JP2009145070A

JP2009145070A - 温度センサ回路

Info

Publication number: JP2009145070A
Application number: JP2007319764A
Authority: JP
Inventors: Katsuharu Kimura; 克治木村
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 2007-12-11
Filing date: 2007-12-11
Publication date: 2009-07-02
Also published as: US20090146725A1

Abstract

【課題】低電圧から動作し、温度直線性に優れ、半導体集積回路上に形成して好適とされる温度センサ回路を提供する。
【解決手段】定電流駆動されるエミッタ面積比が１：Ｎ（Ｎ＞１）のバイポーラ差動対（Ｑ１、Ｑ２）を有し、バイポーラ差動対のアクティブロードにはトランジスタサイズ比がＫ：１（Ｋ＞１）の２つのＭＯＳトランジスタ（Ｍ１、Ｍ２）が負荷され、バイポーラ差動対の一方のトランジスタ（Ｑ１）には定電圧（Ｖｒｅｆ）が印加され、他方のトランジスタ（Ｑ２）はベースとコレクタが共通接続され、前記バイポーラ差動対を構成する２つのトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）のベース間に所望の電圧を出力する。あるいは、前記温度センサ回路が複数個順次従属（カスケード）接続される。
【選択図】図３

Description

本発明は、温度センサ回路に関し、低電圧から動作し、温度直線性に優れた、半導体集積回路上に形成して好適とされる温度センサ回路に関する。

この種の温度センサ回路は、図１に示すように、ダイオードの順方向電圧を用いたものが知られている。ダイオードの順方向電圧は、負の温度特性を持ち、その傾きは、−２．２ｍＶ／℃とも−１．９ｍＶ／℃とも言われている。

ただし、ダイオードの順方向電圧は温度非直線性が大きく、温度センサとしては誤差が大きく成らざるを得ない。それでも、温度Ｔ_ｒでのダイオードの順方向電圧は次の（１）式で示される。

ここで、
Ｖ_Ｔは熱電圧、
Ｖ_ｇ０は０Ｋでのダイオード電圧、
Ｔは絶対温度（Ｋ）、
Ｖ_Ｄ（Ｔ_ｒ）は温度Ｔ_ｒでのダイオードの順方向電圧、
ηはプロセス依存係数であり、３．６〜４．０の値を取り、
χはＩ_Ｄ＝ＤＴ^χで表される温度依存係数であり、ＰＴＡＴ（ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−ｔｏ−ａｂｓｏｌｕｔｅｔｅｍｐｅｒａｔｕｒｅ）電流の場合には１である。

また、こうして得られるダイオードの順方向電圧を増幅してある程度大きな信号レベルで扱おうとする場合にも、ダイオードの順方向電圧が０．６Ｖ程度と大きな値であり、この値のままで増幅した場合には、電源電圧が所定の値、例えば３Ｖを超えてしまい、実現が難しくなる。

特許第２６６６８４３号公報

以下の分析は本発明によって与えられる。

上述した温度センサ回路では、ダイオードの順方向電圧を利用しているために温度非直線性が現れ、精度を高めることが困難であった。あるいは、ある程度大きな信号レベルで扱おうとする場合にも、ダイオードの順方向電圧が０．６Ｖ程度と大きな値であり、この値を増幅した場合には電源電圧が高くなって実現できなかった。すなわち、以下のような問題点を有している。

第１の問題点は、精度を高めることができない、ということである。その理由は、ダイオードの順方向電圧に温度非直線性が現れるからである。

第２の問題点は、増幅することができないということである。その理由は、ダイオードの順方向電圧が０．６Ｖ程度と大きな値であり、電源電圧が制約していたからである。

したがって、本発明の目的は、低電圧から動作し、温度直線性に優れ、半導体集積回路上に形成して好適とされる温度センサ回路を提供するものである。

本発明の温度センサ回路は、定電流駆動されるエミッタ面積比が１：Ｎ（Ｎ＞１）のバイポーラ差動対を有し、前記バイポーラ差動対のアクティブロードにはトランジスタサイズ比がＫ：１（Ｋ＞１）の２つのトランジスタが負荷され、前記バイポーラ差動対の一方のトランジスタには定電圧が印加され、他方のトランジスタはベースとコレクタが共通接続され、前記バイポーラ差動対を構成する２つのトランジスタのベース間に所望の電圧を出力する。

本発明においては、前記温度センサ回路が複数個順次従属（カスケード）接続してもよい。

あるいは、本発明においては、温度センサ回路の出力電圧を増幅する手段を有する。
本発明において、温度センサ回路の出力電圧を増幅する手段が、定電流駆動されるエミッタ面積比が１：Ｎ（Ｎ＞１）のバイポーラ差動対を有し、前記バイポーラ差動対のアクティブロードにはトランジスタサイズ比がＫ：１（Ｋ＞１）の２つのトランジスタが負荷される構成を有する差動増幅器を備えた構成としてもよい。

本発明において、前記バイポーラ差動対の能動負荷として接続される、トランジスタサイズ比がＫ：１（Ｋ＞１）の前記２つのトランジスタは、カレントミラーを構成し、トランジスタサイズが大きな方は、前記バイポーラ差動対の２つのバイポーラトランジスタのうちエミッタ面積が小さな方に接続され、トランジスタサイズが小さな方が、前記バイポーラ差動対の２つのバイポーラトランジスタのうちエミッタ面積が大きな方に接続される構成としてもよい。

本発明において、前記差動増幅器の前記バイポーラ差動対の能動負荷として接続される、トランジスタサイズ比がＫ：１（Ｋ＞１）の前記２つのトランジスタは、カレントミラーを構成し、トランジスタサイズが大きな方は、前記差動増幅器の前記バイポーラ差動対の２つのバイポーラトランジスタのうちエミッタ面積が小さな方に接続され、前記差動増幅器の前記バイポーラ差動対の２つのバイポーラトランジスタのうちトランジスタサイズが小さな方が、エミッタ面積が大きな方に接続される構成としてもよい。

本発明において、前記従属（カスケード）接続される複数の前記温度センサ回路のうち、初段の温度センサ回路において、前記バイポーラ差動対の一方のバイポーラトランジスタのベースには、前記所定の定電圧が印加され、２段目以降の温度センサ回路において、前記バイポーラ差動対の一方のバイポーラトランジスタのベースには、前段の温度センサ回路からの出力電圧が印加され、最終段より前の段の温度センサ回路において、前記バイポーラ差動対の他方のバイポーラトランジスタのベースとコレクタの接続点からの出力電圧は次段の温度センサ回路に供給され、最終段の温度センサ回路において、前記バイポーラ差動対の他方のバイポーラトランジスタのベースとコレクタの接続点からの出力電圧が、前記従属（カスケード）接続される複数段の前記温度センサ回路の出力電圧とされる。

本発明によれば、熱電圧を利用しているため、温度直線性に優れている。

本発明によれば、所望の電圧が差動電圧で得られるため、信号の増幅を容易化している。

本発明によれば、所望の電圧が差動回路上に差動電圧で得られるため、低電圧化し易い。

本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

図２は、本願請求項１に記載された温度センサ回路の一実施例の回路構成を示す図である。図２を参照すると、一端が電源ＶＤＤに接続された定電流源Ｉ０の他端に、共通接続されたエミッタが接続されたバイポーラ差動対（ｐｎｐバイポーラトランジスタ）（Ｑ１、Ｑ２）と、差動対トランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）のコレクタに接続され、カレントミラーを構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタ（Ｍ１、Ｍ２）を備えている。バイポーラトランジスタＱ１のベースには基準電圧（定電圧）Ｖｒｅｆが印加され、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタとベースは接続され出力電圧Ｖｏｕｔが出力される。

バイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２は、エミッタ面積比が１：Ｎ（Ｎ＞１）の不整合差動対であり、定電流Ｉ_０で駆動される。ＭＯＳトランジスタＭ１のドレインとゲートが接続され、トランジスタＱ１のコレクタに接続され、ソースはＧＮＤに接続され、ＭＯＳトランジスタＭ２のドレインはトランジスタＱ２のコレクタに接続され、ゲートはＭＯＳトランジスタＭ１のゲートに接続され、ソースはＧＮＤに接続されている。

バイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２からなる不整合差動対は、トランジスタサイズ比（例えばＷ／Ｌ比；Ｗはゲート幅、Ｌはゲート長）がＫ：１（Ｋ＞１）の２つのトランジスタからなるアクティブロード（能動負荷）が接続されており、バイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２に流れる電流（コレクタ電流）はＫ：１に固定される。なお、共通エミッタが定電流源に接続され、エミッタ面積比がｍ：１のトランジスタ（Ｑ１、Ｑ２）のバイポーラ差動対と、バイポーラ差動対の能動負荷をなすカレントミラーとしてエミッタ面積比が１：ｎのトランジスタ（Ｑ３、Ｑ４）を備えた差増増幅回路として例えば特許文献１が参照される。

バイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２からなる不整合差動対に生じる入力オフセット電圧は、
Ｖ_ＯＳ＝Ｖｒｅｆ−Ｖｏｕｔ＝Ｖ_Ｔｌｎ（ＫＮ）・・・（２）
と表される。

ここでＶ_Ｔは熱電圧であり、

と表される。ただし、ｋはボルツマン定数、ｑは単位電子電荷、Ｔは絶対温度（ケルビン温度）である。

なお、（２）式の導出は以下の通りである。図２において、バイポーラトランジスタＱ１、Ｑ２のコレクタ電流Ｉ_１、Ｉ_２はそれぞれ式（４）、（５）で表される。

Ｉ_１＝Ｉ_Ｓｅｘｐ（Ｖ_ＢＥ１／Ｖ_Ｔ）・・・（４）
Ｉ_２＝ＮＩ_Ｓｅｘｐ（Ｖ_ＢＥ２／Ｖ_Ｔ）・・・（５）

ただし、Ｉ_Ｓは逆方向コレクタ飽和電流であり、Ｖ_ＢＥ１、Ｖ_ＢＥ２はトランジスタＱ１、Ｑ２のベース・エミッタ間電圧である。

Ｉ_１、Ｉ_２はそれぞれカレントミラー回路（Ｍ１、Ｍ２）の入力電流、出力電流とされ、次の関係（６）を満たす。

Ｉ_１＝ＫＩ_２・・・（６）

図２に示すように、
Ｖ_ＢＥ１＝Ｖ_ｒｅｆ・・・（７）
Ｖ_ＢＥ２＝Ｖ_ｏｕｔ・・・（８）
である。

したがって、
Ｖ_ＯＳ＝Ｖ_ｒｅｆ−Ｖ_ｏｕｔ
＝Ｖ_Ｔｌｎ（Ｉ_１／Ｉ_Ｓ）−Ｖ_Ｔｌｎ（Ｉ_２／（ＮＩ_Ｓ））
＝Ｖ_Ｔｌｎ（ＮＩ_１／Ｉ_２））
＝Ｖ_Ｔｌｎ（ＮＫ）

熱電圧Ｖ_Ｔは絶対温度に比例する電圧（Ｖ_ＰＴＡＴ）である。すなわち、得られる電圧（（２）式のＶ_ＯＳ）の温度直線性は全くのところ直線である。

例えばＮ＝１２、Ｋ＝１２とすれば、
ｌｎ（ＫＮ）＝４．９６９８１３３（≒５）
となる。

熱電圧Ｖ_Ｔは２７℃（３００．１５Ｋ）で２５．８５５６２ｍＶと求められる。

したがって、Ｎ＝１２、Ｋ＝１２とすれば、２７℃（３００．１５Ｋ）での入力オフセット電圧は、１２８．４９７６ｍＶとなり、温度傾きは０．４２８１１１３ｍＶ／℃である。

この温度傾きは、ダイオード単体の温度傾き−２．２ｍＶ／℃に対して、絶対値でおよそ１／５程度になっている。

あるいは、Ｎ＝１２０、Ｋ＝１２０とすれば、２７℃（３００．１５Ｋ）での入力オフセット電圧は、２４７．５６７１３ｍＶとなり、温度傾きは０．８２４８１１３７６ｍＶ／℃である。

この温度傾きは、ダイオード単体の温度傾き−２．２ｍＶ／℃に対して、絶対値でおよそ１／２．６７になっている。

また、電源電圧に関しても、温度に比例する電圧が差動電圧として得られるために、１．５Ｖ程度で動作させることができる。

図３は、請求項２に記載された温度センサ回路の一例を示す回路である。図３に示すように、図２に示した温度センサ回路を複数個、順次従属（カスケード）接続して構成されている。

上述したように、温度センサ回路からの出力電圧の温度傾きは、ＫとＮの積ＫＮの対数値ｌｎ（ＫＮ）で効くために、ダイオード単体の温度傾きよりも小さくなる。

したがって、図２に示す温度センサ回路を従属（カスケード）接続する方が、チップの面積効率が良くなる。

たとえば、Ｎ＝１２、Ｋ＝１２とした温度センサ回路を２個従属（カスケード）接続すると、２７℃（３００．１５Ｋ）での入力オフセット電圧は加算されて２倍となることから、２５６．９９５２ｍＶとなり、温度傾きも２倍となって、０．９６４２２２６ｍＶ／℃となる。

この場合に得られる温度傾きは、上述したＮ＝１２０、Ｋ＝１２０の場合の温度センサ回路で得られる温度傾きの値よりも大きな値となっている。

ちなみに、Ｎ＝１２、Ｋ＝１２とした温度センサ回路には、１３個の単位バイポーラトランジスタと１３個の単位ＭＯＳトランジスタが含まれ、Ｎ＝１２、Ｋ＝１２とした温度センサ回路２個では、２６個の単位バイポーラトランジスタと２６個の単位ＭＯＳトランジスタが含まれる。

一方、Ｎ＝１２０、Ｋ＝１２０とした温度センサ回路には、１２１個の単位バイポーラトランジスタと１２１個の単位ＭＯＳトランジスタが含まれる。

すなわち、Ｎ＝１２、Ｋ＝１２とした温度センサ回路に対し、Ｎ＝１２０、Ｋ＝１２０とした温度センサ回路には、、９．３倍の単位バイポーラトランジスタと、９．３倍の単位ＭＯＳトランジスタが含まれている。

Ｎ＝１２、Ｋ＝１２とした温度センサ回路２個に対しては、Ｎ＝１２０、Ｋ＝１２０とした温度センサ回路には、４．６５倍の単位バイポーラトランジスタと４．６５倍の単位ＭＯＳトランジスタが含まれている。したがって、この場合には、チップの面積効率では４倍余りの効果が現れよう。

あるいは、Ｎ＝１２、Ｋ＝１２とした温度センサ回路５個では、６５個の単位バイポーラトランジスタと６５個の単位ＭＯＳトランジスタが含まれる。

この温度センサ回路を、５個従属（カスケード）接続した場合に、２７℃（３００．１５Ｋ）での入力オフセット電圧は加算されて５倍となるから、６４２．４８８ｍＶとなり、温度傾きも５倍となって２．１４０５５６５ｍＶ／℃となる。この値は、ほぼダイオード単体の順方向電圧とその温度傾き（ただし、符号が逆であるが）に相当している。

参考までに付け加えると、Ｎ＝１、Ｋ＝１の場合には、良く知られた整合差動対となり、ユニティゲインを持つバッファアンプの機能を持つ。この場合、差動対の意図しない入力オフセット電圧は、＋、−にバラツキ、その分布は正規分布になることが知られている。

バイポーラ整合差動対における意図しない入力オフセット電圧は±１ｍＶ以内に収められ、本願のように、不整合差動対を用いて意図した＋側、あるいは−側に、１００数１０ｍＶの意図した入力オフセット電圧を生じされる場合には、整合差動対の場合に起因する入力オフセット電圧を生じさせる要因が寄与する、意図しない入力オフセット電圧分は１％以下になるものと期待され、およそ無視できる値である。

図４は、本願請求項４に記載された温度センサ回路の一実例を示す回路である。本実施例においては、１個あるいは、複数個の従属（カスケード）接続された温度センサ回路１の所定の出力電圧を、差動増幅器（反転増幅器）２を用いて増幅している。

差動増幅器２は、一端が電源ＶＤＤに接続された定電流源４の他端に共通接続されたエミッタが接続されたバイポーラ差動対（ｐｎｐ型バイポーラトランジスタ差動対）Ｑ１１、Ｑ１２と、バイポーラ差動対Ｑ１１、Ｑ１２のコレクタに接続され、カレントミラーを構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２と、ソースがＧＮＤに接続されゲートがＭＯＳトランジスタのＭ１２のドレインに接続され、ドレインが出力端子６に接続されたＮＭＯＳトランジスタＭ１３と、出力端子６と電源ＶＤＤ間に接続された定電流源５と、を備え、出力端子６とバイポーラトランジスタＱ１１のベース間には抵抗Ｒ１３（帰還抵抗）が接続され、バイポーラトランジスタＱ１１のベースは、温度センサ回路１の出力端子３に抵抗Ｒ１２を介して接続されている。差動増幅器２の出力端子６とＭＯＳトランジスタのＭ１２のドレイン間には、抵抗Ｒ１１と容量Ｃ１１（位相補償容量）が直列に接続されている。バイポーラトランジスタＱ１２のベースは基準電圧Ｖｒｅｆに接続されている。バイポーラトランジスタＱ１１とバイポーラトランジスタＱ１２のエミッタの面積比はＮ１：１とされ、カレントミラー回路を構成するＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１１、Ｍ１２のトランジスタサイズ比（Ｗ／Ｌ比）は、１：Ｋ１とされている。温度センサ回路１は、図２に示した構成とされ、バイポーラトランジスタＱ１のベースには基準電圧Ｖｒｅｆが印加され、バイポーラトランジスタＱ２のコレクタとベースの接続ノード（温度センサ回路１の出力端子３）から電圧が出力される。この差動増幅器２はゲイン＝−Ｒ１３/Ｒ１２で電圧増幅する反転増幅器である。

温度センサ回路１で得られる信号レベルが低い場合には、アンプで増幅することは通常行われる常套手段である。ここで、アンプは整合差動対で構成されるものではなく、図４に示したように、不整合差動対（Ｑ１１、Ｑ１２）で構成される差動増幅器２に変更することで、意図した入力オフセット電圧を付加することができ、この種の温度センサ回路においては、アンプの電圧利得（ゲイン）をその分だけ小さくすることができる。

不整合差動対（Ｑ１１、Ｑ１２）で構成される差動増幅器２においては、単に、意図した入力オフセット電圧が（例えば（２）式のＶ_ＯＳ）付加されるだけであるから、意図しない入力オフセット電圧が付加されても、その値は無視できる程度である。

温度センサ回路をｎ段従属接続し、ｎ段目の温度センサ回路の出力を不整合差動対（Ｑ１１、Ｑ１２）で構成される差動増幅器（図４の２）で増幅すると、差動増幅器（図４の２）の出力電圧は
Ｖｇｅｔ＝（Ｖ_ＯＳ１＋Ｖ_ＯＳ２＋・・・＋Ｖ_ＯＳｎ）×Ｇ＋Ｖ_{ＯＳＡＭＰ}・・・（９）
と表される。

ここで、Ｖ_ＯＳ１、・・・、Ｖ_ＯＳｎは各温度センサ回路の出力電圧である。

Ｖ_{ＯＳＡＭＰ}は不整合差動対（Ｑ１１、Ｑ１２）で構成される差動増幅器２に生じる入力オフセット電圧である。

ただし、差動増幅器の電圧利得Ｇは、反転増幅器に構成されているから、
Ｇ＝−Ｒ１３／Ｒ１２・・・（１０）
である。

簡単のために、
Ｖ_ＯＳ１＝・・・＝Ｖ_ＯＳｎ＝−Ｖ_{ＯＳＡＭＰ}＝Ｖ_ＯＳ・・・（１１）
に設定すると、
Ｖｇｅｔ＝−Ｖ_ＯＳ×（ｎＧ＋１）・・・（１２）
となる。ここでは、差動増幅器２の入力差動対（不整合差動対）（Ｑ１１、Ｑ１２）に生じる入力オフセット電圧（Ｖ_{ＯＳＡＭＰ}）が前段の温度センサ回路１に生じるオフセット（Ｖ_ＯＳ１、・・・Ｖ_ＯＳｎ）と符号が異なるように変更してある。

温度センサ回路をｎ段従属（カスケード）接続することと電圧利得｜Ｇ｜が等価であることがわかる。すなわち、従属（カスケード）接続される温度センサ回路の個数ｎと、電圧利得Ｇの値を適宜設定することで、所望の電圧を得ることができ、チップ面積を最適化することが可能となる。また、アンプを不整合差動対で構成される差動増幅器に変更することでアンプの電圧利得Ｇをその分だけ小さくすることができる。

本発明は、例えば半導体チップ上に集積化され、各種ＬＳＩチップの温度管理として利用可能である。

なお、図２乃至図４を参照して説明した温度センサ回路あるいは差動増幅器において、バイポーラ差動対（ｐｎｐ型トランジスタＱ１、Ｑ２）、バイポーラ差動対の能動負荷をなすカレントミラー（ＮチャネルＭＯＳトランジスタＭ１、Ｍ２）等は、図２乃至図４に示したものと逆極性としてしてもよい。

なお、上記の特許文献１の開示を、本書に引用をもって繰り込むものとする。本発明の全開示（請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせないし選択が可能である。すなわち、本発明は、請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって当業者であればなし得るであろう各種変形、修正を含むことは勿論である。

ダイオードを用いた温度センサ回路（関連技術）の構成を示す図である。本発明の一実施例の回路構成を示す図である。本発明の他の実施例の回路構成を示す図である。本発明の他の実施例の回路構成を示す図である。

符号の説明

１温度センサ回路
２差動増幅器
３温度センサ回路出力端子
４、５定電流源
６差動増幅器出力端子
Ｄ１ダイオード
Ｑ２、Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２、・・・、Ｑｎ１、Ｑｎ２バイポーラトランジスタ
Ｍ１、Ｍ２、Ｍ１１、Ｍ１２、Ｍ１３ＭＯＳトランジスタ、
Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３抵抗
Ｃ１１容量、
Ｉ_０、Ｉ_０１、Ｉ_０２、・・・、Ｉ_０ｎ定電流源、

Claims

定電流駆動される、エミッタ面積比が１：Ｎ（Ｎ＞１）の２つのバイポーラトランジスタよりなるバイポーラ差動対と、
前記バイポーラ差動対の能動負荷として接続される、トランジスタサイズ比がＫ：１（Ｋ＞１）の２つのトランジスタと、
を備え、
前記バイポーラ差動対の一方のバイポーラトランジスタのベースには所定の電圧が印加され、他方のバイポーラトランジスタはベースとコレクタが共通接続され、
前記バイポーラ差動対を構成する２つのバイポーラトランジスタのベース間に出力電圧が出力される、ことを特徴とする温度センサ回路。
請求項１に記載の前記温度センサ回路が、複数個順次従属（カスケード）接続される、ことを特徴とする温度センサ回路。
請求項１又は２記載の温度センサ回路において、前記温度センサ回路の出力電圧を増幅する手段を有する、ことを特徴とする温度センサ回路。
前記温度センサ回路の出力電圧を増幅する手段が、
定電流駆動される、エミッタ面積比が１：Ｎ（Ｎ＞１）のバイポーラ差動対と、
前記バイポーラ差動対の能動負荷として接続される、トランジスタサイズ比がＫ：１（Ｋ＞１）の２つのトランジスタと、
を備えた差動増幅器を含む、ことを特徴とする請求項３記載の温度センサ回路。
前記バイポーラ差動対の能動負荷として接続される、トランジスタサイズ比がＫ：１（Ｋ＞１）の前記２つのトランジスタは、カレントミラーを構成し、トランジスタサイズが大きな方は、前記バイポーラ差動対の２つのバイポーラトランジスタのうちエミッタ面積が小さな方に接続され、トランジスタサイズが小さな方が、前記バイポーラ差動対の２つのバイポーラトランジスタのうちエミッタ面積が大きな方に接続される、ことを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一に記載の温度センサ回路。
前記差動増幅器の前記バイポーラ差動対の能動負荷として接続される、トランジスタサイズ比がＫ：１（Ｋ＞１）の前記２つのトランジスタは、カレントミラーを構成し、トランジスタサイズが大きな方は、前記差動増幅器の前記バイポーラ差動対の２つのバイポーラトランジスタのうちエミッタ面積が小さな方に接続され、前記差動増幅器の前記バイポーラ差動対の２つのバイポーラトランジスタのうちトランジスタサイズが小さな方が、エミッタ面積が大きな方に接続される、ことを特徴とする請求項４記載の温度センサ回路。
前記従属（カスケード）接続される複数の前記温度センサ回路のうち、
初段の温度センサ回路において、前記バイポーラ差動対の一方のバイポーラトランジスタのベースには、前記所定の定電圧が印加され、
２段目以降の温度センサ回路において、前記バイポーラ差動対の一方のバイポーラトランジスタのベースには、前段の温度センサ回路からの出力電圧が印加され、
最終段より前の段の温度センサ回路において、前記バイポーラ差動対の他方のバイポーラトランジスタのベースとコレクタの接続点からの出力電圧は次段の温度センサ回路に供給され、
最終段の温度センサ回路において、前記バイポーラ差動対の他方のバイポーラトランジスタのベースとコレクタの接続点からの出力電圧が、前記従属（カスケード）接続される複数段の前記温度センサ回路の出力電圧とされる、ことを特徴とする請求項４記載の温度センサ回路。
前記順次従属（カスケード）接続される複数段の前記温度センサ回路のうち前記最終段の温度センサ回路の出力電圧を増幅する手段を有する、ことを特徴とする請求項７記載の温度センサ回路。
前記温度センサ回路の出力電圧を増幅する手段が、
定電流駆動される、エミッタ面積比が１：Ｎ（Ｎ＞１）のバイポーラ差動対と、
前記バイポーラ差動対の能動負荷として接続される、トランジスタサイズ比がＫ：１（Ｋ＞１）の２つのトランジスタと、
を備えた差動増幅器を含む、ことを特徴とする請求項８記載の温度センサ回路。
一端が第１の電源に接続された第１の電流源と、
共通接続されたエミッタが前記第１の電流源の他端に接続され、エミッタ面積比が１：Ｎ０（Ｎ０＞１）の第１及び第２のバイポーラトランジスタと、
ソースが第２の電源に接続され、ドレインが前記第１及び第２のバイポーラトランジスタのコレクタにそれぞれ接続され、トランジスタサイズ比がＫ０：１（Ｋ０＞１）の第１及び第２のＭＯＳトランジスタと、
を備え、
前記第１のバイポーラトランジスタのベースは、前記所定の電圧を供給する端子に接続され、
前記第２のバイポーラトランジスタのコレクタとベースは接続され該接続点より出力電圧が取り出され、
前記第１のＭＯＳトランジスタのドレインとゲートが接続されて前記第２のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されている、ことを特徴とする温度センサ回路。
請求項１０記載の前記温度センサ回路の出力電圧を増幅する差動増幅器を備え、
前記差動増幅器が、
一端が前記第１の電源に接続された第３の電流源と、
共通接続されたエミッタが前記第２の電流源の他端に接続され、エミッタ面積比がＮ１：１（Ｎ１＞１）の第３及び第４のバイポーラトランジスタと、
ソースが前記第２の電源に接続され、ドレインが前記第３及び第４のバイポーラトランジスタのコレクタにそれぞれ接続され、トランジスタサイズ比が１：Ｋ１（Ｋ１＞１）の第３及び第４のＭＯＳトランジスタと、
を備え、
前記第３のＭＯＳトランジスタのドレインとゲートが接続されて前記第４のＭＯＳトランジスタのゲートに接続され、
さらに、
前記第４のバイポーラトランジスタのコレクタと前記第４のＭＯＳトランジスタのドレインの接続点の電圧を受け出力端子を駆動する出力トランジスタと、
前記第１の電源と前記出力端子間に接続された第３の電流源と、
を備え、
前記第３のバイポーラトランジスタのベースは、前記温度センサ回路の出力に第１の抵抗を介して接続され、
前記第４のバイポーラトランジスタのベースには、前記温度センサ回路の前記第１のバイポーラトランジスタのベースに供給される所定の電圧が印加され、
前記出力端子と前記第３のバイポーラトランジスタのベース間に第２の抵抗が接続されてなる、ことを特徴とする温度センサ回路。