JP2006221370A - 定電圧発生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 高温特性を犠牲にすることなく低温特性を改善し，良好な電圧精度が得られる温度範囲を拡大した定電圧発生回路を提供すること。
【解決手段】 本発明の定電圧出力回路は，バンドギャップ電圧発生回路と，アンプ２と，フィードバック部と，オフセット発生部３とを有している。バンドギャップ電圧発生回路の出力電圧が，フィードバック部とアンプで増幅されて定電圧ＶOUT として出力されるものである。バンドギャップ電圧発生回路は，通常の定電圧出力回路の場合よりも高い温度で出力電圧がピークを示すように調整されている。オフセット発生部３は，トランジスタＱ９のベース電流に基づいて，低温になるほど絶対値の大きい電流ＩOFを発生する。オフセット発生部３の出力電流ＩOFにより，アンプの出力電圧ＶOUT が補正され，広い温度範囲で良好な電圧精度が得られるようにした。
【選択図】 図２

Description

本発明は，温度依存が小さい定電圧を出力する定電圧発生回路に関する。さらに詳細には，良好な電圧精度が得られる温度範囲を拡大した定電圧発生回路に関するものである。

従来から，半導体のバンドギャップ電圧を利用して定電圧を出力する定電圧発生回路が使用されている。バンドギャップ電圧を出力する回路としては，図１４に示すものが挙げられる。この回路は，カレントミラーを構成するＮＰＮトランジスタＱ１１，Ｑ１２および抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３を有している。さらに，ＮＰＮトランジスタＱ１３を有している。ＮＰＮトランジスタＱ１３のベースは，ＮＰＮトランジスタＱ１２のコレクタと抵抗Ｒ１２との間のノードに接続されている。

この回路の出力電圧ＶBGは，次の(１)式で表される。
ＶBG ＝ ＶBEQ13＋(Ｒ12/Ｒ13)・(ｋ・Ｔ/ｑ)・ln(Ｒ12/Ｒ11) (１)
ここにおいて，ＶBEQ13 はＮＰＮトランジスタＱ１３のベース−エミッタ間電圧である。ｋはボルツマン定数，Ｔは絶対温度，ｑは電気素量である。(１)式の第１項であるＶBEQ13は，約−２ｍＶ/Ｋの負の温度特性を持っている。一方，第２項は，「Ｔ」を含んでいるとともに他はすべて正の値を持つ定数であることからわかるように正の温度特性を持っている。第２項の温度特性の係数は，Ｒ11〜Ｒ13の値を適宜選択することにより調整できる。そこでこの調整により，ＶBG全体として温度特性がほぼキャンセルされるようになっている。

ただし，(１)式の第２項が温度Ｔに対してリニアであるのに対し，第１項は，実際には各トランジスタの温度特性の影響を受けるため，厳密にはリニアでない。このためＶBGは，実際には僅かながら温度特性を持っている。具体的には，図１５のグラフに示すように，温度Ｔに対して上に凸状の温度特性となる。図１５は，−４０〜１５０℃の温度範囲内でのＶBGの変動幅が１０〜２０ｍＶ程度となるようにＲ11〜Ｒ13を設定した場合の例である。

バンドギャップ電圧を利用した基準電圧は上記のように厳密には定電圧でない。そこで，バンドギャップ電圧の温度特性をさらに抑制しようとする試みが，従来から行われている。特許文献１はその一例である。特許文献１の定電圧発生回路は，図１６のように構成されている。この定電圧発生回路は，負の温度特性の電圧をトランジスタＱ１０１で得るとともに，温度の低下によりその電流を増加させる補正回路を接続したものである。

補正回路は，トランジスタＱ１０８，Ｑ１０９からなる第１のカレントミラー，トランジスタＱ１０６，Ｑ１０７からなる第２のカレントミラー，第１のカレントミラーの入力側に接続するエミッタフォロア（トランジスタＱ１１０および抵抗Ｒ１０５），およびバイアス電流回路（抵抗Ｒ１０６およびダイオード列ＤＭ１）から構成されている。トランジスタＱ１０１は，トランジスタＱ１０２〜Ｑ１０５および抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０４とともにバンドギャップ回路を構成している。エミッタフォロアと第１のカレントミラーとにより，第２のカレントミラーの電流が温度の低下とともに増加するようになっている。
特開平１０−２４０３６５号公報

しかしながら，前記した特許文献１の定電圧発生回路には，次のような問題点があった。すなわちこの定電圧発生回路では，回路内の抵抗の抵抗値により温度特性が決定される（特許文献１の［００２０］参照）。このため，低温域を重視して抵抗値を設定すると，高温域の温度特性は悪化を免れない。つまり，特許文献１の定電圧発生回路は，高温特性を犠牲にすることなく低温特性を改善できるようなものではないのである。一方，例えば自動車に用いられる定電圧発生回路では，幅広い温度領域にわたって高い電圧精度が要求される。始動初期の環境温度が低温であっても，運転状態では回路の自己発熱や周辺機器の発熱により環境温度が１１０〜１３０℃程度まで上がりうるからである。そのため定電圧発生回路には，誤動作防止の観点からも，低温から上記の定常状態における温度に至る幅広い温度領域における高い電圧精度が必要なのである。

本発明は，前記した従来の定電圧発生回路が有する問題点を解決するためになされたものである。すなわちその課題とするところは，高温特性を犠牲にすることなく低温特性を改善し，良好な電圧精度が得られる温度範囲を拡大した定電圧発生回路を提供することにある。

この課題の解決を目的としてなされた本発明の定電圧発生回路は，バンドギャップ電圧に基づく定電圧を出力する回路であって，ＰＮ接合素子と複数の抵抗素子とを含み，ＰＮ接合素子のバンドギャップ電圧を複数の抵抗素子で補正した電圧を出力する基準電圧出力部と，基準電圧出力部の出力電圧に基づいて，これを増幅した電圧を出力する増幅部と，低温になるほど絶対値の大きい電流を発生し，その電流により増幅部の出力電圧を上昇させる補正を行うオフセット発生部とを有する。

この定電圧発生回路では，基本的には，基準電圧出力部の出力電圧が増幅部で増幅されて定電圧として出力される。基準電圧出力部の出力電圧は，ＰＮ接合素子のバンドギャップ電圧を複数の抵抗素子で補正した電圧である。この電圧は温度に対して，概ね一定だがやや上に凸状の温度特性を持つ。一方，オフセット発生部は，低温になるほど絶対値の大きい電流を発生する。その電流は，増幅部の出力電圧を上昇させる作用を有する。このオフセット発生部による補正により，増幅部の出力電圧を一定と見なせる温度範囲が，オフセット発生部がない場合と比較して，低温度側に大幅に広がっている。このため，増幅部の出力電圧は，広い温度範囲で一定と見なすことができる。このようにして，電圧精度の高い定電圧発生回路が得られている。

この定電圧出力回路におけるオフセット発生部は，バイポーラトランジスタを備え，そのベース電流により補正を行うものであることが望ましい。バイポーラトランジスタのベース電流は一般的に，低温ほど増加する傾向があるからである。さらに，バイポーラトランジスタのエミッタ電流を規制するエミッタ電流規制手段を有することが望ましい。エミッタ電流が一定に維持されていることにより，ベース電流の前述の温度特性がより確実に担保されるからである。

また，この定電圧出力回路においては，基準電圧出力部の出力電圧が１１０〜１３０℃の範囲内の温度でピークを示すように複数の抵抗素子の抵抗値が設定されていることが望ましい。この場合には，オフセット発生部の補正により，定電圧出力回路の出力電圧を一定と見なせる温度範囲が，上記のピーク温度の範囲より大幅に低温側に広がっていることになる。その一方で上記のピーク温度付近における温度特性はほとんど犠牲になっていない。高温側ではオフセット発生部の出力電流が小さいからである。これにより，低温から上記のピーク温度付近までを含む幅広い温度領域における高い電圧精度が得られている。

さらに，この定電圧出力回路においては，増幅部の出力電圧に比例する電圧を増幅部の入力側へフィードバックするフィードバック部を有することが望ましい。そして増幅部には，基準電圧出力部およびフィードバック部から電圧を受ける差動段が設けられていることが望ましい。その場合，オフセット発生部は，その出力電流を差動段に作用させることで前述の効果を奏することができる。または，オフセット発生部の出力電流をフィードバック部に作用させることによっても，その効果を奏することができる。

本発明によれば，高温特性を犠牲にすることなく低温特性が改善され，広い温度範囲で良好な電圧精度が得られる定電圧発生回路が提供されている。

以下，本発明を具体化した最良の形態に係る定電圧発生回路について，添付図面を参照しつつ詳細に説明する。

［第１の形態］
本形態の定電圧発生回路は，図１に示すように構成されている。図１の定電圧発生回路は，バンドギャップ電圧発生回路１，アンプ２，および抵抗Ｒ１，Ｒ２を有している。このうちのバンドギャップ電圧発生回路１は，バンドギャップ電圧を複数の抵抗素子で補正した基準電圧を出力する回路である。具体的には例えば，図１４に示したような回路である。バンドギャップ電圧発生回路１の出力端は，アンプ２の正入力端に接続されている。

抵抗Ｒ１，Ｒ２は，アンプ２の出力端と接地との間に直列に接続されている。そして，抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との間のノードＸが，アンプ２の負入力端に接続されている。これにより，抵抗Ｒ１，Ｒ２で，フィードバック部を構成している。そして，アンプ２で増幅された出力電圧ＶOUT を抵抗Ｒ１，Ｒ２で分圧した電圧がアンプ２の負入力端にフィードバックされるようになっている。本形態では，バンドギャップ電圧発生回路１の出力電圧ＶBG（約１.２５Ｖ）を約４倍に増幅して５Ｖの出力電圧ＶOUTを得るように，抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値が設定されているものとする。

図１中のアンプ２は，図２に示すように構成されている。すなわちアンプ２は，ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ２，ＮＰＮトランジスタＱ３〜Ｑ６，定電流源Ｉ１，Ｉ２を有している。このうちのＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４は，ベース同士が互いに接続されている。そしてＮＰＮトランジスタＱ４はコレクタとベースが短絡されている。これによりＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４はカレントミラーを構成している。ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４に対してはそれぞれ，ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ２を介して定電流源Ｉ１から電流が供給されるようになっている。これらが差動段を構成している。ＰＮＰトランジスタＱ１のベースが，アンプ２の正入力端（図２中の「＋」）である。ＰＮＰトランジスタＱ２のベースが，アンプ２の負入力端（図２中の「−」）である。

そして，ＰＮＰトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ３とのコレクタ間のノードＹには，ＮＰＮトランジスタＱ５のベースが接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ５のコレクタには，定電流源Ｉ２から電流が供給されるようになっている。そして，ＮＰＮトランジスタＱ５にはＮＰＮトランジスタＱ６のベースが接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ６のエミッタが，アンプ２の出力端（図１，図２中の「ＶOUT 」）である。定電流源Ｉ１，Ｉ２，ＮＰＮトランジスタＱ６にはいずれも，元電源から電流が供給される。

アンプ２の中にはさらに，オフセット発生部３が設けられている。オフセット発生部３は，ＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８，ＰＮＰトランジスタＱ９，定電流源Ｉ３を有している。ＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８はカレントミラーを構成している。ＮＰＮトランジスタＱ７のコレクタは，ＰＮＰトランジスタＱ２とＮＰＮトランジスタＱ４とのコレクタ間のノードＺに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ８のコレクタは，ＰＮＰトランジスタＱ９のベースが接続されている。ＰＮＰトランジスタＱ９には，定電流源Ｉ３から電流が供給されるようになっている。定電流源Ｉ３には，元電源から電流が供給される。

上記の構成により図１の定電圧発生回路は，バンドギャップ電圧発生回路１の出力電圧ＶBGをアンプ２とフィードバック部とで増幅した出力電圧ＶOUTを出力する。出力電圧ＶOUTは，仮にオフセット発生部３がなかったとした場合，出力電圧ＶBG（約１．２５Ｖ）に基づいて，これを約４倍した５Ｖの電圧となるようにされている。ここにおいて電圧ＶBGの温度特性は，前述のように図１５のグラフのような上に凸状の特性である。

そして，バンドギャップ電圧発生回路１（図１４）内の抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３の抵抗値により，電圧ＶBGのピーク域をどのあたりの温度とするかを設定できる。すなわち，前出の(１)式の第２項中，これらの抵抗値に係る部分である
(Ｒ12/Ｒ13)・ln(Ｒ12/Ｒ11)
の値による。この値が大きいとピーク域は図１５中高温側に位置し，値が小さいとピーク域は低温側に位置する。すなわち，Ｒ12が大きければピーク域は高温側にあり，Ｒ12が小さいとピーク域は低温側にある。Ｒ11，Ｒ13については逆に，これらの値が大きければピーク域は低温側にあり，これらの値が小さいとピーク域は高温側にある。図１５は，一般的な自動車のエンジンルーム内の通常状態での温度を想定してピーク域を６０〜８０℃程度に設定した場合の温度特性を示している。

本形態では，
Ｒ11 ＝ ６.８ｋΩ
Ｒ12 ＝ ３１.３ｋΩ
Ｒ13 ＝ ２.２７ｋΩ
としている。これにより，電圧ＶBGが図３に示す温度特性を有するようにしている。すなわち本形態では，バンドギャップ電圧発生回路１の出力電圧ＶBGは，１１０〜１３０℃程度にピーク域が設定されている。これは，図１５の温度特性と比較して，ピーク域が５０℃ほど高温側にずれていることになる。このため，オフセット発生部３が仮に存在しなかったとすれば，図１の定電圧発生回路の出力電圧ＶOUT も，図３と同様の傾向の温度特性を示すことになる。図３では，高温域（６０℃以上）では電圧ＶBGをほぼ一定と見なせるが，低温域（６０℃以下）では温度Ｔの低下とともに電圧ＶBGも低下する温度特性となっている。

しかし本形態では，実際には前述のようにオフセット発生部３が備えられている（図２）。そこで，オフセット発生部３の作用を説明する。オフセット発生部３には前述のようにＰＮＰトランジスタＱ９が含まれている。一般的にバイポーラトランジスタの直流電流増幅率ｈfeは，図４のグラフに示す温度特性を持つ。図４のグラフは，右上がりの直線状である。すなわち，ｈfeは温度Ｔの一次関数であり低温ほど低くなっている。ＰＮＰトランジスタＱ９もこれに従う温度特性を持つ。そして，ＰＮＰトランジスタＱ９のエミッタ電流は，定電流源Ｉ３により規制されている。

このことから，ＰＮＰトランジスタＱ９のベース電流ＩB は，ｈfeに反比例して，図５のグラフに示す温度特性を持つことになる。図５のグラフは右下がりの双曲線状である。すなわちＰＮＰトランジスタＱ９のベース電流ＩB は，高温では小さく低温では大きい。さらに，高温域（６０℃以上）では温度変化に対する電流変化の勾配が小さいが，低温域（６０℃以下）では勾配が大きい。かかる電流ＩB が，ＮＰＮトランジスタＱ８に流れることとなる。このため，ＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８のカレントミラー作用により，電流ＩB の向きを反転した電流ＩOFが，ＰＮＰトランジスタＱ２とＮＰＮトランジスタＱ４とのコレクタ間のノードＺから引き抜かれる。電流ＩOFの大きさは，電流ＩB の大きさと同じである。

この電流ＩOFは，その大きさに比例して，図１の定電圧発生回路の実際の出力電圧ＶOUT を上方に補正する作用を持つ。ここでこの作用について簡単に説明する。図２のアンプ２において，オフセット発生部３がないと仮定した場合には，ＰＮＰトランジスタＱ１のコレクタ電流ＩCQ1は，ＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタ電流ＩCQ3およびＮＰＮトランジスタＱ５のベース電流ＩBQ5により次の(２)式のように表される。
ＩCQ1 ＝ ＩCQ3＋ＩBQ5 (２)
また，ＰＮＰトランジスタＱ２のコレクタ電流ＩCQ2 は，ＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタ電流ＩCQ4，同ベース電流ＩBQ4，およびＮＰＮトランジスタＱ３ベース電流ＩBQ3 により次の(３)式のように表される。
ＩCQ2 ＝ ＩCQ4＋ＩBQ3＋ＩBQ4 (３)

さらに，(２)式中のＩBQ5は，定電流Ｉ2と前出のｈfeとにより，次式のように表される。
ＩBQ5 ＝ Ｉ2/ｈfe
同様に(３)式中の「ＩBQ3＋ＩBQ4」も，定電流Ｉ1 とｈfeとにより，次式のように表される。
ＩBQ3＋ＩBQ4 ＝ Ｉ1/ｈfe
ここで，
Ｉ1 ＝ Ｉ2
とすれば，
ＩBQ5 ＝ ＩBQ3＋ＩBQ4 (４)
となる。また，
ＩCQ3 ＝ ＩCQ4 (５)
である。

よって，(２)〜(５)の各式により，
ＩCQ1 ＝ ＩCQ2 (６)
となる。これは，
ＶBEQ1 ＝ ＶBEQ2 (７)
であることを意味する。ＶBEQ1はＰＮＰトランジスタＱ１のベース−エミッタ間電圧であり，ＶBEQ2はＰＮＰトランジスタＱ２のベース−エミッタ間電圧である。つまり，ＰＮＰトランジスタＱ１，Ｑ２ではベース電位同士が等しいのである。これが，オフセットがゼロである状態である。

しかし実際にはオフセット発生部３が設けられている。このため，オフセット電流ＩOFにより(６)式の関係が崩れ，
ＩCQ2 ＝ ＩCQ1＋ＩOF
となる。このため，(７)式の関係も崩れ，ＶBEQ1とＶBEQ2との間に次式で表されるオフセット電圧ΔＶが生じる。
ΔＶ ＝ (ｋ・Ｔ/ｑ)・ln[(ＩCQ1＋ＩOF)/ＩCQ1]
アンプ２はこのオフセット電圧ΔＶを含めて増幅を行う。このため出力電圧ＶOUT は，オフセット発生部３がなかった場合と比較して高いものとなる。この電流ＩOFの作用による出力電圧ＶOUT の上昇が，オフセット発生部３の補正効果である。

出力電圧ＶOUT の補正幅ＶOFを，図６に示す。図６の補正幅ＶOFは，高温域（６０℃以上）ではほぼ一定と見なせるが，低温域（６０℃以下）では温度Ｔの低下とともに上昇する温度特性となっている。このため，図１の定電圧発生回路の実際の出力電圧ＶOUT は，特に低温域において，図３に示した温度特性よりも上方に補正された温度特性を示す。具体的には，図７に示す温度特性となる。図７では，−６０〜１８０℃の広い温度範囲にわたって，出力電圧ＶOUT の変動幅が５ｍＶ程度しかない。これより，図１の定電圧発生回路の電圧精度が極めて優れていることが理解できる。この温度範囲は，例えば自動車に用いられる定電圧発生回路の場合の，始動初期の低温から，運転状態で上昇しうる１１０〜１３０℃程度までを包含している。これにより，自動車の定電圧発生回路として用いた場合でも，誤動作のおそれなく幅広い運転状況に対応できる。

これに対し，オフセット発生部３のない定電圧発生回路において，電圧ＶBGが図１５に示した温度特性を有するように調整した場合の出力電圧ＶOUT は，図８に示される。図８では，出力電圧ＶOUTがピークとなる温度Ｔは図７とほぼ同じであるが，出力電圧ＶOUTの変動幅が図７の場合の約７倍くらいもある。これより，本形態の定電圧発生回路では，オフセット発生部３を有することにより，出力電圧ＶOUT の変動幅を約７分の１に低下させていることがわかる。このように本形態では，オフセット発生部３により高温特性を犠牲にすることなく低温特性を改善している。かくして，広い温度範囲で良好な電圧精度を得ているのである。

次に，本形態の定電圧発生回路の変形例を説明する。図９のアンプ２’は，図１の定電圧発生回路中のアンプ２についての，図２に示した例とは別の例である。図９のアンプ２'では，図２中のオフセット発生部３の代わりに，オフセット発生部３'が備えられている。オフセット発生部３’は，オフセット発生部３中のＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８を取り除いたものと考えてよい。図９のアンプ２'では，オフセット発生部３'中のＰＮＰトランジスタＱ９のベースが，ＰＮＰトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ３とのコレクタ間のノードＹに接続されている。

これにより，ＰＮＰトランジスタＱ９のベース電流ＩB が，カレントミラーを介さず直接，ノードＹに流入するようになっている。このベース電流ＩB の流入がオフセット電流として作用する。このような構成でも，図２の構成の場合と同様の優れた温度特性が得られる。このように，オフセット発生部によるオフセット電流の差動段への印加には，負入力側（フィードバック側）からの引き抜きと，正入力側（バンドギャップ側）への流入との２通りがある。

本形態の定電圧発生回路は，スイッチングレギュレータへの適用も可能である。図１０はその例である。この例ではバッテリー電源「＋Ｂ」から，２４Ｖ昇圧電源を生成している。図１０の例では，誤差アンプ（図１中のアンプ２に相当）にオフセット発生部３または３’を備えて，前述の優れた温度特性を得ている。なお図１０では，誤差アンプ内の細部については記載を省略している。

［第２の形態］
次に，第２の形態について説明する。第２の形態と第１の形態との違いは，オフセット電流を発生させる手段の位置にある。すなわち第１の形態ではアンプ２の内部にオフセット発生部を設けていたのに対し，第２の形態ではフィードバック部にこれを設けている。

具体的には，図１１に示すように，ＮＰＮトランジスタＱ１０が設けられている。そして，フィードバック部の抵抗Ｒ１，Ｒ２の間のノードＸにＮＰＮトランジスタＱ１０のベースが接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ１０のエミッタには定電流源Ｉ４が接続されている。図１１中のアンプ４は，第１の形態のアンプ２（または２’）と異なり，オフセット発生部を内蔵していない。これら以外については，第２の形態は第１の形態と同じである。バンドギャップ電圧発生回路１の出力電圧ＶBGの温度特性も，図３に示した通りである。

図１１の定電圧発生回路中のＮＰＮトランジスタＱ１０のエミッタ電流は，定電流源Ｉ４により規制されている。このため，ＮＰＮトランジスタＱ１０のベース電流ＩB は，第１の形態のＰＮＰトランジスタＱ９の場合と同じ温度特性（図５）を持つ。この電流ＩB が，ノードＸから引き抜かれることとなる。したがって，電流ＩB の分だけ，ノードＸの電位が低下する。この低下した電位がアンプ４にフィードバックされるので，出力電圧ＶOUT は上方に補正されるのである。その補正幅の温度特性は，図５に示される通りであり，第１の形態の場合と同様の補正がなされる。こうして結局，図１１の定電圧発生回路も，第１の形態の場合と同様に，図７に示した，優れた電圧精度を発揮する。

本形態でも，種々の変形が可能である。図１２は，図１１の定電圧発生回路中の定電流源Ｉ４の代わりに抵抗Ｒ３でエミッタ電流を規制した定電圧発生回路である。この回路でも，図１１のものとさほど遜色ない温度特性の出力電圧ＶOUT が得られる。

次に図１３は，図１１の定電圧発生回路中のＮＰＮトランジスタＱ１０をＰＮＰトランジスタＱ９で置き換えた定電圧発生回路である。この構成の場合には，図２中のオフセット発生部３の場合と同様に，ＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８のカレントミラーを備える。これにより，ＰＮＰトランジスタＱ９のベース電流ＩB と同じ大きさのオフセット電流ＩOFが，ノードＸから引き抜かれるようになっている。図１３の回路でも，図１１のものと同様の温度特性の出力電圧ＶOUT が得られる。むろん，図１３の回路における定電流源Ｉ３についても，抵抗器での置き換えが可能である。

また，本形態の定電圧発生回路も，スイッチングレギュレータへの適用が可能である。その場合には，図１０の回路中のオフセット発生部３または３’を除去し，その代わりに図１１のＮＰＮトランジスタＱ１０および定電流源Ｉ４を図１０中のノードＸに接続すればよい。図１２のように定電流源Ｉ４の代わりに抵抗Ｒ３を用いてもよい。図１３のようにＮＰＮトランジスタＱ１０の代わりにＰＮＰトランジスタとカレントミラーを用いてもよい。

以上詳細に説明したように，本発明を具体化した各形態に係る定電圧発生回路では，バンドギャップ電圧発生回路１の出力電圧ＶBGをアンプとフィードバック部とで増幅した出力電圧ＶOUT を出力する。ここで前記各形態では，電圧ＶBGのピーク域が通常よりも高温側になるように各抵抗の抵抗値を設定している。

そして前記各形態によれば，バイポーラトランジスタのベース電流もしくはこれによりカレントミラーで生成した電流を，アンプ２内の差動段に作用させるようにしている。もしくは，フィードバック部に作用させるようにしている。そしてそのトランジスタのエミッタに定電流が供給されるようにしている。これにより出力電圧ＶOUT が，バイポーラトランジスタの直流電流増幅率ｈfeに反比例する補正幅で，上方に補正されるようにしている。かくして出力電圧ＶOUT について，高温域では小さい補正幅で，低温域では大きい補正幅での補正を実現している。

このようにして前記各形態では，電圧ＶBGの温度特性とベース電流に基づく補正幅の温度特性とが相互補完されるようにしている。これにより，高温域での温度特性を犠牲にすることなく低温域での温度特性を改善している。かくして，幅広い温度範囲にわたってほとんど一定の出力電圧ＶOUT が得られる，電圧精度に優れた定電圧発生回路が実現されている。

なお本実施の形態は，単なる例示に過ぎず，本発明を何ら拘束するものではない。したがって本発明は，実施の形態中に記載した以外にも，その趣旨を逸脱することなく種々の変形，改良が可能である。例えば，第１の形態の図２のオフセット発生部３では，ＰＮＰトランジスタＱ９のベース電流に基づいて，カレントミラーにより差動段からオフセット電流を引き抜くようにしている。しかしこれに限らず，ＰＮＰトランジスタの代わりにＮＰＮトランジスタを用いてもよい。その場合，カレントミラーを介さず，ＮＰＮトランジスタのベース電流を直接にオフセット電流として利用することになる（図１１中のＮＰＮトランジスタＱ１０および定電流源Ｉ４を参照）。

また，第１の形態の図９のオフセット発生部３’についても，ＰＮＰトランジスタＱ９の代わりにＮＰＮトランジスタを用いることができる。その場合には，カレントミラーを用いて，ＮＰＮトランジスタのベース電流と同じ大きさのオフセット電流をノードＹに流入させることになる。また，図２のオフセット発生部３中または図９のオフセット発生部３’中の定電流源Ｉ３を抵抗器で置き換えても，さほど遜色のない温度特性が得られる（図１２中の抵抗Ｒ３を参照）。むろん，ＰＮＰトランジスタに替えてＮＰＮトランジスタを用いる場合でも，定電流源を抵抗器で置き換えることは可能である。

第１の形態に係る定電圧発生回路の構成を示す回路図である。 図１の定電圧発生回路中のアンプの構成を示す回路図である。 第１の形態におけるバンドギャップ電圧出力回路の出力電圧の温度特性を示すグラフである。 トランジスタの直流電流増幅率の温度特性を示すグラフである。 トランジスタのベース電流の温度特性を示すグラフである。 オフセット発生部による電圧の補正幅の温度特性を示すグラフである。 図１の定電圧発生回路の出力電圧を示すグラフである。 オフセット発生部がない場合の定電圧発生回路の出力電圧を示すグラフである。 第１の形態に係るアンプの変形例の構成を示す回路図である。 第１の形態に係る定電圧発生回路をスイッチングレギュレータに適用した例を示す回路図である。 第２の形態に係る定電圧発生回路の構成を示す回路図である。 第２の形態に係る定電圧発生回路の変形例の構成を示す回路図である。 第２の形態に係る定電圧発生回路の別の変形例の構成を示す回路図である。 バンドギャップ電圧出力回路の一例を示す回路図である。 バンドギャップ電圧出力回路の出力電圧の温度特性の一例を示すグラフである。 従来の定電圧発生回路の一例を示す回路図である。

符号の説明

１ バンドギャップ電圧発生回路（基準電圧出力部）
２ アンプ
３ オフセット発生部
Ｉ３，Ｉ４ 定電流源（オフセット発生部の電流規制手段）
Ｑ１〜Ｑ４ 差動段のトランジスタ
Ｑ９，Ｑ１０ オフセット発生部のトランジスタ
Ｑ１３ バンドギャップ電圧発生回路のトランジスタ
Ｒ１，Ｒ２ フィードバック部の抵抗
Ｒ３ 抵抗（オフセット発生部の電流規制手段）
Ｒ１１〜Ｒ１３ バンドギャップ電圧発生回路の抵抗

Claims (5)

1. バンドギャップ電圧に基づく定電圧を出力する定電圧出力回路において，
   ＰＮ接合素子と複数の抵抗素子とを含み，前記ＰＮ接合素子のバンドギャップ電圧を前記複数の抵抗素子で補正した電圧を出力する基準電圧出力部と，
   前記基準電圧出力部の出力電圧に基づいて，これを増幅した電圧を出力する増幅部と， 低温になるほど絶対値の大きい電流を発生し，その電流により前記増幅部の出力電圧を上昇させる補正を行うオフセット発生部とを有することを特徴とする定電圧発生回路。
2. 請求項１に記載の定電圧出力回路において，
   前記オフセット発生部は，
   バイポーラトランジスタと，
   前記バイポーラトランジスタのエミッタ電流を規制するエミッタ電流規制手段とを有し，
   前記バイポーラトランジスタのベース電流により補正を行うことを特徴とする定電圧発生回路。
3. 請求項１または請求項２に記載の定電圧出力回路において，
   前記基準電圧出力部は，その出力電圧が１１０〜１３０℃の範囲内の温度でピークを示すように前記複数の抵抗素子の抵抗値が設定されていることを特徴とする定電圧発生回路。
4. 請求項１から請求項３までのいずれか１つに記載の定電圧出力回路において，
   前記増幅部の出力電圧に比例する電圧を前記増幅部の入力側へフィードバックするフィードバック部を有し，
   前記増幅部には，前記基準電圧出力部および前記フィードバック部から電圧を受ける差動段が設けられており，
   前記オフセット発生部は，その出力電流を前記差動段に作用させることを特徴とする定電圧発生回路。
5. 請求項１から請求項３までのいずれか１つに記載の定電圧出力回路において，
   前記増幅部の出力電圧に比例する電圧を前記増幅部の入力側へフィードバックするフィードバック部を有し，
   前記オフセット発生部は，その出力電流を前記フィードバック部に作用させることを特徴とする定電圧発生回路。

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