JP2007018377A - 基準電圧発生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 高温特性と低温特性とを両立し，良好な電圧精度が得られる温度範囲を拡大した基準電圧発生回路を提供すること。
【解決手段】 基準電圧出力部１のバンドギャップ電圧生成部１０は，ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２，抵抗Ｒ１〜Ｒ３により，出力電圧ＶBGを出力するように構成されている。ここにおいて，ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ２に対して，ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４をそれぞれ並列に設けた。そしてそれらのエミッタ側にスイッチＳＷ２，ＳＷ３を配置した。また，抵抗Ｒ４を抵抗Ｒ２に対して直列に配置し，スイッチＳＷ１を抵抗Ｒ４に対して並列に配置した。さらに，環境温度により出力信号を変更する温度検出回路２を設けた。これにより，低温時にはＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４，抵抗Ｒ４が機能せず，高温時のみこれらが機能するようにした。こうして，高温時と低温時とで温度特性を変え，常時ピーク電圧に近い電圧が出力されるようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は，温度依存が小さい基準電圧を出力する基準電圧発生回路に関する。さらに詳細には，良好な電圧精度が得られる温度範囲を拡大した基準電圧発生回路に関するものである。

従来から，半導体のバンドギャップ電圧を利用して定電圧を出力する定電圧発生回路が使用されている。バンドギャップ電圧を出力する回路としては，図６に示すものが挙げられる。この回路は，カレントミラーを構成するＮＰＮトランジスタＱ１１，Ｑ１２および抵抗Ｒ１１〜Ｒ１３を有している。さらに，ＮＰＮトランジスタＱ１３を有している。ＮＰＮトランジスタＱ１３のベースは，ＮＰＮトランジスタＱ１２のコレクタと抵抗Ｒ１２との間のノードに接続されている。

この回路の出力電圧ＶBGは，次の(１)式で表される。
ＶBG ＝ ＶBEQ13＋(Ｒ12/Ｒ13)・(ｋ・Ｔ/ｑ)・ln(Ｒ12/Ｒ11) (１)
ここにおいて，ＶBEQ13 はＮＰＮトランジスタＱ１３のベース−エミッタ間電圧である。ｋはボルツマン定数，Ｔは絶対温度，ｑは電気素量である。(１)式の第１項であるＶBEQ13は，約−２ｍＶ/Ｋの負の温度特性を持っている。一方，第２項は，「Ｔ」を含んでいるとともに他はすべて正の値を持つ定数であることからわかるように正の温度特性を持っている。第２項の温度特性の係数は，Ｒ11〜Ｒ13の値を適宜選択することにより調整できる。そこでこの調整により，ＶBG全体として温度特性がほぼキャンセルされるようになっている。

ただし，(１)式の第２項が温度Ｔに対してリニアであるのに対し，第１項は，実際には各トランジスタの温度特性の影響を受けるため，厳密にはリニアでない。このためＶBGは，実際には僅かながら温度特性を持っている。具体的には，図７のグラフに示すように，温度Ｔに対して上に凸状の温度特性となる。図７は，−４０〜１５０℃の温度範囲内でのＶBGの変動幅が１０〜２０ｍＶ程度となるようにＲ11〜Ｒ13を設定した場合の例である。

バンドギャップ電圧を利用した基準電圧は上記のように厳密には定電圧でない。そこで，バンドギャップ電圧の温度特性をさらに抑制しようとする試みが，従来から行われている。特許文献１はその一例である。特許文献１の定電圧発生回路は，図８のように構成されている。この定電圧発生回路は，負の温度特性の電圧をトランジスタＱ１０１で得るとともに，温度の低下によりその電流を増加させる補正回路を接続したものである。

補正回路は，トランジスタＱ１０８，Ｑ１０９からなる第１のカレントミラー，トランジスタＱ１０６，Ｑ１０７からなる第２のカレントミラー，第１のカレントミラーの入力側に接続するエミッタフォロア（トランジスタＱ１１０および抵抗Ｒ１０５），およびバイアス電流回路（抵抗Ｒ１０６およびダイオード列ＤＭ１）から構成されている。トランジスタＱ１０１は，トランジスタＱ１０２〜Ｑ１０５および抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０４とともにバンドギャップ回路を構成している。エミッタフォロアと第１のカレントミラーとにより，第２のカレントミラーの電流が温度の低下とともに増加するようになっている。
特開平１０−２４０３６５号公報

しかしながら，前記した特許文献１の定電圧発生回路には，次のような問題点があった。すなわちこの定電圧発生回路では，回路内の抵抗の抵抗値により温度特性が決定される（特許文献１の［００２０］参照）。このため，低温域を重視して抵抗値を設定すると，高温域の温度特性は悪化を免れない。つまり，特許文献１の定電圧発生回路は，高温特性を犠牲にすることなく低温特性を改善できるようなものではないのである。したがって，必要な電圧精度が得られる温度範囲を拡大することはできないのである。一方，例えば自動車に用いられる定電圧発生回路では，幅広い温度領域にわたって高い電圧精度が要求される。始動初期の環境温度が低温であっても，運転状態では回路の自己発熱や周辺機器の発熱により環境温度が１１０〜１３０℃程度まで上がりうるからである。そのため定電圧発生回路には，誤動作防止の観点からも，低温から上記の定常状態における温度に至る幅広い温度領域における高い電圧精度が必要なのである。

本発明は，前記した従来の定電圧発生回路が有する問題点を解決するためになされたものである。すなわちその課題とするところは，高温特性と低温特性とを両立し，良好な電圧精度が得られる温度範囲を拡大した基準電圧発生回路を提供することにある。

この課題の解決を目的としてなされた本発明の基準電圧発生回路は，バンドギャップ電圧に基づく基準電圧を出力する回路であって，ＰＮ接合素子と複数の抵抗素子とを有し，ＰＮ接合素子のバンドギャップ電圧を複数の抵抗素子で補正した電圧を出力する基準電圧出力部と，基準電圧出力部の出力電圧の温度特性を変更するスイッチと，温度によりスイッチを操作するスイッチ操作部とを有している。

この基準電圧発生回路では，基本的には，ＰＮ接合素子のバンドギャップ電圧を複数の抵抗素子で補正した電圧が，基準電圧として出力される。この電圧は温度に対して，概ね一定だがやや上に凸の温度特性を持つ。そこで，スイッチ操作部によりスイッチを操作し，基準電圧出力部のピーク温度を，高温時には高温側に切り替え，低温時には低温側に切り替えるのである。これにより基準電圧出力部のピーク温度は，常時，その時点での温度に近い温度であることになる。すなわち，基準電圧出力部の出力電圧は，常時，その最大値に近い電圧である。言い替えると広い温度範囲で，最大値に近い出力電圧が得られるのである。このようにして，電圧精度の高い基準電圧発生回路が得られている。

本発明の基準電圧発生回路において，スイッチは，ＰＮ接合素子の有効ＰＮ接合面積を変更するものであることが望ましい。あるいはスイッチは，複数の抵抗素子の少なくとも１つの有効抵抗値を変更するものであってもよい。スイッチをこれらのように設けることで，スイッチの切り替えにより基準電圧出力部の出力電圧の温度特性を変更できるのである。特に，ＰＮ接合素子の有効ＰＮ接合面積と複数の抵抗素子の少なくとも１つの有効抵抗値とをともにスイッチで変更するようにするとよりよい。スイッチの状態にかかわらず基準電圧出力部の出力電圧の最大値を一定にできるからである。

本発明によれば，高温特性と低温特性とを両立し，良好な電圧精度が得られる温度範囲が拡大された基準電圧発生回路が提供されている。

以下，本発明を具体化した最良の形態に係る基準電圧発生回路について，添付図面を参照しつつ詳細に説明する。

本形態の基準電圧発生回路は，図１に示すように構成されている。図１の基準電圧発生回路は，基準電圧出力部１と，温度検出回路２とを有している。基準電圧出力部１は，入力電圧ＶINを受けて出力電圧ＶBGを出力する回路である。温度検出回路２は，環境温度に基づいて基準電圧出力部１内の後述するスイッチＳＷ１〜ＳＷ３を操作する回路である。

基準電圧出力部１は，バンドギャップ電圧生成部１０を有している。バンドギャップ電圧生成部１０は，ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４，抵抗Ｒ１〜Ｒ４，スイッチＳＷ１〜ＳＷ３を有し，カレントミラーを構成している。ＮＰＮトランジスタＱ１とＮＰＮトランジスタＱ３とは互いに並列に接続されている。すなわちこれらのトランジスタにおいては，ベース同士，コレクタ同士，そしてエミッタ同士がそれぞれ接続されている。ただし，ＮＰＮトランジスタＱ３のエミッタは，スイッチＳＷ２を介した接続となっている。これにより，スイッチＳＷ２がオンである場合に限りＮＰＮトランジスタＱ３が有効に機能するようになっている。

同様に，ＮＰＮトランジスタＱ２とＮＰＮトランジスタＱ４とも互いに並列に接続されている。そして，ＮＰＮトランジスタＱ４のエミッタは，スイッチＳＷ３を介した接続となっている。これにより，スイッチＳＷ３がオンである場合に限りＮＰＮトランジスタＱ４が有効に機能するようになっている。また，ＮＰＮトランジスタＱ１〜Ｑ４のベースは互いに接続されている。また，ＮＰＮトランジスタＱ１およびＮＰＮトランジスタＱ３は，ベースとコレクタとが短絡されている。

ＮＰＮトランジスタＱ１およびＮＰＮトランジスタＱ３のコレクタは，抵抗Ｒ１を介して出力線ＶBGに接続されている。ＮＰＮトランジスタＱ１およびＮＰＮトランジスタＱ３のエミッタはアースに接続されている。ただしＮＰＮトランジスタＱ３のエミッタは，前述のようにスイッチＳＷ２を介しての接続とされている。

ＮＰＮトランジスタＱ２およびＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタは，抵抗Ｒ２および抵抗Ｒ４を介して出力線ＶBGに接続されている。抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ４とは直列配置とされている。また，抵抗Ｒ４に対して並列に，スイッチＳＷ１が配置されている。これにより，ＮＰＮトランジスタＱ２およびＮＰＮトランジスタＱ４のコレクタと出力線ＶBGとの間の抵抗値が，スイッチＳＷ１の状態により変更されるようになっている。ＮＰＮトランジスタＱ２およびＮＰＮトランジスタＱ４のエミッタは，抵抗Ｒ３を介してアースに接続されている。ただしＮＰＮトランジスタＱ４のエミッタは，前述のようにスイッチＳＷ３を介した接続とされている。

かかる構成において，スイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ３は，同じ動作をするようにされている。すなわち，一方がオンであればもう一方もオンであり，一方がオフであればもう一方もオフである。スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオンであるときには，バンドギャップ電圧生成部１０のトランジスタのベース−エミッタ間の有効なＰＮ接合面積は，ＮＰＮトランジスタ２個分である。スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフであるときには，有効なＰＮ接合面積はＮＰＮトランジスタ１個分である。このように，スイッチＳＷ２，ＳＷ３により，有効なＰＮ接合面積が変更されるのである。

また，スイッチＳＷ１は，スイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ３とは逆の動作をするようになっている。すなわち，スイッチＳＷ１がオンであればスイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ３はオフであり，スイッチＳＷ１がオフであればスイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ３はオンである。スイッチＳＷ１〜ＳＷ３のかかる動作は，後述する温度検出回路２により環境温度に応じて操作される。簡単に言えば，低温時にはスイッチＳＷ１がオンでスイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ３はオフである。高温時には，スイッチＳＷ１がオフでスイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ３はオンである。

これによりバンドギャップ電圧生成部１０は，スイッチＳＷ１〜ＳＷ３の状態に応じて，ＮＰＮトランジスタＱ１，Ｑ３のベース−エミッタ間電圧に基づく出力電圧ＶBGを出力するようになっている。その詳細は後述する。

基準電圧出力部１には，バンドギャップ電圧生成部１０以外に，ＰＮＰトランジスタＱ５，Ｑ６，ＮＰＮトランジスタＱ７〜Ｑ１０，抵抗Ｒ５〜Ｒ８，コンデンサＣ１，定電流源Ｉ１が設けられている。このうちのＮＰＮトランジスタＱ１０は，元電源ＶINから各部に必要な電力を供給する出力トランジスタである。ＮＰＮトランジスタＱ９および抵抗Ｒ８は，バンドギャップ電圧生成部１０に与えるオフセット電圧を補正するためのものである。コンデンサＣ１は，位相補償用コンデンサである。ＰＮＰトランジスタＱ５，Ｑ６，ＮＰＮトランジスタＱ７，Ｑ８，抵抗Ｒ５〜Ｒ７は，差動回路を構成している。

次に，温度検出回路２について説明する。温度検出回路２は，図２に示すように，コンパレータ２１を中心に構成されている。温度検出回路２には，この他，抵抗列２２と，ダイオード群２３と，定電流源Ｉ２と，増幅部２４とが設けられている。これによりコンパレータ２１で，電源電圧を抵抗列２２で分圧した電圧（正端子電圧）と，ダイオード群２３のアノード電圧（負端子電圧）とを比較するようになっている。負端子電圧は温度特性を持つので，環境温度によりコンパレータ２１の出力が変わるようになっているのである。すなわち，正端子電圧と負端子電圧とが等しくなる温度がしきい値温度であり，環境温度がこれより高いか低いかによってコンパレータ２１の出力が決まるのである。

このコンパレータ２１の出力によりバンドギャップ電圧生成部１０のスイッチＳＷ１〜ＳＷ３が操作されるようになっている。すなわち，環境温度がしきい値温度より低い低温時は，スイッチＳＷ１がオンでスイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ３はオフである。一方，環境温度がしきい値温度より高い高温時には，スイッチＳＷ１がオフでスイッチＳＷ２およびスイッチＳＷ３はオンである。

上記の構成の基準電圧発生回路の動作を説明する。まず，基準電圧出力部１の出力電圧ＶBGの基本的な温度特性を説明する。出力電圧ＶBGは，次の(１)式で与えられる。
ＶBG ＝ ＶBE＋(Ｒ20/Ｒ３)・ＶＴ・ln(Ｒ20/Ｒ１) (１)
ここで，
ＶBEは，バンドギャップ電圧生成部１０のＮＰＮトランジスタのベース−エミッタ間順方向電圧，
ＶＴは，熱電圧，
Ｒ20は，ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタと出力線ＶBGとの間の抵抗値，
である。

すなわちＶBEは，スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフである場合には，ＮＰＮトランジスタＱ１のベース−エミッタ間順方向電圧である。一方，スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオンである場合には，並列接続されているＮＰＮトランジスタＱ１およびＮＰＮトランジスタＱ３の全体のベース−エミッタ間順方向電圧である。以下，両者を区別する場合には，前者をＶBE1，後者をＶBE2と表す。Ｒ20は，スイッチＳＷ１がオンである場合にはＲ２であり，スイッチＳＷ１がオフである場合にはＲ２＋Ｒ４である。

(１)式の右辺の第１項であるＶBEは，図３のグラフに実線で示される。すなわちＶBEは，温度に対して右下がりであるとともに，同グラフに破線で示す線形からわずかにずれた温度特性を持っている。線形からのＶBEのずれがさほど大きくならない範囲が，図３のグラフ中の保証温度範囲である。一方，第２項は温度に対して右上がりの温度特性を持つ熱電圧ＶＴに，抵抗値Ｒ１，Ｒ20，Ｒ３により定まる固定値を掛けたものである。

そして，抵抗値Ｒ１，Ｒ20，Ｒ３の設定により，(１)式全体として温度特性がほぼ相殺されるようになっている。これにより出力電圧ＶBGは，ほぼ一定の温度となるようにされている。実際には図４のグラフに示すように，保証温度範囲でやや上に凸の温度特性を持つ。図３で述べたＶBEの非線形性のためである。図４は，縦軸をかなり拡大して描いたもの（図７と同レベル）である。このため温度特性がかなり目立つように見えるが，実際には出力電圧精度はさほど悪いわけではない。

それでも，スイッチＳＷ１〜ＳＷ３の状態が固定されたままであれば，環境温度が図４のグラフ中の保証温度範囲から大きく外れると，出力電圧ＶBGは低下していくことになる。このため，良好な出力電圧精度と保証温度範囲の広さとを高水準で両立させることはできない。

しかし本形態では，前述のように環境温度によりスイッチＳＷ１〜ＳＷ３が操作されるようになっている。そこで，低温時と高温時とのそれぞれの場合の温度特性を説明する。

まず低温時には，前述のようにスイッチＳＷ１がオンでスイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフである。このため，(１)式は次のように変形される。
ＶBG ＝ ＶBE1＋(Ｒ２/Ｒ３)・ＶＴ・ln(Ｒ２/Ｒ１) (２)
次に高温時には，前述のようにスイッチＳＷ１がオフでスイッチＳＷ２，ＳＷ３がオンである。このため，(１)式は次のように変形される。
ＶBG ＝ ＶBE2＋((Ｒ２＋Ｒ４)/Ｒ３)・ＶＴ・ln((Ｒ２＋Ｒ４)/Ｒ１) (３)

低温時の温度特性（(２)式）と高温時の温度特性（(３)式）との違いを説明する。まず，スイッチＳＷ１がオン（低温時）からオフ（高温時）に変わることによる効果を説明する。スイッチＳＷ１がオンからオフに変わることにより，(１)式中の第２項のＲ20が，Ｒ２からＲ２＋Ｒ４に変わる。すなわち，第２項の温度係数（(Ｒ20/Ｒ３)・ln(Ｒ20/Ｒ１) ）が大きくなるのである。このため，スイッチＳＷ１がオンからオフに変わることにより，出力電圧ＶBGがピークとなる温度は低温側から高温側にシフトする。ただこのことは，出力電圧ＶBGのピーク値自体をも上昇させる方向に作用する。これは，スイッチＳＷ２，ＳＷ３の作用によりキャンセルされるようになっている。

そこで，スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフ（低温時）からオン（高温時）に変わることによる効果を説明する。スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフである低温時には，ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４は有効に機能していない。このため，ＮＰＮトランジスタＱ１およびＮＰＮトランジスタＱ２がそれぞれ単独の素子として機能している。スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフからオンに変わることにり，ＮＰＮトランジスタＱ１はＮＰＮトランジスタＱ３と，ＮＰＮトランジスタＱ２はＮＰＮトランジスタＱ４と，それぞれ並列状態となる。これによりトランジスタ１個あたりの電流密度は低下する。このため，(１)式中の第１項であるＶBEは小さくなる。つまり，ＶBE2はＶBE1より小さいのである。このことにより，前述のピーク値の上昇がキャンセルされる。言い替えると，ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の容量は，スイッチＳＷ１がオンからオフに変わることによる電圧ピーク値を丁度キャンセルするように設定されているのである。

結果として低温時の温度特性（(２)式）と高温時の温度特性（(３)式）との違いは，出力電圧ＶBGがピークとなる温度の違いだけといってよい。この状況を図５のグラフに示す。図５中のカーブＡは，低温時の温度特性，すなわち(２)式の温度特性を示す。カーブＢは，高温時の温度特性，すなわち(３)式の温度特性を示す。両カーブは温度Ｔ１で交差している。なお，図５の上半分の縦軸スケールは，図４と同レベルである。

そして，図５のグラフの下半分に示すように，温度Ｔ１より低温側では，スイッチＳＷ１がオンでスイッチＳＷ２，ＳＷ３がオフである。このためこの温度域では，出力電圧ＶBGは，カーブＡの温度特性を示す。温度Ｔ１より高温側では，スイッチＳＷ１がオフでスイッチＳＷ２，ＳＷ３がオンである。このためこの温度域では，出力電圧ＶBGは，カーブＢの温度特性を示す。言い替えると，温度検出回路２の抵抗列２２およびダイオード群２３は，コンパレータ２１の出力が温度Ｔ１で反転するように設定されているのである。

このようにして本形態の基準電圧発生回路の出力電圧ＶBGは，図５中に実線で示される温度特性を示す。すなわち，環境温度に応じて２通りの温度特性が使い分けられる。これにより常時，環境温度の現在値に近いピーク温度の温度特性が使用されるのである。この結果，常時，ピーク値にごく近い出力電圧ＶBGが出力されるのである。これにより，保証温度範囲の広さと良好な出力電圧精度とが，高水準で両立されている。実際，図５では，図４と比較して，保証温度範囲を広げつつ出力電圧精度をさらに向上させている。

なお，図５中にＤで示す一点鎖線のカーブは，高温側にてＰＮ接合のリーク電流を用いて出力電圧ＶBGを補正する方式の場合の温度特性を示す。このような方式と比較して本形態の基準電圧発生回路は，図５中に「改善幅」の矢印で示した程度に，出力電圧精度の向上を実現している。

以上詳細に説明したように本形態に係る基準電圧発生回路では，バンドギャップ電圧生成部１０に，予備的なトランジスタであるＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４を設けている。そしてスイッチＳＷ２，ＳＷ３により，ＮＰＮトランジスタＱ１およびＮＰＮトランジスタＱ２がそれぞれ単独で機能する状態と，ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４とともに並列接続をなす状態とを切り替えるようにしている。さらに，ＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ側の抵抗を２個直列で構成し，その一方と並列にスイッチＳＷ１を設けている。これにより，当該箇所の抵抗値を変更できるようにしている。

そして，温度検出回路２の出力信号によりスイッチＳＷ１〜ＳＷ３を操作するようにしている。これにより，低温時と高温時とで，ピーク温度がシフトしつつピーク電圧には差がないようにしている。こうして，広い温度範囲にわたり良好な出力電圧精度を発揮する基準電圧発生回路が実現されている。

なお本形態は，単なる例示に過ぎず，本発明を何ら拘束するものではない。したがって本発明は，実施の形態中に記載した以外にも，その趣旨を逸脱することなく種々の変形，改良が可能である。

例えば，本形態では，調整用の抵抗Ｒ４を抵抗Ｒ２に対して直列に配置するとともに，スイッチＳＷ１を抵抗Ｒ４に対して並列に配置している。しかしこれに限らず，抵抗Ｒ４を抵抗Ｒ２に対して並列に配置するとともに，スイッチＳＷ１を抵抗Ｒ４に対して直列に配置することも可能である。ただしその場合にはスイッチＳＷ１のオンオフ操作は逆となる。また，各抵抗の抵抗値は配置に合わせて設定する必要がある。また，抵抗Ｒ４およびスイッチＳＷ１を，抵抗Ｒ２に対して配置する代わりに抵抗Ｒ１または抵抗Ｒ３に対して配置することも可能である。ただし，抵抗Ｒ２に対して配置するのがもっとも効果的である。(１)式の右辺第２項から分かるように，抵抗Ｒ２の抵抗値は対数関数の内外双方に登場するからである。

また，本形態のバンドギャップ電圧生成部１０では，カレントミラーの個数は「１」とし，抵抗Ｒ４，ＮＰＮトランジスタＱ３，Ｑ４の接続如何により温度特性を切り替えている。しかしこれに限らず，カレントミラー自体を複数個用意してこれらを環境温度ごとに使い分けるように構成することも可能である。また，切り替えの段数は「２」に限らず，「３」以上であってもよい。さらに，基準電圧出力部１のうちバンドギャップ電圧生成部１０以外の部分については，使用目的に添うものであればいかなる構成であってもよい。また，基準電圧発生回路の外部に何らかの温度検出手段がある場所で使用する場合には，温度検出回路２に替えて外部の温度検出手段からの電気信号を用いてもよい。温度検出自体も，サーミスタや熱電対等の他の温度センサによってもよい。

最良の形態に係る定電圧発生回路の構成を示す回路図である。 温度検出回路の構成を示す回路図である。 トランジスタのベース−エミッタ間順方向電圧を示すグラフである。 出力電圧ＶBGの基本的な温度特性を示すグラフである。 最良の形態に係る定電圧発生回路の出力電圧ＶBGの温度特性を示すグラフである。 バンドギャップ電圧出力回路の一例を示す回路図である。 バンドギャップ電圧出力回路の出力電圧の温度特性の一例を示すグラフである。 従来の定電圧発生回路の一例を図である。

符号の説明

１ 基準電圧出力部
２ 温度検出回路（スイッチ操作部）
Ｑ１〜Ｑ４ ＮＰＮトランジスタ（ＰＮ接合素子）
Ｒ１〜Ｒ４ 抵抗
ＳＷ１〜ＳＷ３ スイッチ

Claims (5)

1. バンドギャップ電圧に基づく基準電圧を出力する基準電圧発生回路において，
   ＰＮ接合素子と複数の抵抗素子とを有し，前記ＰＮ接合素子のバンドギャップ電圧を前記複数の抵抗素子で補正した電圧を出力する基準電圧出力部と，
   前記基準電圧出力部の出力電圧の温度特性を変更するスイッチと，
   温度により前記スイッチを操作するスイッチ操作部とを有することを特徴とする基準電圧発生回路。
2. 請求項１に記載の基準電圧発生回路において，
   前記基準電圧出力部は，出力電圧が温度に対して上に凸となる温度特性を持つものであり，
   前記スイッチは，前記基準電圧出力部の出力電圧が最大となるピーク温度を変更するものであり，
   前記スイッチ操作部は，前記基準電圧出力部のピーク温度を，高温時には高温側に切り替え，低温時には低温側に切り替えるものであることを特徴とする基準電圧発生回路。
3. 請求項１に記載の基準電圧発生回路において，
   前記スイッチは，前記ＰＮ接合素子の有効ＰＮ接合面積を変更するものであることを特徴とする基準電圧発生回路。
4. 請求項１に記載の基準電圧発生回路において，
   前記スイッチは，前記複数の抵抗素子の少なくとも１つの有効抵抗値を変更するものであることを特徴とする基準電圧発生回路。
5. 請求項１に記載の基準電圧発生回路において，
   前記スイッチは，前記ＰＮ接合素子の有効ＰＮ接合面積と前記複数の抵抗素子の少なくとも１つの有効抵抗値とをともに変更するものであることを特徴とする基準電圧発生回路。

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