JP2006041571A - Ｐｗｍモータ駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】高速で小型、低損失で信頼性の高いＰＷＭモータ駆動回路を実現する。
【解決手段】ソースを電源＋Ｖ_DDと接続したＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ とソースをＧＮＤと接続したＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru- のドレインを接続し、モータコイルの出力とする。また、前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＴ_ru+ のソースとゲート間にバイアス抵抗Ｒ４を接続し、その抵抗Ｒ４と並列にソースとゲートを前記ＰチャンネルＭＯＳトランジスタＴ_ru+ のオフ時に短絡するトランジスタＱ２を設けるとともに、前記ゲートとコレクタを接続し、ベースを電源＋Ｖ_DDに接続した入力用のＮＰＮトランジスタＱ１のエミッタをマイコン２のポートＰ１に接続する。一方、前記ＮチャンネルＭＯＳトランジスタＴ_ru- のゲートをマイコン２のポートＰ２と接続して両ポートＰ１、Ｐ２から駆動信号を入力する。この回路を用いることで簡便で高速動作ができて小型化が図れ、低損失で信頼性の高いＰＷＭモータ駆動回路を実現する。
【選択図】図１

Description

この発明は、低損出で、かつ、高信頼を実現させたＰＷＭモータ駆動回路に関するものである。

バイポーラトランジスタに代わる新しい素子として「ＩＧＢＴ」（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート・バイポーラ・トランジスタ）がある。

「ＩＧＢＴ」は、図３のようなシンボルが用いられ、一部のオーディオ用のＰチャンネル型を除いてほとんど全てがＮチャンネル型の縦型二重拡散構造となっている。

すなわち、ＮチャンネルパワーＭＯＳＦＥＴのコレクタ（ドレイン）側のＮ＋層をＰ＋層へ変更し、ＰＮ接合を一個追加した構造を基本としており、バイポーラトランジスタに比べて高速動作が容易にできる構造となっている。

そのため、誘導モータやブラシレスＤＣモータのＰＷＭインバータ駆動などの分野でもバイポーラトランジスタに代えて用いられるようになっている。

例えば、マイコン制御のブラシレスＤＣモータの駆動回路では、図３に示すように、各相Ｕ、Ｖ、Ｗのステータコイル駆動用の上下の出力デバイスＴ_ru+ 、Ｔ_ru- をＮチャンネル「ＩＧＢＴ」で構成している。そのため、各相Ｕ、Ｖ、Ｗのゲート回路１は、例えば図４のように、上段と下段に同じものを使用して上段と下段に逆位相の信号を入力するようにしたものがある。ここでは、同じ回路なので上段の回路について動作を説明する。

すなわち、マイコン２のポートＰ１が「Ｈ」になると、トランジスタＱ１がＯＮとなり、フォトカプラＰＣ１がオンとなる。フォトカプラＰＣ１がオンになると、トランジスタＱ２がオフとなり、トランジスタＱ３が抵抗Ｒｃを介して電源＋Ｖａから流れる電流によってオンになる。すると、ステータコイル駆動用の「ＩＧＢＴ」Ｔ_ru+ のゲート入力容量を充電するゲート電流が流れてゲート電圧を引き上げオンにする。

このとき、「ＩＧＢＴ」Ｔ_ru+ のゲート入力の閾値は、通常、３〜５Ｖであるが、ノイズマージンを高くするため、ゲート駆動回路の電源はＶＢ＋は＋１５〜２０Ｖとする必要がある。また、「ＩＧＢＴ」Ｔ_ru+ はスイッチングする度に、ＶＤＤ〜ＧＮＤ間の電位差間を上下するため、マイコン２のデジタル回路系の＋５電源とフォトカプラなどのアイソレーションを使って絶縁する必要があった。

しかしながら、上記の「ＩＧＢＴ」を用いた回路では、フォトカプラなどのアイソレーションを使って絶縁する必要があるため、複数の電源からなる非常に複雑な回路構成になる。

しかも、同じフォトカプラを用いた大型で複雑なゲート駆動回路を上下段に用いなければならず、小型化を図る上で大きな問題となっていた。

また、その際、「ＩＧＢＴ」には、インバータ回路に使用できるＰチャンネルタイプのものが無く、上下段とも同じＮチャンネルタイプの素子を使わなければならないので、回路を簡略化する上で規制される問題もあった。

そこで、この発明の課題は、「ＩＧＢＴ」と同じように高速動作ができて、簡単な回路で、小型化が図れ、かつ、低損失のＰＷＭインバータ駆動回路を実現することである。

上記の課題を解決するため、この発明では、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのドレイン端子とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのドレイン端子とを接続した出力回路の前記接続点をモータコイルへの出力とし、前記出力回路のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのソース端子を電源のプラス側と接続し、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのソース端子を電源のマイナス側と接続して、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのソース端子とゲート端子間にバイアス抵抗を接続し、そのバイアス抵抗と並列にＮＰＮトランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのソース端子とゲート端子に接続するとともに、前記ゲート端子に第１抵抗を介して入力用ＮＰＮトランジスタのコレクタ端子を接続し、その入力用トランジスタのベース端子を電源のプラス側に接続して、エミッタ端子に第２抵抗を介して入力信号を入力し、かつ、前記第１の抵抗とＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート端子との接続点にダイオードのアノード端子を接続し、第１の抵抗と入力用ＮＰＮトランジスタのコレクタ端子との接続点をコンデンサの一方と接続し、そのコンデンサの他方とダイオードのカソード端子とをバイアス抵抗と並列に接続したＮＰＮトランジスタのベース端子と接続し、他方、出力回路のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴのゲート端子に第３の入力抵抗を介して前記入力信号と同位相の入力信号を入力するという構成を採用することができる。

このような構成を採用したことにより、上段のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタをオンにする場合は、入力信号を「Ｌ」にすると、入力用のＮＰＮトランジスタ（ベース接地回路）のエミッタが第２の抵抗を介して接地され、入力用のＮＰＮトランジスタがオンする。すると、オンした入力用ＮＰＮトランジスタのコレクタに接続された第１入力抵抗とバイアス抵抗へ電源から電流が流れ、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート電圧は、
｛バイアス抵抗／（バイアス抵抗＋第１抵抗）｝×（電源電圧ーＶ_CC）
となり、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタはオンとなる。このとき、コンデンサは、第１抵抗とバイアス抵抗によって流れる電流により充電される。

一方、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート端子には、前述の入力信号と同位相の信号「Ｌ」が入力されるのでオフとなるので、電源からモータコイルへ電流を流すことができる。

逆に、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタをオフにする場合は、入力信号を「Ｈ」にすると、入力用のＮＰＮトランジスタのエミッタが第２の抵抗を介してハイレベルになり、入力用のＮＰＮトランジスタはオフになる。すると、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート電圧は電源電圧となり、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタはオフとなる。このとき、充電されたコンデンサの電荷がバイアス抵抗と並列に接続されたＮＰＮトランジスタのベース端子に流れて、前記ＮＰＮトランジスタをオンする。このため、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのソースとゲート端子間を短絡してゲートに蓄積された電荷を消滅させるので、オフ時間を短縮することができる。

一方、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート端子には、同位相の信号が入力されるのでオンになり、モータコイルからＧＮＤへ電流を流すことができる。

この発明は、以上のように構成したことにより、簡便な回路で高速動作ができて小型化が図れ、かつ、低損失で信頼性の高いＰＷＭモータ駆動回路を実現することができる。

以下、この発明の最良の実施の形態を図面に基づいて説明する。図１は、マイコン制御による三相ブラシレスモータの駆動回路の一つの層（Ｕ相）を示したもので、出力回路にＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru- を用いたもので単一電源で作動する。

前記出力回路は、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ のドレイン端子とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru- のドレイン端子とを接続し、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ のソース端子を電源（プラス側）＋Ｖ_DDと接続し、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru- のソース端子を電源のマイナス側ＧＮＤに接続して、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru- のドレイン端子の接続点をモータのステータコイルへの出力としてある。

また、そのＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ のソース端子とゲート端子間に、バイアス抵抗Ｒ４を接続して、そのバイアス抵抗Ｒ４と並列にＮＰＮトランジスタＱ２のコレクタ端子とエミッタ端子をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ のソース端子とゲート端子に接続してある。

さらに、前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ のゲート端子に第１の抵抗Ｒ１の一方を接続し、その抵抗Ｒ１の他方を入力用ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ端子と接続して、そのトランジスタＱ１のベース端子を電源（プラス側）＋Ｖ_DDに抵抗Ｒ６を介して接続するとともに、そのトランジスタＱ１のエミッタ端子を第４の抵抗Ｒ４を介してマイコン２のポートＰ１に接続してある。このように、ベース接地によるトランジスタ入力回路を設けたことにより、高速応答ができるようになり、また、入力インピーダンスも小さくできるので、ノイズに対する余裕度も高くできる。

この入力用ＮＰＮトランジスタＱ１のベース端子とエミッタ端子には、ダイオードＤ４を逆接続して、入力用トランジスタＱ１のＶｂｅ＝０．６Ｖとなるようにマイコン２のポートＰ１の出力電圧で電流を流せるようになっている。

一方、前記第１の抵抗Ｒ１とＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ のゲート端子との接続点にダイオードＤ１のアノード端子を接続し、第１の抵抗Ｒ１と入力用ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ端子との接続点にコンデンサＣの一方を接続して、そのコンデンサＣの他方とダイオードＤ１のカソード端子とをバイアス抵抗と並列にしてＮＰＮトランジスタＱ２のベース端子に接続してある。

このとき、この形態では、コンデンサＣの他方とダイオードＤ１のカソード端子間に抵抗Ｒ５（Ｒ５＜Ｒ１）を設け、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣを充電する際の電流を規制するようにしている。こうすることで、コンデンサＣへ流れる過大な電流によってダイオードＤ１が破損することを防止して信頼性を向上させている。

他方、出力回路のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru- のゲート端子は、第３の入力抵抗Ｒ３を介してマイコン２のポートＰ２に接続し、前記入力信号と同位相の入力信号を入力できるようになっている。

なお、ダイオードＤ２とＤ３はフライホイールダイオードである。また、抵抗Ｒ２は、コンデンサＣの電荷を放電するための放電抵抗である。

この形態は、上記のように構成されており、Ｕ相の動作を述べることにより、本願のＰＷＭモータ駆動回路を説明する。

いま、マイコン２のポートＰ１が「Ｌ」になり、ポートＰ２も「Ｌ」になると、ポートＰ１が「Ｌ」になったことにより、入力トランジスタＱ１がオンとなり、第１の抵抗Ｒ１とバイアス抵抗Ｒ４とを介して電流が流れ、ゲート電圧をＶ_GSとすると、 Ｖ_GS＝｛Ｒ４／（Ｒ１＋Ｒ４）｝×（Ｖ_DD−Ｖ_CC）
Ｖ_GS：ゲート・ソース間電圧
となり、このゲート電圧によって、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru- はオンになる。

このとき、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru- のゲート端子には、マイコン２のポートＰ２の出力が印加される。いま、ポートＰ２は「Ｌ」なのでオフとなるので、電源＋Ｖ_DDからＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ を通してステータコイルへ電流が流れる。

また、このときＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ をオンにするため流れるゲート電流は、第１の抵抗Ｒ１を流れるとともに、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣを図１の極性に充電する。ここで、抵抗Ｒ５の電圧降下をＶ_R5、ダイオードＤ１の電圧降下をＶ_D1とし、抵抗Ｒ１の電圧降下をＶ_R1とすると、コンデンサＣの充電電圧は、
（Ｖ_R1−Ｖ_D1）×Ｒ２／（Ｒ２＋Ｒ５）
で表され、充電電流Ｉｃは、
Ｉｃ＝（Ｖ_R5−Ｖ_D1）／Ｒ５
となって制限される。このように、充電電流を制限してダイオードＤ１を破損しないようにできるので、装置の信頼性を向上することができる。

次に、マイコン２のポートＰ１が「Ｈ」となり、ポートＰ２も「Ｈ」になると、ポートＰ１が「Ｈ」になったことにより、入力用のトランジスタＱ１がオフになり、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ のゲート端子はバイアス抵抗Ｒ４を介して電源＋Ｖ_DDに接続される。このとき、コンデンサＣの電荷は、バイアス抵抗Ｒ４と並列に設けたＮＰＮトランジスタＱ２のベース端子に入力する。このため、前記トランジスタＱ２がオンになり、バイアス抵抗Ｒ４を短絡してＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ のゲート端子の電荷を消滅させて短時間でオフにすることができる。

このとき、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru- のゲート端子は、前述したようにマイコン２のポートＰ２が「Ｈ」なのでオンとなり、ステータコイルを接地する。

このように、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru- とを用いたことにより、簡便な回路でステータコイルへの電流を制御することができる。その際、ＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ 、Ｔ_ru- はバイポーラトランジスタと異なり電圧制御素子なので、バイポーラトランジスタと比べて駆動損失も小さく、スイッチングスピードも高速であり、スイッチングロスも小さくできる。

例えば、図１の回路のＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ 、Ｔ_ru- に代えて、ＰＮＰ及びＮＰＮトランジスタを用いた場合は、ＰＮＰ及びＮＰＮトランジスタが電流制御素子であるため、オン状態を継続するためにはベース電流を流し続けなければならない。そのため、例えば、図２のように、上段をＰＮＰトランジスタＴＲ１に置き換えた場合は、
（Ｖ_DD−Ｖ_BE1 −Ｖ_CE）² ／（Ｒ１＋Ｒ４）
となるジュール熱が第１の抵抗Ｒ１とバイアス抵抗Ｒ４に発生し、下段をＮＰＮトランジスタＴＲ２に置き換えた場合は、
（Ｖ_CC−Ｖ_BE2 ）² ／Ｒ３
となるジュール熱による損失が第３の抵抗Ｒ３で発生する。そのため、バイポーラトランジスタを用いる場合には、このジュール熱に耐えうる許容損失の抵抗を回路に用いなければならず、回路の小型化や低損失化の妨げとなる。

したがって、先に述べたように、ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru+ とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタＴ_ru- はバイポーラトランジスタと異なり電圧制御素子なのでオンの場合でも抵抗Ｒ１〜Ｒ３に大きな電流が流れず、小型化、低損失で、かつ、高信頼性のＰＷＭモータ駆動回路を実現することができる。

この発明は、高速動作ができて、簡単な回路で、小型化が図れ、かつ、低損失で信頼性の高いスイッチング回路を実現できるので、インバータ回路などへの利用も最適である。

実施形態の回路図 作用説明図 従来例のブロック図 従来例の回路図

符号の説明

Ｃ コンデンサ
Ｑ１ 入力用ＮＰＮトランジスタ
Ｑ２ ＮＰＮトランジスタ
Ｒ１ 第１の抵抗
Ｒ２ 第２の抵抗
Ｒ３ 第３の抵抗
Ｒ４ バイアス抵抗
Ｔ_ru+ ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ
Ｔ_ru- ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタ
＋Ｖ_DD 電源

Claims (1)

1. ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのドレイン端子とＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのドレイン端子とを接続した出力回路の前記接続点をモータコイルへの出力とし、
   前記出力回路のＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのソース端子を電源のプラス側と接続し、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのソース端子を電源のマイナス側と接続して、
   前記ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのソース端子とゲート端子間にバイアス抵抗を接続し、そのバイアス抵抗と並列にＮＰＮトランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのソース端子とゲート端子に接続するとともに、
   前記ゲート端子に第１抵抗を介して入力用ＮＰＮトランジスタのコレクタ端子を接続し、その入力用トランジスタのベース端子を電源のプラス側に接続して、エミッタ端子に第２抵抗を介して入力信号を入力し、かつ、前記第１の抵抗とＰチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート端子との接続点にダイオードのアノード端子を接続し、第１の抵抗と入力用ＮＰＮトランジスタのコレクタ端子との接続点をコンデンサの一方と接続し、そのコンデンサの他方とダイオードのカソード端子とをバイアス抵抗と並列に接続したＮＰＮトランジスタのベース端子と接続し、
   他方、出力回路のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴトランジスタのゲート端子に第３の入力抵抗を介して前記入力信号と同位相の入力信号を入力するＰＷＭモータ駆動回路。

Images