構成されている。トランジスタQ4は,そのエミッタ電流I2をトランジスタQ1のコレクタに印加するものである。そのコレクタは元電源VINに,そのベースはトランジスタQ5のエミッタに,それぞれ接続されている。トランジスタQ5は,そのコレクタは元電源VINに接続されており,ベースとエミッタは短絡されてトランジスタQ4のベースに接続されている。すなわち,トランジスタQ5のコレクタ−ベース間のPN接合には,元電源VINによる逆方向電圧が掛かっている。なおトランジスタQ1〜Q5のすべてはシリコン製のNPN型トランジスタである。
図1の基準電圧発生回路は,次のように動作する。まずバンドギャップ回路1の動作を説明する。バンドギャップ回路1の出力電圧VBGは,次式で表される。
この右辺の第1項Vbe1は,トランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧であり,−2mV/℃という負の温度特性を持つ。右辺の第2項中のVtは,熱電圧であり,常温で約26mVである。Vtは,+0.0086mV/℃という正の温度特性を持つ。第2項のうち残りの部分は,抵抗R1〜R3の抵抗値によって定まる正の定数である。よって第2項全体でも正の温度特性を持ち,抵抗R1〜R3の抵抗値によってその係数が設定される。具体的には,出力電圧VBG全体として温度特性をなるべく持たないように設定されている。しかしそれでも,バンドギャップ回路1の単体としては,従来技術の図10に示したような温度特性を持つ。Vbe1の温度特性が必ずしも線形でないからである。この温度特性は,保証温度範囲の中心値より高温側の領域では負である。
そこで図1の基準電圧発生回路では,補償電流印加回路2によりその補償を行っている。補償電流印加回路2では,温度がT1以上であるときには,トランジスタQ5が図2の(1)の破線のカーブに示すようにリーク電流を発生する。これは,トランジスタQ5のベース−コレクタ間のPN接合に,元電源VINによる逆方向電圧が掛かっているからである。このリーク電流は,図2の(1)に明らかなように正の温度特性を持つ。これがトランジスタQ4のベースに流れ込む。このため,トランジスタQ4のエミッタ電流は,トランジスタQ5のリーク電流にトランジスタQ4の電流増幅率を掛けたものとなる。これが電流I2である。すなわち電流I2は,トランジスタQ5のリーク電流をトランジスタQ4により増幅したものであるということができる。よって電流I2も正の温度特性を持つ。温度T1は,シリコン製トランジスタでは概ね125℃程度である。
電流I2は,バンドギャップ回路1において,トランジスタQ1と抵抗R1との間のノードに印加される。バンドギャップ回路1では,この電流のほとんどがトランジスタQ1のコレクタに流れ込む。すなわち,補償電流印加回路2から電流I2がバンドギャップ回路1に印加されている状況においては,トランジスタQ1のコレクタ電流Ic1は,次式で表される。
ここで電流I1は,出力端子VBGから抵抗R1に流れる電流である。補償電流印加回路2から電流I2が印加されない状況においては当然,電流I1と電流Ic1とは等しい。すなわち補償電流印加回路2は,それがない場合と比較して,電流I2の分,トランジスタQ1のコレクタ電流Ic1を増加させるのである。図2の(2)にこの状況を示す。すなわち図2の(2)では,実線のカーブが補償されたコレクタ電流Ic1を示している。そして破線のカーブは,補償電流印加回路2がない場合のコレクタ電流Ic1を示している。なお図2の(1)と(2)は,ともに電流を縦軸とするが,そのスケールは異なっている。
これにより,トランジスタQ1のベース−エミッタ間電圧Vbe1が増加することとなる。トランジスタのベース−エミッタ間電圧は,コレクタ電流による影響を受けるからである。具体的には,コレクタ電流Ic1に関して電圧Vbe1は,次式で示す係数を持っている。
ここでISは,トランジスタQ1の飽和電流である。これは個々のトランジスタに固有のパラメータであり,概ね,10-15〜10-14A程度である。この係数は,コレクタ電流Ic1に対して正の特性を持つ。このために電圧Vbe1は,コレクタ電流Ic1が電流I2により増加した分上昇するのである。図2の(3)にこの状況を示す。すなわち図2の(3)では,実線のカーブが補償されたベース−エミッタ間電圧Vbe1を示している。そして破線のカーブは,補償電流印加回路2がない場合のベース−エミッタ間電圧Vbe1を示している。
これにより図2の(4)に示すように,基準電圧発生回路の出力電圧VBGは,温度T1以上の領域で,補償電流印加回路2がない場合と比較して増加することとなる。これにより,保証温度範囲,すなわち出力電圧VBGが許容範囲内にある温度範囲が,補償電流印加回路2がない場合と比較して,高温側に拡張されているのである。なお図2の(3)と(4)は,ともに電圧を縦軸とするが,そのスケールは異なっている。
ここで,電流I2の設定について説明する。電流I2による出力電圧VBGの改善幅ΔVは,次式で表される。
よって,期待する保証温度範囲にて必要な改善幅ΔVが得られるように電流I2を設定すればよい。具体的には,トランジスタQ5のリーク電流値(サイズと単位PN接合面積当たりのリーク電流量との積)と,トランジスタQ4の電流増幅率とを適宜選択することにより設定する。例えば,ある温度におけるトランジスタQ5のリーク電流が50nAでトランジスタQ4の電流増幅率が100であれば,得られる電流I2は5μAとなる。その温度で必要な電流I2が10μAなら,トランジスタQ5を2倍のサイズのもので置き換えればよい。
次に,変形例について説明する。まず,図1の基準電圧発生回路における補償電流印加回路2に置き換えて使用する補償電流印加回路の例を説明する。図3に示すのは,図1中のトランジスタQ5をPNP型のトランジスタQ6で置き換えた補償電流印加回路である。図4に示すのは,トランジスタQ5をダイオードDで置き換えた補償電流印加回路である。図5に示すのは,図1中のトランジスタQ4を省略した補償電流印加回路である。トランジスタQ5のリーク電流値と必要な電流I2との関係により増幅する必要がない場合に使用可能である。図5の補償電流印加回路では,トランジスタQ5のリーク電流がそのまま電流I2となる。むろん,図5のように増幅トランジスタを持たないものであっても,トランジスタQ5をPNP型のトランジスタあるいはダイオードで置き換えることができる。
図6に示すのは,図1中のトランジスタQ4をPNP型のトランジスタQ7で置き換えた補償電流印加回路である。この場合のトランジスタQ5は図6に見るように,トランジスタQ7のベースと接地との間に配置される。図6の補償電流印加回路においても,トランジスタQ5をPNP型のトランジスタあるいはダイオードで置き換えることができる。ただし図6の補償電流印加回路では,図5のように増幅トランジスタを省略した構成にすることはできない。
続いて,バンドギャップ回路1における補償電流印加回路の接続箇所が変更された変形例を説明する。図7に示す基準電圧発生回路がその例である。この基準電圧発生回路は,バンドギャップ回路1と補償電流印加回路3とにより構成されている。このバンドギャップ回路1は,補償電流印加回路3の接続箇所が変更されている点を除き,図1中のものと同じ構成である。すなわち図7のバンドギャップ回路1では,抵抗R2とトランジスタQ2のコレクタとの間のノードが補償電流印加回路3に接続されている。これは,差動増幅器Tの反転入力端子の接続箇所と同じ位置である。
そして補償電流印加回路3においては,増幅用のトランジスタQ4のエミッタが接地されており,コレクタがバンドギャップ回路1と接続されている。トランジスタQ4のベースは,図1中の場合と同じくトランジスタQ5のエミッタに接続されている。図7の補償電流印加回路3では高温域で,トランジスタQ5のリーク電流により,バンドギャップ回路1からトランジスタQ4のコレクタに向かう電流I3が流れる。電流I3は,図1の場合の電流I2とは逆向きである。バンドギャップ回路1において電流I3は,抵抗R2の電流を,補償電流印加回路3がない場合と比べて増加させる。
電流I3がある場合の図7の基準電圧発生回路の出力電圧VBGは,次式で表される。
すなわち電流I3は,電圧Vbe1を変化させるものではないが,抵抗R2の電圧降下の分だけ差動増幅器Tの出力電圧を上昇させるのである。これにより出力電圧VBGが上昇する。これにより,図1の基準電圧発生回路と同様の効果が発揮されるのである。むろん,図7におけるトランジスタQ5も,図1の補償電流印加回路2の場合と同様に,PNP型トランジスタあるいはダイオードで置き換えることが可能である。また,図8に示すように,図7中のトランジスタQ4をPNP型のトランジスタQ7で置き換えることもできる。この場合のトランジスタQ5は図8に見るように,トランジスタQ7のベースと接地との間に配置される。図8の補償電流印加回路においても,トランジスタQ5をPNP型のトランジスタあるいはダイオードで置き換えることができる。図8の補償電流印加回路ではさらに,トランジスタQ7を省略することもできる。
以上詳細に説明したように本形態の基準電圧発生回路は,出力電圧VBGに温度特性があるバンドギャップ回路1に対し,補償電流印加回路2または3を付加したものである。そして補償電流印加回路2または3は,高温域で,PN接合のリーク電流もしくはこれを増幅した電流をバンドギャップ回路1に印加するように構成されている。これにより,バンドギャップ回路1の出力電圧VBGの温度特性が負となる高温域において,補償電流印加回路2または3の印加電流により温度特性を緩和している。かくして,保証温度範囲を高温側に広げた基準電圧発生回路が実現されている。
なお本形態は,単なる例示に過ぎず本発明を何ら限定するものでない。よって,本発明は,その要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形,改良が可能なものである。例えば,前述の形態では補償電流印加回路について種々の変形例を示したが,バンドギャップ回路1についても種々の変形が可能である。また,各トランジスタはシリコン製のものに限られない。
1 バンドギャップ回路
2 補償電流印加回路(電流補償部)
3 補償電流印加回路(電流補償部)
Q1 トランジスタ(順方向電圧の掛かるPN接合を含む半導体素子)
Q5 トランジスタ(逆方向電圧の掛かるPN接合を含む半導体素子)
T 差動増幅器(熱電圧出力部)
2 補償電流印加回路(電流補償部)
3 補償電流印加回路(電流補償部)
Q1 トランジスタ(順方向電圧の掛かるPN接合を含む半導体素子)
Q5 トランジスタ(逆方向電圧の掛かるPN接合を含む半導体素子)
T 差動増幅器(熱電圧出力部)
Claims (5)
- 順方向電圧の掛かるPN接合を含む半導体素子と,半導体の熱電圧に基づく電圧を出力する熱電圧出力部とを有し,前記半導体素子のPN接合間電圧と前記熱電圧出力部の出力電圧との合計電圧を基準電圧として出力する基準電圧発生回路において,
高温時に電流を発生することにより基準電圧を上昇させる電流補償部を有することを特徴とする基準電圧発生回路。 - 請求項1に記載する基準電圧発生回路において,前記電流補償部は,
前記半導体素子の順方向電流を高温時に増加させることを特徴とする基準電圧発生回路。 - 請求項1に記載する基準電圧発生回路において,前記電流補償部は,
前記熱電圧出力部の出力電圧を高温時に上昇させることを特徴とする基準電圧発生回路。 - 請求項2または請求項3に記載する基準電圧発生回路において,
前記電流補償部の発生電流が正の温度特性を有することを特徴とする基準電圧発生回路。 - 請求項4に記載する基準電圧発生回路において,前記電流補償部は,
逆方向電圧の掛かるPN接合を含む半導体素子を有し,
前記半導体素子のPN接合のリーク電流を利用することを特徴とする基準電圧発生回路。
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