JP3755066B2 - スイッチング回路及びその回路を用いたdcブラシレスモータの駆動回路 - Google Patents
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Description
【発明の属する利用分野】
この発明は、PNPトランジスタの蓄積効果によるスイッチング時間の遅れを解消するスイッチング回路及びその回路を用いたDCブラシレスモータの駆動回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
トランジスタを用いたスイッチング回路は、高速度のスイッチングが比較的容易に実現できるので、インバータ回路などに多用されている。例えば、DCブラシレスモータのインバータ駆動回路には、通常、図4(a)、(b)に示すような回路が用いられている。
【0003】
図4(a)の回路は、各相U、V、Wのステータコイル駆動用の上段のスイッチングトランジスタTr(U-W)+と下段のスイッチングトランジスタTr(U-W)-をNPNトランジスタで構成したもので、図4(b)は、各相の上段の駆動トランジスタTr(U-W)+をPNPトランジスタで構成し、下段のトランジスタTr(U-W)-をNPNトランジスタで構成したものである。
【0004】
すなわち、図4(a)の回路では、各相のベース駆動回路1は図5のようになっており、マイコンのポートP1が「H」になると、トランジスタQ1がONとなり、PC1(フォトカプラ)がONとなる。PC1がONになると、トランジスタQ2がOFFとなり、ベース駆動回路1のトランジスタQ3が抵抗Rcを介して電源+VB から流れる電流によってONとなって、ステータコイル駆動用トランジスタTrU+をONにする。
【0005】
このときのベース駆動回路電源+VB の電圧は、ステータコイル駆動用トランジスタTrU+のエミッタを基準にしてベース電流IB を使って求めると、
+VB =VBE1 +IB Rb+VBE2 +IBQ3 Rc>VDD
となり、ベース駆動回路電源+VB は、駆動電源+VDDよりも高い電圧である必要がある。
【0006】
また、このとき、ベース駆動回路電源+VB は、ステータコイル駆動用トランジスタTrU+のエミッタの電圧が、駆動電源VDD〜GND間を上下するため、駆動電源VDDと絶縁しなければならない。また、先に述べたように、ベース駆動回路電源+VB は、マイコンのデジタル回路系の+5V電源とも電圧が違うので、両者の信号系も図に示すように、フォトカプラPC1などのアイソレーションを使って絶縁をする必要があり、複数の電源からなる非常に複雑な回路構成になる問題がある。
【0007】
一方、図4(b)の回路は、上段のステータコイル駆動用トランジスタTr(U−W)+にPNPトランジスタを使用しているので、ベース駆動回路3は、例えば図6のように、NPNトランジスタQ1を使用して、マイコンなどのデジタル回路系と同じ+5Vの電圧のものを使用することができる。このため、単一電圧の電源を使用することができるので、絶縁された電源を使用する必要もなく、簡単な回路構成でよいという利点がある。
【0008】
ところで、上記の上段のステータコイル駆動用トランジスタTr(U-W)+にPNPトランジスタを使用した回路の駆動トランジスタのスイッチング時間は、
ON 時 Q1(ON) 時間 + Tr(U-W)+ (ON) の時間・・・(1)
OFF時 Q1(OFF) 時間 + Tr(U-W)+ (off)の時間・・・(2)
である。
【0009】
したがって、上段の駆動(PNP)トランジスタTr(U-W)+がONするのに必要な時間は、(1)式からトランジスタQ1のON時間とステータコイル駆動用トランジスタTr(U-W)+のONに必要な時間を足したものであるが、トランジスタQ1及びステータコイル駆動用トランジスタTr(U-W)+のON時間は、合計しても2〜3μsと非常に短い。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、OFF時間の場合は、バイポーラトランジスタ特有の蓄積時間の作用によって、特に、ステータコイル駆動用トランジスタTr(U-W)+に用いたPNPトランジスタの蓄積時間が長いため、合計すると、数十μsになることもある。
【0011】
これは、20KHz前後のキャリア周波数を使用してPWM制御を行う場合、制御不能となる遅れ時間である。そのため、この回路を使用する場合は、キャリア周波数を下げねばならず、所期の特性を得られない問題があった。
【0012】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、この発明では、PNPスイッチングトランジスタのエミッタ端子とベース端子にNPNトランジスタのコレクタ端子とエミッタ端子を接続するとともに、前記PNPスイッチングトランジスタの入力抵抗と並列に、ダイオードのカソード端子とコンデンサの一方の端子とを接続した直列回路を、ダイオードのアノード端子を前記PNPスイッチングトランジスタのベース端子側にして接続し、かつ、前記直列回路のカソード端子とNPNトランジスタのベース端子を接続したスイッチング回路において、上記直列回路のダイオードのカソード端子とコンデンサの接続点間に、電流制限抵抗を設けた構成を採用したのである。
【0013】
このような構成を採用することにより、PNPスイッチングトランジスタがONになると、ベース電流が入力抵抗と並列に接続したダイオードとコンデンサとの直列回路に流れて、コンデンサはダイオードと入力抵抗との電位差によって充電される。次に、PNPスイッチングトランジスタがOFFになってベース電流が流れなくなると、ダイオードによって保持されたコンデンサの充電電荷がNPNトランジスタのベース端子に流れ、NPNトランジスタがONになり、ONになったNPNトランジスタがPNPスイッチングトランジスタのエミッタ端子とベース端子を短絡して、蓄積作用による余剰キャリヤを消滅させるので、OFF時間を短縮できる。
その際、コンデンサの充電電流は、電流制限抵抗で制限される。このように、充電電流を制限することができるので、ダイオードが破損しないようにでき、その結果、ダイオードの信頼性を著しく向上し、安全なスイッチングを可能にすることができる。
【0014】
また、このとき、上記PNPスイッチングトランジスタがDCブラシレスモータのステータコイル駆動用の出力トランジスタである構成を採用することができる。
【0015】
このような構成を採用することにより、PNPスイッチングトランジスタのOFF時間が短くなり、DCブラシレスモータのインバータ回路で、例えば20KHz前後のキャリア周波数でのPWM制御が、簡単な回路構成でよいというPNPトランジスタを用いて可能になる。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。図1に、この発明のスイッチング回路を用いたDCブラシレスモータの駆動回路を示す。
【0017】
図1は、マイコン制御による三相ブラシレスモータの駆動回路の一つの相(U相)を示したもので、ステータコイル駆動用のトランジスタの出力形式は、PNPスイッチングトランジスタTrU+とNPNトランジスタTrU-を用いたコンプリメンタリ接続となっており、従来例の図4(b)と同じ単一電源で駆動する。
【0018】
この上段のPNPスイッチングトランジスタTrU+には、ベース駆動回路3が設けてある。
【0019】
ベース駆動回路3は、図2に示すように、シャント用のNPNトランジスタQ2、入力抵抗R1、ダイオードD1、コンデンサC、バイアス抵抗R4、放電用抵抗R2及び増幅用のトランジスタQ1とで構成されている。
【0020】
すなわち、シャント用のNPNトランジスタQ2のコレクタ端子とエミッタ端子は、PNPスイッチングトランジスタTrU+のエミッタ端子とベース端子に接続してある。
【0021】
また、ダイオードD1は、カソード端子をコンデンサCの一方の端子と接続して直列回路Sとし、その直列回路SのダイオードD1のアノード端子を前記PNPスイッチングトランジスタTrU+のベース端子側にして入力抵抗R1と並列に接続してある。
【0022】
そして、その直列回路SのダイオードD1のカソード端子とコンデンサCの接続点をシャント用NPNトランジスタQ2のベースと接続してある。
【0023】
また、前記接続点とコンデンサCの他端(コンデンサと並列)に放電用抵抗R2を接続してスイッチング時に不要な電荷を放電できるようにしてある。
【0024】
増幅用のトランジスタQ1は、コレクタ端子を入力抵抗R1と接続し、エミッタ端子を抵抗R4を介してマイコンのポートP1に接続してある。また、ベース端子は抵抗R3を介して電源+VDDに接続してあり、ベース端子とエミッタ端子にダイオードを逆接続してある。そのため、増幅用トランジスタQ1は、VBE=0.6VとなるようにPNPスイッチングトランジスタTrU+のベース電流をエミッタ端子の入力電圧(ポートP1の出力電圧)に応じて流せるようになっている。
【0025】
なお、図のD2はフライホイールダイオードである。
【0026】
この形態は、上記のように構成されており、ベース駆動回路3の動作を述べることにより、本願のスイッチング回路を説明する。
【0027】
いま、マイコンのポートP1が「L」になると、トランジスタQ1がONとなり、ベース電流が流れてステータコイル駆動用のPNPスイッチングトランジスタTrU+がONになる。このとき、べース電流(IB =IB1+IB2)は、入力抵抗R1を流れるとともに、入力抵抗R1と並列に接続された直列回路SのダイオードD1を流れ、コンデンサCを図の極性で充電する。
【0028】
このときの充電電圧は、ベース電流IB1によって入力抵抗R1の両端に生じる電圧降下をVR とし、同じくダイオードD1による電圧降下をVF とすると、
VR −VF
となる。
【0029】
次に、マイコンのポートP1が「H」になると、トランジスタQ1はOFFとなり、ベース電流IB は流れなくなるが、このとき、充電されたコンデンサCの電荷がNPNトランジスタQ2のベースに流れ、NPNトランジスタQ2をONにする。そのため、ONになったNPNトランジスタQ2が、PNPスイッチングトランジスタTrU+のエミッタ端子とベース端子とを導通し、ベースに残る余剰キャリアを電源へ流して即座に消滅させる。
【0030】
このとき、通常は、PNPスイッチングトランジスタTrU+は、余剰キャリアの残っている期間(蓄積時間)ONし続けることになるが、そうならずに瞬時にOFFとなる。
【0031】
その結果、PNPスイッチングトランジスタTrU+のON→OFFへの時間が短縮し、20KHz前後のキャリア周波数でのPWM制御が可能になる。
【0032】
また、PNPスイッチングトランジスタTrU+のスイッチングのOFF時間が短くなりスイッチングロスが低減するので、不要な発熱を抑えることも可能となる。
【0033】
そのため、放熱部品も小型化できる。さらに、発熱を抑えられるので、駆動回路の信頼性も向上し、安全性を高めたスイッチング回路を製作することが可能となる。
【0034】
したがって、安全、かつ、小型で信頼の高いブラシレスモータの駆動回路を提供できる。
【0035】
図3に第2実施形態として、図1のベース駆動回路3のダイオードD1の信頼性の向上を図れるようにした回路を示す。
【0036】
すなわち、図1の回路では、ベース駆動回路3のシャント用のトランジスタQ2を動作させるコンデンサCへの充電は、先にも述べたとおり、図2のように、入力抵抗R1と並列に接続された直列回路SのダイオードD1を介して行われる。
【0037】
その際、コンデンサCは、ダイオードD1→コンデンサCという充電経路で充電されることになり、コンデンサCに流れる過大な電流によってダイオードD1が破損する場合がある。このため、ダイオードD1の信頼性を著しく低下させることになる。これに対抗するためには、ダイオードD1に容量の大きなものを用いて破損しないようにしなければならず、コストの増加を招く問題も生じる。
【0038】
そのため、この形態は、図3に示すように、ダイオードD1のカソードとコンデンサC間に電流制限抵抗R5を設けたものである。
このように電流制限抵抗R5を設けたものでは、マイコンのポートP1が「L」になり、トランジスタQ1がONとなって、ONとなったトランジスタQ1によってベース電流が流れて、PNPスイッチングトランジスタTrU+がONになる。すると、導通したダイオードD1によって電流制限抵抗R5を介してコンデンサCが充電される。
【0039】
このとき、電流制限抵抗R5の電圧降下をVR 、ダイオードD1の電圧降下をVD1とすると、コンデンサCの充電電圧は、
VR −VD1
で表され、充電電流IC は、
IC =VR −VD1/R5
となり、電流制限抵抗R5で制限される。
【0040】
このように、充電電流IC を制限することができるので、ダイオードD1が破損しないようにでき、その結果、ダイオードDの信頼性を著しく向上し、安全なスイッチングを可能にすることができる。また、周波数に応じた充電電流IC を設定して、過不足のない適切な容量のダイオードDを選定することもできるので、コストの低減もはかれる。
他の作用効果については第1実施形態と同じなので、その説明は省略する。
【0041】
【発明の効果】
以上のように構成したことにより、PNPトランジスタの蓄積効果によるスイッチング回路の速度の低下を解消することができる。また、単一電圧の電源を使用し、簡単な回路構成で、かつ、高い周波数までスイッチングすることができるDCブラシレスモータの駆動回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図1】第1実施形態の回路図
【図2】図1の要部の回路図
【図3】第2実施形態の回路図
【図4】(a)、(b)従来例の回路図
【図5】図4(a)の要部の回路図
【図6】図4(b)の要部の回路図
Claims (2)
- PNPスイッチングトランジスタ(Tru+)のエミッタ端子とベース端子にNPNトランジスタ(Q2)のコレクタ端子とエミッタ端子を接続するとともに、前記PNPスイッチングトランジスタ(Tru+)の入力抵抗(R1)と並列に、ダイオード(D1)のカソード端子とコンデンサ(C)の一方の端子とを接続した直列回路を、ダイオード(D1)のアノード端子を前記PNPスイッチングトランジスタ(Tru+)のベース端子側にして接続し、かつ、前記直列回路のカソード端子とNPNトランジスタ(Q2)のベース端子を接続したスイッチング回路において、
上記直列回路のダイオード(D1)のカソード端子とコンデンサ(C)の接続点間に、電流制限抵抗(R5)を設けたスイッチング回路。 - 上記請求項1に記載のPNPスイッチングトランジスタ(Tru+)がDCブラシレスモータのステータコイル駆動用の出力トランジスタであることを特徴とするDCブラシレスモータの駆動回路。
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