JP2009087010A - 基準電圧発生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成によって基準電圧発生回路の基準電圧の温度依存性を精度良く補正する。
【解決手段】第１及び第２バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２と、このＱ１，Ｑ２に定電流を供給するカレントミラー回路１０とを備える。Ｑ１のベースは、抵抗Ｒ１を介してカレントミラー回路１０の第１電流供給側（Ｍ１）に接続され、Ｑ１のコレクタは、抵抗Ｒ２を介してＱ１のベースに接続される。Ｑ２は、そのペースがＱ１のコレクタに接続され、コレクタは、カレントミラー回路１０の第２電流供給側（Ｍ２）に接続され、Ｒ１とＭ１との接続端に、基準電圧を出力する出力端子が設けられる。カレントミラー回路の第３電流供給側（Ｍ３）は、Ｑ１のコレクタに接続され、Ｍ３に得られる電流Ｉ₂により、基準電圧の温度依存性を補正する。
【選択図】図１

Description

温度依存性の小さいバンドギャップ電圧に基づいた基準電圧を発生する基準電圧発生回路に関する。

多くの電子機器において定電圧電源として基準電源発生回路が採用されており、出力の温度依存性を低減し、温度によらず精度良く基準電圧を生成する試みが為されている。

図８は従来のバンドギャップ電圧を利用した基準電圧発生回路の構成を示す。この回路は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１と、該バイポーラトランジスタＱ１に対してＫ倍の電流を流すＮＰＮ型パイポーラトランジスタＱ２を備える。また、このＱ１及びＱ２に、定電流Ｉを供給するＰ型ＭＯＳのトランジスタＭ１及びＭ２より構成されるカレントミラー回路２０を有する。

カレントミラー回路のＭ１の電流出力側には、基準電圧出力端（Ｖ_REF）と抵抗Ｒ１が接続され、抵抗Ｒ１の他端には抵抗Ｒ２の一端が接続され、さらにこの抵抗Ｒ２の他端にＱ１のコレクタが接続されている。また、Ｑ１のベースは、上記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続されており、Ｑ１のベースとコレクタとは、抵抗Ｒ２を介して互いに接続されている。さらにＱ１のコレクタはＱ２のベースに接続され、Ｑ２のコレクタは、カレントミラー回路のトランジスタＭ２の電流出力側に接続されている。

このような回路において、Ｑ１，Ｑ２のベース電流Ｉ_Bが無視できる場合、以下の式が成り立つ。

Ｖ_REF＝Ｖ_BE1＋Ｒ₁Ｉ ・・・（１）
Ｖ_BE1＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ_E1／Ｉｓ） ・・・（２）
Ｖ_BE2＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ_E2／Ｉｓ） ・・・（３）
Ｒ₂Ｉ＝Ｖ_BE1−Ｖ_BE2＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ_E1／Ｉ_E2） ・・・（４）
Ｖ_REF：基準電圧発生回路からの出力基準電圧
ここで、Ｖ_BE1はＱ１のベースエミッタ電圧、Ｖ_BE2はＱ２のベースエミッタ電圧、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度、Ｉ_Eはエミッタ電流、Ｉsは回路のプロセスに依存した定数である。

Ｉ＝Ｉ_E1＝Ｋ＊Ｉ_E2であり、（１）式を（２）〜（４）式を用いて表すと、一般的な基準電圧回路の出力基準電圧Ｖ_REFは、
Ｖ_REF＝Ｖ_BE1＋（Ｒ₁／Ｒ₂）（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｋ） ・・・（１）’
で表される。

また、このとき、
Ｉ＝（１／Ｒ₂）（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｋ） ・・・（５）
となり、電流Ｉは、絶対温度Ｔに比例したＰＴＡＴ（Proportional To Absolute Temparature）電流となる。

バイポーラトランジスタのＶ_BEの温度係数は、ほぼ−２．０ｍＶ［℃］であり、式（１）’について、（Ｒ₁／Ｒ₂）（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｋ）の温度係数が＋２．０ｍＶ［℃］であれば、Ｖ_REFの温度係数は０となる。そこで、
（Ｒ₁／Ｒ₂）（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｋ）＝＋２．０ｍＶ
となるように、Ｒ₁、Ｒ₂及びＫを決めることで、図８に示す基準電圧発生回路は、温度変化に対して、ほぼ一定な出力電圧を発生することができる。

しかし、実際には、Ｖ_BE1は、一次直線ではなく、温度や、エミッタ電流Ｉ_Eの変化に対して非直線成分を持つ。

温度依存性を持つＶ_BE（Ｔ）は、非直線成分も含めると下式（６）で表される。

Ｖ_BE（Ｔ）＝Ｖ_G0（１−（Ｔ／Ｔ₀））＋Ｖ_BE0−σ（ｋＴ／ｑ）＊ｌｎ（Ｔ／Ｔ_O）
＋σ（ｋＴ／ｑ）＊ｌｎ（Ｉ_E／Ｉ_E0） ・・・（６）
ここで、Ｖ_G0はバンドギャップエネルギ電圧、Ｔ₀は基準温度、Ｖ_BE0は基準温度でのバイポーラベースエミッタ電圧、σはプロセスで決まる飽和電流温度指数である。

上記（６）式の第１項、第２項は、温度の増加に対する線形減少を示し、第３項、第４項は非線形項であり、Ｖ_BEの未補正温度曲率成分である。よって、従来回路よりもさらに温度変化の小さい基準電圧発生回路を実現するためには、上記第３，第４項の非線形成分の影響についても考慮してキャンセルする必要がある。

上記Ｖ_BEの非直線成分については、特許文献２、特許文献３等、様々な方法でこれをキャンセルすることが提案されている。

特開平５−２０６７５５号公報 特表２００６−５１９４３３号公報 特開２００６−５９００１号公報

しかし、これら従来の基準電圧発生回路では、上記非直線成分の補正のために、発生回路とは別の回路を用い、補正電流や補正バイアスを作成したり、補正用に設けた抵抗の温度特性の二次係数を利用したり、或いは環境温度によって補正回路を切り替えるなどを行っている。このような別回路等を用いると、その分回路は複雑になる。

また、回路中で、補正電流をコピーするためにカレントミラー回路を採用したり、補正のための電圧を得るために差動アンプを用いる。このような基準電圧発生回路の構成とは別回路のばらつきや、アンプのオフセットばらつきを無視することができず、温度補正ができても出力電圧や温度特性カーブが回路毎にばらついてしまう。

また、図８に示すようなバンドギャップ電圧を発生するバイポーラトランジスタと、ＭＯＳトランジスタを用いたタイプの基準電圧発生回路では、個体ばらつきが小さいことが知られている。しかし、微細化されたＭＯＳ用のプロセスで作成されたバイポーラトランジスタ（寄生バイポーラトランジスタ）は、その直流電流増幅率Ｈ_FEを高くすることが難しく、トランジスタＱ１，Ｑ２のベース電流Ｉ_Bを無視することができず、温度特性の悪化をまねく。このように、微細化ＭＯＳプロセスではＱ１，Ｑ２のベース電流Ｉ_Bを無視した理想状態で特性を決めることができず、図８に示すタイプの回路は、多用されていなかった。

ここで、図８の回路においてＱ１，Ｑ２のベース電流Ｉ_Bを考慮すると、出力電圧Ｖ_REFは、以下のように表される。

また、このとき、Ｑ１，Ｑ２のベース電流Ｉ_B1、Ｉ_B2及びカレントミラー回路に流れる電流Ｉは、以下のようになる。

出力電圧Ｖ_REFは、上記式（７）で表され、回路設計に当たっては、Ｒ₁，Ｒ₂，Ｋに加え、Ｉ_B1，Ｉ_B2も決める必要がある。しかし、上述のように、このＩ_B1，Ｉ_B2が温度特性を持つため、図８の基準電圧発生回路において温度変化をなくすことは難しい。図９は、この図８の回路を実際に作成した場合の温度特性の一例を示す。図９の結果において、Ｖ_REFのピーク−ピーク間の電圧差は、１２ｍＶ程度である（Ｖ_REFp-p≒１２ｍＶ（−２０℃〜１２５℃））。

本発明では、簡易な構成によって、温度特性が小さく、かつ、特性ばらつきの小さい基準電圧発生回路を実現することを目的とする。

本発明は基準電圧発生回路であって、第１バイポーラトランジスタ及び第２バイポーラトランジスタと、前記第１バイポーラトランジスタ及び第２バイポーラトランジスタに定電流を供給するカレントミラー回路と、を備え、前記第１バイポーラトランジスタのベースは、第１抵抗を介して前記カレントミラー回路の第１電流供給側に接続され、該第１バイポーラトランジスタのコレクタは、第２抵抗を介して前記ベースに接続され、前記第２バイポーラトランジスタのペースは前記第１バイポーラトランジスタのコレクタに接続され、該第２バイポーラトランジスタのコレクタは、前記カレントミラー回路の第２電流供給側に接続され、前記第１抵抗と、前記カレントミラー回路の前記第１電流出力側との接続端に、基準電圧を出力する出力端子が設けられ、前記カレントミラー回路の第３電流供給側は、前記第１バイポーラトランジスタのコレクタに接続され、前記カレントミラー回路の第３電流供給側に得られる電流によって、前記基準電圧の温度依存性を補正する。

本発明の他の態様では、上記基準電圧発生回路において、前記カレントミラー回路は、ＭＯＳトランジスタによって構成され、ゲートドレイン間が短絡接続され、前記第２バイポーラトランジスタに第１電流を流す第１ＭＯＳトランジスタと、該第１ＭＯＳトランジスタにゲートが共通接続された第２ＭＯＳトランジスタ及び第３ＭＯＳトランジスタを備え、前記第２ＭＯＳトランジスタは、前記第１ＭＯＳトランジスタと等しい前記第１電流を流し、前記第３ＭＯＳトランジスタは、前記第１バイポーラトランジスタのベースエミッタ電圧の温度依存性に応じ、前記第１電流のＡ倍の第２電流（Ａは０より大きい正の実数）を前記第１バイポーラトランジスタのコレクタに流す。

本発明の他の態様では、上記基準電圧発生回路において、前記第２バイポーラトランジスタは、前記第１バイポーラトランジスタのＫ倍のエミッタ電流を流し、前記第２電流によって、前記第１バイポーラトランジスタのベースエミッタ電圧の温度依存性による前記基準電圧の温度依存性を補正する。

本発明では、第１及び第２バイポーラトランジスタに定電流を供給するカレントミラー回路において、第１及び第２電流供給端において流す定電流に応じた電流を、第１バイポーラトランジスタのコレクタに補正用の電流として供給する。このカレントミラー回路からの補正用の電流によって定電流の温度特性カーブを変化させ、温度依存性を有する第１バイポーラトランジスタのベースエミッタ電圧の温度依存性を低減する。このような補正機能をカレントミラー回路に所定電流の電流供給端を設けるという簡易な構成によって、精度の良い温度依存性の補正が実現できる。

また、第１及び第２バイポーラトランジスタとして、例えば、ＭＯＳプロセスで作成されたバイポーラトランジスタを採用し、ベース電流Ｉ_B1，Ｉ_B2の温度依存性を無視できない場合であっても、カレントミラー回路からの補正用電流により、ベース電流の温度依存性性を考慮し、基準電圧の温度依存性を低減することができる。

また、この補正用の電流は、共通のカレントミラー回路を用いて作成すれば、基準電圧発生回路毎の特性ばらつきを抑制することができる。

以下、本発明の好適な実施の形態について図面を参照して説明する。

図１は本実施形態に係るバンドギャップ電圧を利用した基準電圧発生回路の構成を示す。ＮＰＮ型バイポーラトランジスタＱ１と、該バイポーラトランジスタＱ１に対してＫ倍の電流を流すＮＰＮ型パイポーラトランジスタＱ２を備える点は図８と共通する。

一方、このＱ１及びＱ２に定電流を供給するためのカレントミラー回路１０は、Ｐ型ＭＯＳトランジスタＭ１及びＭ２を備えると共に、さらに同じ導電型のＰ型ＭＯＳトランジスタＭ３を備える。トランジスタＭ２はゲートドレインが短絡され、このトランジスタＭ２のゲートに、トランジスタＭ１のゲート及びトランジスタＭ３のゲートが接続され、トランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３のいずれもソース側が同一の電源Ｖｄｄに接続されている。したがって、トランジスタＭ２が流す定電流Ｉ₁と等しい電流Ｉ₁をトランジスタＭ１が流し、また、トランジスタＭ３は、Ｉ₁に対応した電流Ｉ₂を流す。このＩ₂の電流量は、トランジスタＭ３のトランジスタサイズ（チャネル幅）Ｗによって変更可能であり、Ｉ₂＝Ａ＊Ｉ₁が成り立つ。

トランジスタＭ１のドレイン（第１電流供給端）には、基準電圧出力端子Ｖ_REFと、抵抗Ｒ１の一端とが接続され、この抵抗Ｒ１の他端には、抵抗２の一端が接続されている。また、Ｑ１のコレクタが該抵抗２の他端に接続され、Ｑ１のベースは、上記抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との接続点に接続されており、Ｑ１のベースとコレクタとは、抵抗Ｒ２を介して互いに接続されている。なお、Ｑ１及びＱ２のエミッタは接地されている。

トランジスタＭ２のドレイン（第２電流供給端）はトランジスタＱ２のコレクタに接続され、このＱ２のベースは、上記Ｑ１のコレクタに接続されている。

一方、トランジスタＭ３のドレイン（第３電流供給端）は、上記トランジスタＱ２のベース及びトランジスタＱ１のコレクタに接続され、トランジスタＱ１のコレクタ及びトランジスタＱ２のベースに対し、補正用電流として、Ｉ₁に対応した（Ａ＊Ｉ₁）電流Ｉ₂を供給する。なお、Ａは、０より大きい正の実数である。

このトランジスタＭ３を含むカレントミラー回路１０は、トランジスタＭ１，Ｍ２，Ｍ３の相対精度で動作し、１つのカレントミラー回路の流す定電流を別のカレントミラー回路によってコピーする場合と異なり、異なるカレントミラー回路同士の相対ばらつきがなく、かつゲートが共通接続されたＭ３を増設するだけという簡易な構成によって実現できる。したがって、基準電圧発生回路毎の特性のばらつきなく、基準電圧の温度依存性を低減できる。

以下、図１に示す基準電圧発生回路の動作原理について説明する。まず、この回路のＶ_REF，Ｉ_B1，Ｉ_B2は以下の式（７）’，（８）’，（９）’で表すことができる。

また、Ｉ₁については、ΔＶ_BEから、下式（１０）’で表すことができる。

直流電流の増幅率Ｈ_FEが、一般的なバイポーラ特性にしたがって低電流領域では温度の上昇に比例して増加し、また、電流Ｉ_C1の増加に対しても増加する場合、上記式（１０）’の第１項Ｉ_B1と温度とは、図２に示すような関係となる。図２ではＩ₂をそれぞれ変更したときの温度電流特性を示しており、温度電流特性は、Ｉ₂が増加するほど下に凸の二次曲線成分が増加している。

また、式（１０）’の第２項に関しては、抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉ_R2の温度特性は、図３に示すようになる。図３において、Ｉ₂が増加するほど上に凸な二次曲線成分が減少している。

図４は、上記式（１０）’に示すような第１項と第２項の和で表される電流Ｉ₁の温度特性を示している。図４において電流Ｉ₁の温度特性は、電流Ｉ₂が増加すると正の曲率が大きくなっており、以上のことから、電流Ｉ₂を任意に選択することで、電流Ｉ₁の正の二次曲率成分を変化させられることが理解できる。ここで、Ｖ_REFは下式（１１）
Ｖ_REF＝Ｖ_BE1＋Ｒ₁Ｉ₁ ・・・（１１）
で示され、その第１項Ｖ_BE1の負の二次曲率成分を、第２項の電流Ｉ₁の正の二次曲率成分でキャンセルすることができ、結果として、温度変化に対する基準電圧Ｖ_REFの変化を低くすることができる。なお、一次直線成分については、抵抗Ｒ１とＲ２の抵抗比によって調整することができる。

図５は、本実施形態に係る基準電圧発生回路の基準電圧Ｖ_REFの温度特性の例を示す。図５の結果において、Ｖ_REFのピーク−ピーク間の電圧差は、０．８ｍＶ程度であり（Ｖ_REFp-p≒０．８ｍＶ（−２０℃〜１２５℃））、図９に示したような電流Ｉ₂による補正を行わない場合のＶ_REFp-p≒１２ｍＶと比較しても、１／１０以下と、著しい温度特性の改善が実現されることが理解できる。

ここで、図５では、カレントミラー回路１０のトランジスタＭ３のチャネル幅Ｗの設定により、Ｉ₁に対し、Ｉ₂＝０．８Ｉ₁にした。Ｉ₁に対するＩ₂の値は、基準電圧発生回路の特性に応じ、要求温度範囲内（例えば−４０℃〜１２５℃の範囲や、−２０℃〜１２５℃）で、Ｖ_REFの温度変化に対するピーク−ピーク間（Ｖ_REFｐ−ｐ）が最小となる値を選択することが好適である。

図６は、本実施形態の基準電圧発生回路において、Ｉ₂を変化させたときのＶＲＥＦの変化の様子を示している。この例では、図６（ｂ）において、Ｉ₂＝Ａ＊Ｉ₁の条件の時が温度変化に対するＶ_REFのｐ−ｐが最も小さく、図６（ａ）は、Ｉ₂＜Ａ＊Ｉ₁の時のＶ_REFの温度変化、図６（ｃ）は、Ｉ₂＞Ａ＊Ｉ₁の時のＶ_REFの温度変化をそれぞれ示している。Ｉ₂＞０で、Ｉ₂を増加させていくと、図６（ａ）のように最適値よりも小さい電流Ｉ₂値の範囲では、Ｖ_REFの温度特性の上に凸な特性曲線の曲線が小さくなり、Ｖ_REFｐ−ｐは小さくなっていく。さらにＩ₂を増加させ、図６（ｂ）のようにＩ₂＝Ａ＊Ｉ₁となると、Ｖ_REFｐ−ｐは最小となる。ここで、Ｉ₂を用いた補正電流カーブによっては、完全にＶ_BE1の非直線成分を補正することはできないため、ＶＲＥＦ特性は図６（ｂ）に示すように変曲点を持つ曲線となる。しかし、上述のように、Ｖ_REFｐ−ｐは一例として従来の１／１０以下であり、このようなＩ₂をトランジスタＭ３からトランジスタＱ１のコレクタに供給する電流として選択することにより、温度依存性の著しい改善が図られる。Ｉ₂をさらに増加させ、Ｉ₂＞Ａ＊Ｉ₁とするとＶ_REFは、下に凸の曲線となり、Ｖ_REFｐ−ｐは大きくなっていく。

以上のことから、Ｉ₂の選択に際しては、Ｖ_REFｐ−ｐが最小となる条件を採用すれば温度依存性を最も小さくすることができる。但し、図６（ａ）〜図６（ｃ）のいずれのＶ_REFｐ−ｐについても、Ｉ₂＝０、つまり補正しない従来の基準電圧発生回路の値よりも半分以上小さい。

したがって、バンドギャップ電圧を発生するトランジスタＱ２，Ｑ１を、Ｈ_FEが小さくＩ_Bが無視できない微小ＭＯＳプロセスにて作成した基準電圧発生回路においても、Ｉ_Bの温度特性を、Ｍ２にミラー接続（ベースが共通接続）されたＭ３の流す補正電流Ｉ₂によって補正することができる。したがって、簡易、かつ回路毎のばらつきの小さい構成によって、基準電圧発生回路の温度依存性を著しく低減することができる。

図７は、本実施形態の基準電圧発生回路の他の回路構成の例を示す。図１と相違する点は、バンドギャップ電圧を発生するトランジスタＱ１，Ｑ２をＰＮＰ型トランジスタとして高圧側電源Ｖｄｄとカレントミラー回路１２との間に設け、このカレントミラー回路のトランジスタＭ１〜Ｍ３として、ソース側がグランドなどの低圧側電源に接続されたＮ型ＭＯＳトランジスタを採用する点である。また、後述する理由から、この構成の場合には、カレントミラー回路のトランジスタＭ３の流す電流Ｉ₂をミラーし、トランジスタＱ１のコレクタに供給するカレントミラー回路１４を備える。このカレントミラー回路１４は、ゲートが共通接続されたｐ型ＭＯＳトランジスタＭ４，Ｍ５を備え、トランジスタＭ４は、電源Ｖｄｄにソースが接続され、ドレイン・ゲートが短絡され、ゲートがトランジスタＭ３のドレイン側に接続されている。トランジスタＭ５は、Ｍ４と同じ電流Ｉ₂をＭ５のドレインに接続されたトランジスタＱ１のコレクタに供給する。

なお、カレントミラー回路のトランジスタＭ２が流す定電流Ｉ₁が、トランジスタＱ２のコレクタに流れ、同じくトランジスタＭ１が流す定電流Ｉ₁が、トランジスタＱ１のコレクタ、抵抗Ｒ２，Ｒ１を介して流れる。そして、Ｉ₁に応じてトランジスタＭ３の流す電流Ｉ₂をミラーした電流Ｉ₂’がトランジスタＱ１のコレクタに供給される。

図７の回路においてＶ_REFは以下の式（１２）で示される。
Ｖ_REF＝Ｖｄｄ−Ｖ_BE1−Ｒ₁Ｉ₁ ・・・（１２）

電流Ｉ₁は、上記式（１０）’で与えられるため、トランジスタＱ１のコレクタ側からＩ₂を直接トランジスタＭ３によって流し出した場合、Ｉ₂の増加に伴って下に凸の二次曲線成分が増加する。しかし、上記（１２）式に示すＶ_BE1は、このとき下に凸の二次曲線成分を持つ。したがって、トランジスタＱ１，Ｑ２の極性を逆にした回路構成の場合には、図７に示すように別途カレントミラー回路１４を設けてＩ₂に応じた電流Ｉ₂’をトランジスタＱ１のコレクタに供給することで温度依存性を低減することができる。但し、カレントミラー回路１２とは別のカレントミラー回路１４を必要とするため、回路毎の特性ばらつきが発生することとなるが、微細なＭＯＳプロセスを用いたバイポーラトランジスタを利用した簡易な基準電圧発生回路における温度依存性の補償は達成される。

本発明の実施形態に係る基準電圧発生回路の構成を説明する回路図である。 図１に示す回路における電流Ｉ_B1の温度特性を示す図である。 図１に示す回路におけるＩ_R2の温度特性を示す図である。 図１に示す回路における電流Ｉ₁の温度特性のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施形態に係る基準電圧発生回路で得られる基準電圧の温度特性を示す図である。 本発明の実施形態に係る基準電圧発生回路の温度特性と補正電流Ｉ₂との関係を示す図である。 本発明の他の実施形態に係る基準電圧発生回路の構成例を説明する回路図である。 従来の基準電圧発生回路の構成を説明する回路図である。 図８の回路の基準電圧の温度依存性を示す図である。

符号の説明

１０，１２ カレントミラー回路。

Claims (3)

1. 第１バイポーラトランジスタ及び第２バイポーラトランジスタと、
   前記第１バイポーラトランジスタ及び第２バイポーラトランジスタに定電流を供給するカレントミラー回路と、を備え、
   前記第１バイポーラトランジスタのベースは、第１抵抗を介して前記カレントミラー回路の第１電流供給側に接続され、該第１バイポーラトランジスタのコレクタは、第２抵抗を介して前記ベースに接続され、
   前記第２バイポーラトランジスタのペースは前記第１バイポーラトランジスタのコレクタに接続され、該第２バイポーラトランジスタのコレクタは、前記カレントミラー回路の第２電流供給側に接続され、
   前記第１抵抗と、前記カレントミラー回路の前記第１電流出力側との接続端に、基準電圧を出力する出力端子が設けられ、
   前記カレントミラー回路の第３電流供給側は、前記第１バイポーラトランジスタのコレクタに接続され、前記カレントミラー回路の第３電流供給側に得られる電流によって、前記基準電圧の温度依存性を補正することを特徴とする基準電圧発生回路。
2. 請求項１に記載の基準電圧発生回路において、
   前記カレントミラー回路は、ＭＯＳトランジスタによって構成され、
   ゲートドレイン間が短絡接続され、前記第２バイポーラトランジスタに第１電流を流す第１ＭＯＳトランジスタと、該第１ＭＯＳトランジスタにゲートが共通接続された第２ＭＯＳトランジスタ及び第３ＭＯＳトランジスタを備え、
   前記第２ＭＯＳトランジスタは、前記第１ＭＯＳトランジスタと等しい前記第１電流を流し、
   前記第３ＭＯＳトランジスタは、前記第１バイポーラトランジスタのベースエミッタ電圧の温度依存性に応じ、前記第１電流のＡ倍の第２電流（Ａは０より大きい正の実数）を前記第１バイポーラトランジスタのコレクタに流すことを特徴とする基準電圧発生回路。
3. 請求項１又は請求項２に記載の基準電圧発生回路において、
   前記第２バイポーラトランジスタは、前記第１バイポーラトランジスタのＫ倍のエミッタ電流を流し、
   前記第２電流によって、前記第１バイポーラトランジスタのベースエミッタ電圧の温度依存性による前記基準電圧の温度依存性を補正することを特徴とする基準電圧発生回路。

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