JP2005515744A - スイッチング回路およびその作動方法 - Google Patents

Abstract

本発明は、スイッチング回路の出力において、ある電圧で電気信号を生成することが可能な第１および第２のスイッチを備えるブリッジ回路のようなスイッチング回路に関する。また、本発明は、このようなスイッチング回路の作動方法に関する。このスイッチング回路は、＋ＶｓのＤＣ信号を受けるように作動可能な入力と、出力と、オンおよびオフ状態の様々な組合せの間のスイッチングが、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスを伴う電気信号を該出力で生成するように、オンおよびオフ状態の間でスイッチングされる第１および第２のスイッチング信号に応答して作動可能な第１および第２のスイッチと、該スイッチング回路における電圧オフセットを示す信号を生成する電圧センサとを備える。このスイッチング回路における電圧の影響は、上記電圧センサによって生成される信号を用いることによって補償することができる。

Description

本発明は、スイッチング回路の出力において、ある電圧で電気信号を生成することが可能な第１および第２のスイッチを備えるスイッチング回路に関する。また、本発明は、このようなスイッチング回路の作動方法に関する。

上記スイッチング回路は、要求された電圧に従って、ブリッジ回路の出力に接続された負荷の両端に電圧を生成するように作動するブリッジ回路を備える。例えば、本発明の現在意図されている用途は、非常に高い公差を満たさなければならない、電磁石によって生じた要求される力に応答して該電磁石を駆動する場合である。該電磁石によって生じた力は、電流または電圧の制御は、該電磁石によって生じる力に影響を及ぼすため、電流要求または電圧要求のいずれかに応答して制御することができる。また、電流コントローラは、力要求に応答して作動させることができるが、このことは、電流または電圧要求に変換しなければならない。要求された電圧を上記電磁石の両端に設定している状態で、該電流コントローラが、電圧要求モードで作動している場合でも、このことは、当然、該電磁石を通って流れる電流に影響を及ぼすことになるため、用語「電流コントローラ」は、電圧または電流または電界要求に応答する動作をカバーするのに用いられる。

上記電流コントローラが、電圧要求に応答して作動する場合、電磁石に関連する大きなインダクタンスが、該電磁石の両端に印加される平均電圧におけるドリフトに円滑に追従するような該電流の遅い応答時間につながるため、高周波電圧パルスを該電磁石に印加してもよい。

公知のスイッチング回路を図１に示す。図を見て分かるように、該スイッチング回路は、一つの電磁石を、その出力の両端に接続した電磁石を有するハーフブリッジを備える。該電磁石の両端電圧の制御は、該ブリッジ回路の対向するアームに配置された一対のトランジスタをスイッチングして（他方の対向アームは、上記ハーフブリッジ回路を完成させるためにダイオードを含んでいる）、＋Ｖｓと−Ｖｓとの間で上記電磁石の両端電圧の極性を交番することによって実施される。電流または電圧要求が受け入れられて、この要求に合わせるためにスイッチング信号が生成される。このスイッチング信号は、符号ＡおよびＢで示される箇所に供給されて、上記トランジスタが、最大および最少導通状態間でスイッチングされるように該トランジスタを制御する（該トランジスタの線型領域は、電力効率が悪いために用いられない）。上記ハーフブリッジ回路のダイオードは、電流が、上記電磁石のみを通って、この場合、図１における右から左への一方向に流れることを保証する。上記電流コントローラは、両トランジスタがオンし（例えば、導通し）、＋Ｖｓの電圧が上記電磁石の両端に印加され、また、上記トランジスタがオフし（例えば、非導通であり）、−Ｖｓの電圧が該電磁石の両端に印加されたときに、該トランジスタが同時にスイッチングされるように作動される。＋Ｖｓおよび−Ｖｓにおけるデューティサイクルは、その期間において上記電磁石へ供給される平均電流を決定するが、該電磁石のインダクタンスというものは、電流が各電圧パルスと鋭敏に一致するよりもむしろ、電圧に円滑に追従することを保証するものであるということを思い起こす。すなわち、上記トランジスタを適切な時刻にスイッチングすることにより、所望の電流を上記電磁石へ供給することができる。ＤＣ電源に戻すことができない、上記電磁石から引っ張られた電流を保持するために、リザーバキャパシタが含まれている。

これらのデューティサイクルを生成するパルス電圧信号は、上記トランジスタに供給されるパルススイッチング信号を用いて実施される。該スイッチング信号は、アナログ実施機構によるパルス幅変調構成に従って変調され、その結果、一期間内の該パルス幅は、＋Ｖｓでのパルスが、−Ｖｓでの残りの時間に対して変化して、所望の電流を生成するように変化する。別法として、従来よく知られているように、パルス密度変調構成を用いてもよい。

上述したスイッチング回路に伴う問題は、該回路の様々なパーツの両端電圧には、上記電磁石の両端で生成された電圧を、所望の電圧と異ならせる若干のオフセットがあるということである。これらの電圧オフセットは、（電力供給によるリプルおよび、特に上記リザーバキャパシタが充放電するときに変化する該リザーバキャパシタの両端電圧により）＋Ｖｓ程度の公称値のＤＣ電源の変動によって、および、上記ダイオードおよびトランジスタの固有抵抗によって生じる該ダイオードおよびトランジスタの両端の電圧の降下によって生じる可能性がある。また、構成素子の遅い応答時間は、所望の変化に遅れる、上記電磁石に供給される電圧の遅い変化を引き起こす。これらの影響が修正されない場合、その期間中に上記電磁石に供給される平均電圧は、要求される電圧に合わないであろう。

第１の態様から、本発明は、＋ＶｓのＤＣ信号を受けるように作動可能な入力と、出力と、オンおよびオフ状態の様々な組合せの間のスイッチングが、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスを伴う電気信号を該出力で生成するように、オンおよびオフ状態の間でスイッチングされる第１および第２のスイッチング信号に応答して作動可能な第１および第２のスイッチと、スイッチング回路における電圧オフセットを示す信号を生成する電圧センサとを備えるスイッチング回路に存する。

上記電圧センサを用いて上記スイッチング回路における電圧オフセットを示す信号を生成することにより、該スイッチング回路における電圧の影響を補償することができる。上記電圧センサが測定または判断する情報は、上記スイッチング回路の使用に従って、および該スイッチング回路に接続されているものに従って変化してもよい。

任意に、上記電圧センサは、上記ＤＣ信号の変動を測定するように配置される。上記ＤＣ電源の測定されたいかなる変動も、３つのレベル＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓにおける上記出力の相対的なデューティサイクルを調整することによって補償することができる。このことは、上記ＤＣ電源自体の測定値を用いることにより、あるいは、該ＤＣ電源の公称電圧＋Ｖｓからのずれの測定値を用いることにより実施することができる。

有利には、上記電圧センサは、上記ＤＣ信号の予測値を示す信号を生成するために配置してもよい。このことは、上記電圧センサの遅延が、上記スイッチング回路の上記ＤＣ電源の変動に対する応答における容認できない遅れにつながる場合に、特に有用である。適切には、該電圧センサは、該ＤＣ信号を測定するために配置された限定インパルス応答フィルタを含む。

好ましくは、上記電圧センサは、上記スイッチング回路におけるダイオードおよび／またはトランジスタの両端の電圧降下を示す信号を生成するように作動可能である。このような電圧降下は、所望の電圧から離れた上記出力に供給される電圧の不一致につながる可能性がある。

便利には、上記電圧センサは、上記出力を通じて流れる電流を測定するために配置してもよく、また任意に、該電圧センサは、該出力を通じて流れる電流の測定、およびダイオードおよび／またはトランジスタの抵抗値に関して、上記スイッチング回路における上記ダイオードおよび／またはトランジスタの両端の電圧降下を示す信号を生成するように作動可能であってもよい。このことは、当然、公知のオームの法則の関係、すなわちＶ＝ＩＲを用いることであり、また、上記ダイオードまたはトランジスタを流れる電流を反映する、該ダイオードまたはトランジスタの両端の電圧降下の測定を可能にする。この精度が必要ない場合、上記電圧センサは、その時に該ダイオードまたはトランジスタを通って流れる電流に関係なく、該ダイオードまたはトランジスタに対して対応する電圧降下を単に生成してもよい。

任意に、上記スイッチング回路は、電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受ける入力と、出力と、それぞれ第１および第２のスイッチを有する第１および第２のアームとを有するブリッジ回路を備え、該第１および第２のアームは、該出力の対向端部に接続されている。

適切には、上記ブリッジ回路は、ダイオードを有する第３および第４のアームを備えたハーフブリッジであってもよい。有利には、上記第１および第２のスイッチは、トランジスタであってもよく、また、任意に、該ブリッジ回路の出力の両端に電磁石を接続してもよい。

任意に、上記スイッチング回路は、上記第１および第２のスイッチング信号をノイズシェープするように作動可能なノイズシェーパをさらに備えてもよい。このことは、上記スイッチング回路が、量子化ノイズを生じるディジタルスイッチング機構に従って作動される場合に有益である。このノイズは、ＰＷＭ量子化機構における最も近い利用可能な幅に割り当てられた最適な幅を有しなければならない上記スイッチング信号のパルス性によって生じる。上記最適な幅と最も近い利用可能な幅との間のほとんど避けられない差は量子化誤差であり、それは、該スイッチング回路の出力に供給される電圧に見られる量子化ノイズを形成する連続的な量子化誤差である。ノイズシェーパを含むことは、第１および第２のスイッチング信号における、従って、出力に供給される信号における、量子化ノイズを低減するという点で、非常に有利である。ノイズシェーピングは、当該周波数においてノイズの抑制があるように、上記出力信号のノイズスペクトルをシェーピングすることによって実施される。この効果は、当該帯域の外側の他の周波数における増加したノイズを犠牲にして実現される。

有利には、上記ノイズシェーパは、２次ノイズシェーパ、例えば、直前の２つの期間における量子化誤差を補正するノイズシェーパであってもよい。

第２の態様によれば、本発明は、電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受ける入力と、その両端に接続された電磁石を有する出力と、第１および第２のスイッチをそれぞれ有する第１および第２のアームであって、上記電磁石の対向端部に接続されている第１および第２のアームとを備えるブリッジ回路を作動させる方法であって、（ａ）一つの期間において、該電磁石に供給すべき電気信号の所望の電圧を示す電圧要求信号を受ける工程と、（ｂ）上記電圧要求信号に関して、第１および第２のスイッチング信号を生成する工程と、（ｃ）上記第１および第２のスイッチング信号を、上記期間中にそれぞれ上記第１および第２のスイッチに印加する工程とを備える方法に存する。該スイッチング信号は、上記スイッチを、オンおよびオフ状態の間で切り替えさせ、上記第１および第２のスイッチのオンおよびオフ状態の様々な組合せ間のスイッチングは、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスによって、上記電磁石の両端に電気信号を生成する。上記第１および第２のスイッチング信号は、上記期間中に上記電磁石に供給される電気信号の平均電圧が、所望の電圧に実質的に等しいように生成される。

＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでのパルスを用いることにより、上記期間中に、＋Ｖｓ〜−Ｖｓの平均電圧を生成することが可能になる。例えば、０．５Ｖｓの電圧が必要な場合、＋Ｖｓの電圧を、上記期間の半期に上記電磁石に、また０Ｖの電圧を残りの半期に印加することができる。

また、上記電磁石の両端に印加される電圧の制御は、その期間に該電磁石を流れる平均電流を制御する。該電磁石を流れる平均電流は、該電磁石の両端の電圧および上記回路の構成素子（例えば、該電磁石のインダクタンス、該回路のキャパシタンス）に従って変化する。一般に、＋Ｖｓの電圧は正の電流を与え、０Ｖの電圧に対するスイッチングは、徐々にゼロまたは負の値に減少する電流をもたらし、−Ｖｓに対するスイッチングは、急速にゼロまたは負の値に減少する電流をもたらす。フルブリッジ回路を使用した場合、電流は、上記電磁石を介して両方の方向（例えば、正および負の電流）で流れることができ、ハーフブリッジを使用した場合には、該電磁石を通る一方向の電流のみが可能である。

上記電磁石によって見られる電圧は、以下に示すように、上記第１および第２のスイッチの状態に依存する。両スイッチがオンの場合、該電磁石は、＋Ｖｓの電圧を示す。両スイッチがオフの場合には、該電磁石は、−Ｖｓの電圧を示す。そして、一方のスイッチがオンで、他方のスイッチがオフの場合には、どの方向に発展するかに関係なく、上記電磁石は０Ｖの電圧を示す。

バイポーラスイッチング、例えば、３つの電圧レベル＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓの間のスイッチングは、ユニポーラスイッチング、例えば、＋Ｖｓ、−Ｖｓのみの間のスイッチングを用いる従来のコントローラよりも有利である。例えば、追加的な１ビットの解像度は、Ｖｓの電圧降下は、ユニポーラスイッチングで得られた２Ｖｓの電圧降下よりも可能であるので、所定のタイミングクロック周波数に対してバイポーラスイッチングを用いて得られる。別法として、同じ解像度は、半分のタイミングクロック周波数のみを用いて得ることもできる。

好ましくは、上記第１および／または第２のスイッチング信号のパルス幅は、該パルス幅が、上記ＤＣ電源の変動を補償するように、該ＤＣ信号を示す電圧信号に関して生成される。該ＤＣ電源の電圧変動は、それ自体を、上記電磁石によって示される電圧のパルス増幅変調として表わすため、所望の電圧は、期間中に電磁石によって示される平均電圧によって達せられない。上記第１および／または第２のスイッチング信号のパルスに幅を加えることによりまたは該パルスから幅を減ずることにより、失われたまたは増幅した振幅は、上記電磁石によって示される電圧パルスの幅を調整することによって補償することができる。

任意に、上記電圧信号は、上記ＤＣ電源の変動の予想測定値を得るフィルタを通過する。このことは、上記電圧信号を中継する際の限定された応答時間の問題、および連続する期間中に上記スイッチング信号を生成する際の問題を軽減する。該電圧信号は、限定インパルス応答フィルタを通過してもよい。

上記第１または第２のスイッチング信号のパルス幅は、上記ブリッジ回路におけるダイオードおよび／またはトランジスタの両端の電圧降下を補償するために、幅の追加を含むように生成してもよい。適切には、幅の追加は、上記電磁石を流れる電流を示す電流信号および上記ダイオードまたはトランジスタの対応する抵抗に関して計算してもよい。これらの電圧降下が補償されない場合、該電磁石によって示される電圧は、所望の電圧よりも小さくなる。

任意に、上記第１または第２のスイッチング信号のパルス幅は、上記第１または第２のスイッチにおける遅い応答時間によって引き起こされる電圧オフセットを補償するために、追加的な幅を含むように生成される。上記スイッチの応答の遅さは、上記電磁石に供給される電圧に見られるパルスの傾斜する立ち上がりおよび立ち下がりにつながる。該傾斜が等しくない場合、上記期間中に該電磁石に供給される平均電圧は、所望の電圧に合わないであろう。

好ましくは、上記スイッチング回路は、電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受ける入力と、出力と、第１および第２のスイッチをそれぞれ有する第１および第２のアームとを有するブリッジ回路を備え、該第１および第２のアームは、該出力の対向端部に接続されている。有利には、該ブリッジ回路は、ダイオードを有する第３および第４のアームを有するハーフブリッジであってもよい。任意に、上記第１および第２のスイッチはトランジスタでもよく、上記方法は、それぞれ該トランジスタを流れる実質的に最大および実質的に最少の電流に応じて、該トランジスタをオン状態とオフ状態との間で切り替える工程を備える。該トランジスタは、例えば、ＭＯＳＦＥＴトランジスタであってもよい。

任意に、上記方法は、パルス状の第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備えてもよい。このことは、全てディジタルの実装を可能にするので有利である。パルス状スイッチング信号の使用は、上記電磁石の両端に生じる電圧もパルス状であることを意味するが、０Ｖベースラインに対して＋Ｖｓおよび−Ｖｓのパルスがある。

別法として、信号がしきい値を越えたときに行われる上記トランジスタのスイッチングに対して、連続的に変化する信号を用いることができる。このことは、一部がアナログの実装を可能にする。

好ましくは、上記方法は、上記第１および第２のスイッチは、同時に切り替えられないという規則に従って、上記第１および第２のパルス状スイッチング信号を生成する工程を備える。一度に１つのみのスイッチを作動させることは、上記電磁石の両端に生じる電圧降下を、各スイッチング発生時に半減させることができるので有利である。このことは、従来の電流コントローラに伴って発生する２Ｖｓの電圧降下が、上記電磁石の絶縁破壊電圧以上かまたは該絶縁破壊電圧に近い場合に特に有利である。逆に、バイポーラスイッチングを採用すると、上記トランジスタをスイッチングするときに、絶縁破壊の恐れなく、上記ブリッジ回路を高電圧ＤＣ源から作動させることができる。さらに、パルス繰り返し周波数の高調波における出力波形中の好ましくない成分の電力が、固定された高いレベルから低いレベルに低減され、これは、上記信号が低下したときに低下する。

上記方法は、上記信号が、期間毎に２つ以上のパルスを有しないという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備えてもよい。有利には、このことは、上記スイッチを切り替えなければならない回数を最少化し、それにより電力損失を低減する。

好ましくは、上記方法は、どのパルスも、期間の中心に関して対称的に配置すべきであるという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備えてもよい。これは、いわゆる均一パルス幅変調であり、上記期間の中心に関して対称的である電圧を示す電磁石をもたらす。立ち上がりまたは立ち下がりパルス幅変調等の他の形態のパルス幅変調が可能である。

任意に、上記方法は、パルスを対称的にセンタリングできない場合には、非対称パルスのより長くかつより短い側が、連続するパルスに対して、立ち上がり側と立ち下がり側との間で交番されるという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備えてもよい。例えば、一つの期間が、偶数のタイミングクロックサイクルを超えて伸びた場合、奇数のクロックサイクルを占めるパルスは、該期間内で対称的に生成することができず、一方のクロックサイクルは、別の対称的なパルスの立ち上がりまたは立ち下がりに付加しなければならない。本願明細書中で定義した上記方法を実行することにより、ノイズが抑制され、これは、常に立ち上がりに、または常に立ち下り側に重みを付加することによって生じるものではない。

任意に、上記方法は、パルス幅変調構成に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備えてもよい。スイッチングシーケンスをパルス幅変調（ＰＷＭ）構成に変調することは、上記電磁石によって示されるパルス状電圧も、ＰＷＭ構成に変調されることを意味する。これは、上記スイッチング信号のいずれかにパルスエッジがあるたびに、該電磁石によって示される電圧が歩進するためであり、すなわち、該スイッチング信号のエッジ位置は、該電磁石の両端電圧のエッジ位置を決める。該スイッチング信号は、（例えば、オン／導通またはオフ／非導通する上記スイッチに応じて高い値および低い値を伴う２つのレベルに対して）ディジタル変調を有してもよいが、上記ブリッジにおけるオンおよびオフ状態のスイッチの組合せは、該電磁石によって示される３つのレベルのバイポーラＰＷＭ電圧をもたらす。

好ましくは、上記方法は、上記第１および第２のスイッチング信号をノイズシェープする工程を備えてもよい。有利には、このノイズシェーピングは、２次ノイズシェーピング、つまり、直前の二つの期間における量子化誤差を補正するノイズシェーピングであってもよい。

任意に、上記方法は、一つの期間内で、上記電磁石へ供給すべき所望電流を示す電流要求信号を受けて、該所望電流に実質的に等しい電流によって該期間中に該電磁石へ供給される電気信号を生じる、該電磁石へ印加すべき電気信号の所望電圧を示す電圧要求信号を算出する工程を備えてもよい。このようにして、上記電流コントローラは、対応する電圧要求を局所的に計算することにより、電流要求を行って作動してもよい。

任意に、上記電圧要求信号を計算する工程は、出力に接続された負荷の負荷特性のモデルを参照して実行される。例えば、上記所望電流を生成する所望の電圧を一覧表にしたルックアップテーブルを構成してもよい。別法として、所望電圧が所望電流を算出できるように、多項関係または相似関係を導いてもよい。

好ましくは、上記電圧要求信号を生成する工程は、上記出力を流れる電流を示す電流信号を参照して実行してもよい。このようにして、上記所望電流と、上記出力において測定された実際の電流とのいかなる差も補正する調整を行うことができる。このことを実施する一つの方法は、該所望電流と実際の測定した電流との差を計算し、上記電圧要求を算出する前に、該電流要求信号からこれを減ずることである。

また、本発明は、コンピュータおよび／または上記ブリッジ回路と関連する他の処理手段でコンピュータプログラムが実行されているときに、本願明細書に記載した上記方法工程を実行するプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラムに存する。さらに、本発明は、コンピュータおよび／または上記ブリッジ回路と関連する他の処理手段でコンピュータプログラムが実行されているときに、本願明細書に記載した上記方法工程を実行するコンピュータ読取り可能な媒体に格納されたプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム製品に存する。

次に、本発明を、添付図面を参照して、単に例証として説明する。

本発明の上記方法に従って作動できる電流コントローラを、図２の概略図に示す。明らかなように、該電流コントローラは、電磁石１０に電流を供給する。電磁石１０は、例えば、共振しやすい可動機械を支持する浮き台を浮揚させて、周囲の構造から共振を絶つために使用される電磁石からなるアレイのうちの一つであってもよい。

この実施の形態においては、上記電流コントローラは、電圧要求信号１２に応答して、電磁石１０に電流を供給する。電圧要求信号１２は、電磁石１０によって生成すべき所望の力に従って生成される。例えば、電圧要求信号１２は、上記可動機械を支持する上記浮き台の振動に関する情報を、連続する期間に、多数のモーションセンサから集めるグローバルコントローラ（図示せず）によって生成することができる。そして、該グローバルコントローラは、各連続する期間中に共振を低減するために、各電磁石１０によって生成しなければならない力を決定する。該力が一旦、決まると、該グローバルコントローラは、各連続する期間に電磁石１０に印加すべき必要な電圧を計算し、所望の力を実現して、これを上記電流コントローラに電圧要求信号１２として供給する。別法として、該グローバルコントローラは、所望の力を示す信号を該電流コントローラへ供給し、該電流コントローラは、対応する電圧要求信号１２を局所的に計算する。

電磁石１０に供給された電流は、図１に示したものに相当するハーフブリッジ回路１４の形態のスイッチング回路によって調整される。ハーフブリッジ回路１４は、その対向するアームが、一対のダイオード１６と一対のトランジスタ２０ａ、２０ｂとを有するブリッジを備える。ハーフブリッジ回路１４への供給入力は、後に詳述するフィルタリングしたＤＣ電源２２として得られる＋ＶｓのＤＣ電圧で供給される。電磁石１０は、ハーフブリッジ回路１４の出力の両端に接続されている。

スイッチング信号２４ａ、２４ｂは、箇所Ａ、Ｂにおいてそれぞれトランジスタ２０ａ、２０ｂに印加される。該トランジスタは、ＭＯＳＦＥＴ型のものでもよいが、他の一般に使用可能なタイプも同様に使用可能である。トランジスタ２０ａ、２０ｂは、電力損失が大きいそれらのコンダクタンスの線型領域を用いるのではなく、オン状態とオフ状態の間で、例えば、最少電流の状態と最大電流の状態との間で作動される。スイッチング信号２４ａ、２４ｂは、それぞれ、トランジスタ２０ａ、２０ｂを制御して、ハーフブリッジ回路１４を、３つのモードのうちの１つで作動させる。

第１のモードにおいては、両トランジスタ２０ａ、２０ｂは、「オン」に切り替えられ、例えば、導通状態に切り替えられ、その結果、電磁石１０は、＋Ｖｓの電圧を示し、
電流が、電磁石１０を通って順方向にトランジスタ２０ａからトランジスタ２０ｂへ、つまり、右から左へ流れる。

第２のモードにおいては、トランジスタ２０ａ、２０ｂの一方が「オン」に切り替えられ、他方が「オフ」、つまり、非導通状態に切り替えられる。容易に分かるように、このモードにおいて、電磁石１０は、０Ｖの電圧を示し、電流は、ハーフブリッジ回路１４の一方のループを通ってのみ流れることが可能である。トランジスタ２０ａがオンに切り替えられ、かつトランジスタ２０ｂがオフに切り替えられると、電流は、図１に示すハーフブリッジ１４の上方のループに流れる。逆に、トランジスタ２０ｂがオンに切り替えられ、かつトランジスタ２０ａが切り替えられると、電流は、図１に示すハーフブリッジ１４の下方のループに流れる。しかし、トランジスタ２０ａ、２０ｂのどちらがオンしどちらがオフしているかに関係なく、電流は常に電磁石１０を通って右から左へ流れ、この電流は、該電流経路における抵抗損失に従って大きさが低下する。

最後に、第３のモードにおいは、両トランジスタ２０ａ、２０ｂがオフになる。リザーバキャパシタ２６は、フィルタリングされたＤＣ電源２２の両端に接続され、電磁石１０の大きなインダクタンスは、電流が、電磁石１０を通って、両ダイオード１６を通る逆の経路に沿って流れることを保証する。この結果、電磁石１０は、−Ｖｓの電圧を示し、再び電流は、電磁石１０を通って右から左へ流れる。この電流は、リザーバキャパシタ２６が抵抗性損失によって放電するため、その大きさは減少する。

上記の構成は、電磁石１０を通る単一方向の電流をもたらすことを認識されたい。また、この電流は、適切なスイッチング信号２４ａ、２４ｂをそれぞれトランジスタ２０ａ、２０ｂに供給して、電磁石１０の両端に＋Ｖｓ、０Ｖまたは−Ｖｓの電圧を設定することによって制御することができることは明白である。

各連続する期間のスイッチング信号２４ａ、２４ｂは、電圧要求信号１２に応答して作動可能なスイッチング信号生成器システム２８によって生成される。いずれか１つの期間中に電磁石１０を通って流れる平均電流は、デューティサイクルを、該期間中に、電圧レベル＋Ｖｓ、０Ｖまたは−Ｖｓの各々で交番することによって変化させてもよい。電流の最大の増加は、期間を通して設定されている＋Ｖｓの電圧に対応し、電流の最大の減少は、期間を通して設定されている−Ｖｓの電圧に対応する。

電圧要求信号１２に応答してスイッチング信号２４ａ、２４ｂを生成するのに加えて、スイッチング信号生成器システム２８は、適切なスイッチング信号２４ａ、２４ｂが生成されたときに、２つの別の信号を考慮してもよい。これらの信号は、電圧センサ信号３０および電流センサ信号３２である。電圧センサ信号３０は、ハーフブリッジ回路１４の入力に与えられたフィルタリングされたＤＣ電源２２の電圧変動の予測手段である。電圧センサ信号３０は、以下に詳細に説明するように、フィルタ３８を通過した後に、ＤＣ電源３６によって供給された電圧の変動を測定する電圧センサシステム３４によって生成される。次に電流センサ信号３２について説明すると、この信号３２は、以下に詳細に説明するように、電磁石１０を通って流れる、ハーフブリッジ回路１４によって生成された電流を測定する電流センサ４０によって生成される。本質的に、電流センサ信号３２は、スイッチング信号生成器システム２８により、トランジスタ２０ａ、２０ｂの電圧降下、およびそのキャパシタンスにより電磁石１０によって示される電圧パルスの遅い立ち上がりおよび立ち下がり時間を計算するために使用される。

スイッチング信号生成器システム２８が、電圧センサ信号３０または電流センサ信号３２に関してスイッチング信号２４ａ、２４ｂを生成することは本質的ではないが、その場合、以下に明らかになるように、優れたノイズ制御を実現することができる。

次に、スイッチング信号生成器システム２８の構成要素について、詳細に説明する。図３ａから最も明白に分かるように、電圧要求信号１２、電圧センサ信号３０および電圧センサ信号３２は、電圧パルス幅生成器４２に流れる。電圧パルス幅生成器４２は、上記期間に対して電圧要求信号１２を合わせるために、該期間に対して必要な電圧パルス幅４４を計算し、電圧センサ信号３０を参照して、フィルタリングされたＤＣ電源２２における電圧変動の予測値を、および電流センサ信号３２を参照して、ハーフブリッジ回路１４における電圧降下を補償する。例えば、電圧要求信号１２が、該期間に対して１／２Ｖｓの電圧を要求する場合、電圧パルス幅生成器４２は、該期間の半分を占める＋Ｖｓのパルスを生成することになり、該期間の残りの半分は、０Ｖに設定される。

そして、計算された電圧パルス幅４４は、ノイズシェーパ４６に流れ、そこで、より高い周波数におけるノイズの増加を犠牲にして、当該周波数においてノイズが抑制されるように、該信号の量子化ノイズがシェーピングされる。ノイズシェーパ４６を図３ｂにより詳細に示し、以下、より詳細に説明する。

ノイズシェーピング後、その結果として生じた電圧パルス幅４８は、トランジスタ２０ａ、２０ｂに流れるスイッチング信号２４ａ、２４ｂのそれぞれに対するパルス幅を計算するスイッチング信号パルス幅生成器５０に流れる。これらのスイッチング信号パルス幅５２は、ノイズシェーパ４６を流れるノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８に対応するように設定される。スイッチング信号パルス幅５２は、トランジスタ２０ａ、２０ｂのスイッチングに追従する電磁石１０の両端の電圧の遅い立ち上がりおよび立ち下がり時間を補償するために、（電圧パルス幅生成器４２およびノイズシェーパ４６を通って届いた）電流センサ信号３２に関して計算される。また、スイッチング信号パルス幅５２は、補償された電圧パルス幅５３を与えるように結合される。

スイッチング信号のパルス幅５２は分かっているので、該信号は、必要な幅量子化構成のビット分解内で最も近い使用可能な量子化レベルに整合させるパルス幅量子化器５４に流れる。量子化されたスイッチング信号パルス幅５６は、対応する量子化された電圧パルス幅５７を計算するのに使用され、該電圧パルス幅は、量子化の範囲内で補償された電圧パルス幅５３とは異なる。スイッチング信号パルス幅５２と量子化されたスイッチング信号パルス幅５６の差、および補償された電圧パルス幅５３と量子化された電圧パルス幅５７の違いは、当然、量子化誤差であり、それらは、それ自体を量子化ノイズとして表わす。量子化された電圧パルス幅５７は、量子化ノイズを低減するために、フィードバックループ５８を介してノイズシェーパ４６へ戻される。

次いで、量子化されたスイッチング信号パルス幅５６は、スイッチング信号２４ａ、２４ｂに対する適切なエッジ位置を計算するスイッチング信号エッジ位置生成器６０に流れる。計算されたスイッチング信号エッジ位置６２は、精密なタイミングクロック６６を参照して、スイッチング信号生成器６４により実際のスイッチング信号２４ａ、２４ｂに変換され、それにより精度および同期を保証する。そして、スイッチング信号２４ａ、２４ｂは、それぞれ、トランジスタ２０ａ、２０ｂの図１の箇所ＡおよびＢに流れる。トランジスタ２０ａ、２０ｂの作動は、電磁石１０の両端の電圧を、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓの値の間で変化させ、それにより、量子化された電圧パルス幅５７に整合する量子化された電圧パルスを形成する。

図３ａのノイズシェーパ４６を、図３ｂにより詳細に示す。図を見て分かるように、電圧パルス幅４４は合流点６８に流れ、そこで、ノイズシェーピングされた量子化誤差７０が減ぜられる。実際には、２次ノイズシェーピング構成が用いられ、最後の１つの期間からのノイズシェーピングされた量子化誤差の重み付けされた分が、減ぜられる前の以前の期間からのノイズシェーピングされた量子化誤差７０と結合される。このことは、以前の期間の量子化誤差により付加または損なわれた追加的な電圧の補償を含む、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８を生成する。そして、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８は、量子化された電圧パルス幅５７が、上述したようにそれから導出される量子化されたスイッチング信号パルス幅５６を生成するのにも用いられるスイッチング信号パルス幅５２を生成するのに用いられる。

量子化された電圧パルス幅５７は、フィードバックループ５８に沿って流れ、量子化誤差７４を与える合流部７２において、補償された電圧パルス幅５３から減ぜられる。それに続いて、量子化誤差７４は、従来よく知られているように、２次ノイズシェーピングを用いて、当該周波数帯の全域で量子化ノイズを抑制するノイズシェーピングフィルタ７６によって処理される。

次に、ノイズシェーピングフィルタ７６によって生成された処理された量子化誤差７８は、該処理された量子化誤差が、連続する期間に、電圧パルス幅４４から減ぜられることを保証するために、符号８０において一期間遅延を通過する。よってネガティブフィードバックが完成する。

次いで、電圧センサシステム３４について、特に図４を参照してより詳細に説明する。上述したように、ハーフブリッジ回路１４への電源入力は、フィルタリングされたＤＣ電源２２によって供給される。これは、ＤＣ電源３６からの信号に含まれる可能性がある電源線リプルをできるだけ取り除くために、フィルタ３８を通過するＤＣ電源３６から得られる。

また、リザーバキャパシタ２６は、電磁石１０を通って流れる電流の変化に応答して充放電するので、ハーフブリッジ回路１４のリザーバキャパシタ２６の両端の電位の変化により、フィルタリングされたＤＣ電源２２の相互変調がある場合がある。相互変調は、それ自体、電磁石１０によって示される量子化された電圧パルスにおける振幅変調として現れる。明らかに、所望の＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのパルスレベルからのずれは、満たされない電圧要求信号１２をもたらし、上記磁石を流れる電流は、（例えば、上記可動機械の振動を絶つために）意図した磁界を生成するのに必要な電流からドリフトする。

フィルタリングされたＤＣ電源２２の不必要な変動を補償するために、予測する電圧センサシステム３４が用いられる。フィルタリングされたＤＣ電源２２の変動のフィードスルーを指示する信号処理遅延手段は、スイッチング信号生成器２８に遅く到達して、有効な補償を実現できる。すなわち、フィードフォワード予測電圧センサシステム３４が用いられる。電圧センサ８２は、図４に示すように、フィルタリングされたＤＣ電源２２を測定する。これらの測定値の逆数が７タップ有限インパルス応答（ｆｉｎｉｔｅ ｉｍｐｕｌｓｅ ｒｅｓｐｏｎｓｅ；ＦＩＲ）フィルタ８６による使用のために符号８４において計算される。これらの要素は、当業者が容易に認識できるように、容易に使用可能である。ＦＩＲフィルタ８６は、次の期間にわたる１／Ｖｓの適当な値を予測するのに使用され、この値を、予想される電圧の増加または減少にそれぞれ比例して、電圧パルス幅４４に重み付けを付加または減じることができるように、電圧センサ信号３０としてスイッチング信号生成器２８へ送る。

電磁石１０の制御品質は、電磁石１０によって示される電圧のために考慮された有限で重要な時間に影響を受けて、トランジスタ２０ａ、２０ｂのうちの一方のスイッチングオフ時に低下する（以下に説明するように他の要因もある）。該電圧の線形性の減少は、電磁石１０に内在する静電容量を放電できるように速く低下できるため引き起こされる。電流は、図２に示す電流センサ４０によって測定され、その結果生じる電流センサ信号３２は、スイッチング信号パルス幅５２を計算して、以前の期間に測定された電流に対応して、電圧の遅い減少を補償するように、スイッチング信号生成器２８へ流れる。

上記電流コントローラの構成要素について説明してきたので、次に、電磁石１０によって示される電圧におけるパルスの幅、およびスイッチング信号２４ａ、２４ｂのパルスの幅が、どのようにして決定されるかに注意して、上記電流コントローラの動作方法について説明する。

各期間は、電圧要求１２に見合うように該期間に、電磁石１０の両端に平均電圧を生じる要求されたスイッチング信号２４ａ、２４ｂも計算するスイッチング信号生成器２８によって受けられる電圧要求１２によって始まる。そしてスイッチング信号生成器２８は、正確なタイミングクロック６６を参照して、該期間に正確に同期させて、スイッチング信号２４ａ、２４ｂをそれぞれトランジスタ２０ａ、２０ｂへ送る。

図３ａを見て最もよく分かるように、電圧要求１２は、電圧パルス幅生成器４２によって受けられる。上述したように、電圧パルス幅４４は、０Ｖのベースラインに対して＋Ｖｓまたは−Ｖｓのどちらかの単一のパルスが使用されると仮定すると、数秒で生成される。電圧パルス幅４４は、（１／Ｖｓ）ｅｓｔと表わすことができる電圧センサ信号３０として供給される上記期間のＶｓの予測測定値に従って、フィルタリングされたＤＣ電源２２の変動に関して生成される。

さらに、ダイオード１６（Ｖｄｉｏｄｅ）およびトランジスタ２０ａ、２０ｂのフォワード電圧降下も考慮される。これらの影響が考慮されない場合には、出力電圧オフセットおよび出力電圧振幅の変化が見られることになる。トランジスタ２０ａ、２０ｂの両端の電圧降下は、典型的な動作条件の間にかなり変化することが知られている。該電圧降下の大きさを予測するために、典型的な動作点に対する対応するデバイスデータシートから、トランジスタ２０ａ、２０ｂのドレイン・ソース抵抗（Ｒ_DS）の値が取得される。この抵抗は、トランジスタ２０ａ、２０ｂのフォワード電圧降下を予測するために、（電磁石１０を流れる電流Ｉｍａｇを与える）電流センサ信号３２と共に用いられる。Ｖｄｉｏｄｅの値は、上記電流コントローラ動作条件にわたって一定であると仮定されるため、上記対応するデバイスデータシートから、典型的な動作点を表わす値を選択することによって得られる。

そして、上記出力電圧の微妙な調節のために、小さなＤＣオフセット電圧補正（Ｖｏｆｆｓｅｔ）が用いられる。この値は、較正によって得られる。

要求された電圧１２（Ｖｄｅｍａｎｄ）は、損失を補償するために、ダイオード１６およびトランジスタ２０ａ、２０ｂの電圧降下の付加によって調整される（オフセットに対する正および負のサインの使用が、正しい補償を保証する）。すなわち、要求された電圧パルス幅４４（Ｗｒｅｑ）は、

から計算することができる。ただし、Ｗｆｕｌｌは、数秒間の最大パルス幅である。この実施例においては、６４ｋＨｚのパルス繰り返し周波数を用い、タイミングクロックの周波数は、１５．６２５の周期幅を示す３２．７６８ＭＨｚであった。当然、他のパルス繰り返し周波数も、ノイズ要求、およびより高い周波数に対処する構成要素の損失または有効性により、代わりになることが可能である。

式（１）から電圧パルス幅４４が、要求された電圧の極性を反映するサインを有し、例えば、該サインは、０Ｖ〜＋Ｖｓの電圧要求１２の場合には正であり、０Ｖ〜−Ｖｓの電圧要求１２の場合には負であることに注意されたい。このサインは、後の計算の全体に媒介される。さらに、電圧パルス幅４４は、０Ｖベースラインから離れた時間の測定値であり、すなわち＋Ｖｓにおけるパルスおよび−Ｖｓにおけるパルスの幅である。

式（１）は、高いレベルの精度をもたらすが、ブラケットの最初のセットに含まれる （Ｖｄｅｍａｎｄ以外の）全てのまたはどの項も含まれる必要はなく、この場合、電磁石１０の性能の低下を許容することができる。

電圧パルス幅４４は、ノイズシェーパシステム４６へ送られて、ノイズシェープした電圧パルス幅４８（Ｗｓｈ）を生成する。これは、上述したように、以前の期間のパルス （Ｗ_QE-1）の幅における量子化誤差を参照して、および、最後の１つの期間のパルス（Ｗ_QE-2）も参照して計算される。ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８は、

で表わされる。ただし、ｆ_PRF は、パルス繰り返し周波数（上述したように、６４ｋＨｚ）であり、またｆｎｏｔｃｈは、上記シェーピングされたノイズのノイズスペクトルにおける必然的なノッチに対して選択された周波数である。本実施形態においては、これは１ｋＨｚになるように選択された。

そして、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８は、スイッチング信号２４ａ、２４ｂのパルスに対して対応する幅を生成するスイッチング信号パルス幅生成器５０へ送られる。しかし、トランジスタ２０ａ、２０ｂをスイッチングする４つのモードがあり、正しいモードを実施しなければならない。従って、次に、それらの４つのモードを、図５ａ〜ｄを参照して詳細に説明する。この点に関して上述したことを要約すると、トランジスタ２０ａ、２０ｂが次のようにスイッチングされた場合、次のような電圧が、電磁石１０によって示される。

図５ａは、スイッチングシーケンスを示し、電圧要求１２は、正の電圧、例えば、０〜＋Ｖｓのためのものである。トランジスタ２０ａ、２０ｂの各スイッチング動作に内在する電力損失を避けるために、デフォルトのスイッチングモードは、一方のトランジスタ２０ａのみが期間中にスイッチングされ、他方のトランジスタ２０ｂは、該期間中は、そのオン状態のままである、いわゆる「Ｂ級」モードである。このようにして、トランジスタ２０ｂにおいては、スイッチングにより電力は損なわれない。また、多くの用途において、電圧要求１２は、多くの連続する期間に正または負のままになりやすいため、一方のトランジスタ２０ａ、２０ｂを、その期間中に不変の状態にしておくことができ、それにより、そのトランジスタ２０ａ、２０ｂのスイッチングに内在するいかなる電力損失も避けられる。図を見て分かるように、スイッチング信号２４ａの単一のパルスは、該期間内の中心で生成されて、電磁石１０の両端に電圧を生成して、単一の対応する＋Ｖｓのパルス（図５ａのハッチングした部分）が、０Ｖのベースラインから立ち上がって、要求された正の電圧を生じている。

図５ｂは、負の電圧、つまり、０〜−Ｖｓに対する電圧要求に対応する第２のモードの動作を示す。ここでも、トランジスタ２０ａ、２０ｂのＢ級スイッチングが用いられ、このとき、トランジスタ２０ａは、その期間中オフ状態のままであり、トランジスタ２０ｂは該期間内に中心パルスを有するそのスイッチング信号２４ｂによってスイッチングされている。電磁石１０によって示された、結果として生じる電圧は、該期間の始めと終わりにおいて０Ｖベースラインから伸びる一対の−Ｖｓのパルスを有する。すなわち、図５ｂでハッチングした２つのパルスは、要求された負の電圧パルスを形成するように結合する。そのため、−Ｖｓのパルスを生じるスイッチング信号２０ｂの中心パルスではなく、むしろ周辺の領域である。従って、それは、電磁石１０によって示される電圧の−Ｖｓのパルスの幅に相当するスイッチング信号２４ｂの中心パルスの幅より小さい該期間の全幅である。上述したように、連続する負の電圧が要求された場合、トランジスタ（この場合２０ａ）を不変状態にしておくことができることを認識されたい。

厳密に言えば、ゼロ電圧が要求されたときに生じる別のモードについて、完全性のために言及すべきである。これは、上記期間中ずっと、トランジスタ２０ａをオフにし、かつトランジスタ２０ｂをオンにすることによって実施することができる。

Ｂ級スイッチングは、両トランジスタ２０ａおよび２０ｂを一つの期間内にスイッチングしなければならない場合の電力損失の低減により好適であり、小さな正の電圧または小さな負の電圧が要求された場合に、相反する要求が生じる。小さな正の電圧の場合、このことは、電磁石１０によって示される電圧を、急速に＋Ｖｓに昇圧した後、０Ｖに下げなければならないため、該電磁石１０によって示される電圧において狭小なパルスをもたらす。小さな負の電圧の場合には、問題は、連続する期間の始めと終わりにおいて、電圧を急速に、−Ｖｓに降圧した後、０Ｖまで上げなければならないということにある。トランジスタ２０ａ、２０ｂの遅い応答および立ち上がりは、パルスの波形縁部に歪みを付加し、電圧制御の不足につながる。これらの影響は、特有の小さなパルスに対して問題になり、立ち上がり波形間の安定した平坦領域が失われる。このことは、上記電流コントローラの線形性の喪失につながる。この問題を克服するために、しきい値パルス幅Ｗｔｈｒｅｓｈが設定され、電圧要求１２を満たすために、該しきい値未満のパルス幅が要求された場合、一つの期間において両トランジスタ２０ａ、２０ｂがスイッチングされるいわゆる「ＡＢ級」に変更される。

図５ｃは、小さな正の電圧要求１２に対するＡＢ級スイッチングの事例を示す。Ｂ級スイッチングを用いて実施した場合、上記しきい値幅未満の電磁石１０によって示される電圧の単一のパルスが生じる。これを避けるために、トランジスタ２０ｂを、期間中ずっとオン状態にして、該トランジスタがスイッチングされて、該期間のほとんどを占める中心オンパルスを生成するのではなく、トランジスタ２０ａがスイッチングされて、上記しきい値幅に要求された幅を加えたものに等しい幅を有する中心オンパルスが生成される。電磁石１０によって示される結果として生じる電位は、小さな下方に伸びるパルスによって−Ｖｓで始まりかつ終わり、この場合両トランジスタ２０ａ、２０ｂはオフであり（実線のハッチング領域で示す）、これは、トランジスタ２０ｂがオンであり、かつトランジスタ２０ａがオフである０Ｖにおける領域に進み、これらの領域は、＋Ｖｓにおける中心パルスで合わさり、この場合、両トランジスタ２０ａ、２０ｂはオンである（破線のハッチング領域で示す）。該ハッチングした領域の幅は、簡単のため誇張されており、また、実際のしきい値幅を測定するのに用いるべきではない。上記期間中の電磁石１０によって示される平均電位は、上記実線でハッチングされた領域よりも小さい上記破線でハッチングされた領域に相当し、これは明らかに、最終的な小さな正の電圧をもたらす。

同様に、図５ｄは、Ｂ級スイッチングを用いるべき場合に、連続する期間に、上記しきい値幅以下である−Ｖｓの幅をもたらすであろう小さな負の電圧要求１２に応答するＡＢ級スイッチングの事例を示す。最少−Ｖｓのパルス幅を維持するために、トランジスタ２０ｂは、期間中のほとんどにわたって中心に伸びるオンパルスを有するようにスイッチングされる。トランジスタ２０ａは、Ｂ級スイッチングの時のようにオフ状態のままにされるのではなく、中心オンパルスを有するようにスイッチングされる。電磁石１０によって示される結果として生じる電位は、−Ｖｓに対応する上記実線でハッチングされた領域が、＋Ｖｓに対応する上記破線でハッチングされた領域よりも大きくなるように結合し、すなわち、小さな負の平均電位を示す電磁石１０をもたらすことを除いて、図５ｃを参照して説明したものに対応する形状を有する。

従って、スイッチングモードのタイプは、次の条件（１）、（２）をテストすることによって決まる。

ただし、Ｗｃａｐは、電磁石１０の静電容量（Ｃｍａｇ）を補償するように計算された幅調節値である。この静電容量は、上述したように、電磁石１０によって示される電圧レベル間に遅い立ち上がり時間および立ち下がり時間を引き起こし、そのため、パルスを人為的に長くするという影響を有する。すなわち、制御は失われる。上記幅調節値は、次式から計算される。

ただし、電磁石１０を流れる電流の最大値（Ｉｍａｇ）または最少電流値（Ｉｍｉｎ）が用いられる。該最少電流値は、ゼロで分割されること、および、小さな電流のみが、電磁石１０を流れる場合に生じる問題を避けるために、この計算で用いる電流の下限に相当する。

条件（１）および（２）をテストすることの結果に適するスイッチングの種類を以下に示す。

そして、スイッチング信号パルス幅５２は、次のように、適切なスイッチングモードに対して計算される。以下の等式において、Ｗ_A およびＷ_B は、それぞれ、スイッチング信号２４ａおよび２４ｂのパルスの幅である。Ｗ_EAおよびＷ_EBは、それぞれスイッチング信号２４ａおよび２４ｂに応答して生成されたパルスの実際の幅における最終的な実効誤差である（これらの値は、較正によって決定される）。Ｗｍｉｎは、ＡＢ級モードの時に付加される固定されたオフセットである。

＋Ｂ級

つまり、トランジスタ２０ａは、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８から静電容量の補償および最終的な実効誤差を減じたパルスを有し、トランジスタ２０ｂは、期間中ずっとオンのままである。

−Ｂ級

つまり、トランジスタ２０ａは、期間中ずっとオフのままであり、トランジスタ２０ｂは、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８を減じ（ノイズシェーピングした電圧パルス幅４８が、−Ｖｓにおける電圧パルス幅を反映するのに対して、我々は、０Ｖにおける中心領域を生成するスイッチング信号のパルスに対する幅を設定することを思い起こす）、かつ静電容量の補償および最終的な実効誤差を減じた全期間幅に等しい中心パルスを有する。

＋ＡＢ級

つまり、トランジスタ２０ａは、上記しきい値幅が越えられることを保障する固定されたオフセットを加え、静電容量の補償および最終的な実効誤差を減じた、ノイズシェーピングされた電圧パルス幅４８のパルスを有し、トランジスタ２０ｂは、最終的な利得が、電磁石１０の両端の出力電圧に生じないことを保証する固定されたオフセットを除き、かつ静電容量の補償および最終的な実効誤差を除いて、期間中ずっとオンのままである。

−ＡＢ級

つまり、−Ｂ級スイッチングの場合と同様であるが、ここで、トランジスタ２０ａは、静電容量の補償および最終的な実効誤差を減じた固定されたオフセット幅を有するパルスを含み、トランジスタ２０ｂは、期間の間の電圧変化の間の最少間隔を保障する固定されたオフセットに対応して、その中心パルスに幅の低減を有する。

スイッチング信号パルス幅５２を計算してきたが、これらの幅５２は、数秒毎であり、また０から該期間の全幅までの範囲のいずれかの値をとることができる（上記パルス繰り返し周波数の逆数、例えば、１５．６２５μｓ）。しかし、最終的なスイッチング信号は変調されたパルス幅であるため、スイッチング信号パルス幅５２は、一つの期間内で使用可能な周期カウントの数に適合するように量子化されるように、正確なタイミングクロック６６の周期カウントに変換しなければならない（パルス繰り返し周波数と正確なタイミングクロック６６の周波数ｆｃｌｏｃｋとの組合せが、期間毎に５１２周期カウントを生じることを言及してきた）。この機能は、スイッチング信号パルス幅量子化器５４によって実行される。

スイッチング信号パルス幅量子化器５４は、以下の単純な式から、周期カウントの数 （トランジスタ２０ａおよび２０ｂに対して、それぞれＮ_A およびＮ_B ）を計算して、それらの値を量子化されたスイッチング信号パルス幅５６として送る。

また、Ｎ_A およびＮ_B は、次式に従って、量子化誤差７４（Ｗ_QE）を計算するのにも用いられる。

そしてＷ_QEは、上述したように、次の期間において、Ｗ_QE-1およびＷ_QE-2として用いられる。

正確なタイミングクロック６６の周期カウントのユニットにおいて、量子化されたスイッチング信号パルス幅５６が分かっている場合、スイッチング信号エッジ位置生成器６０は、該正確な周期カウントを生成し、スイッチング信号２４ａ、２４ｂのエッジが発生する。

上記パルスは、信号歪みを最少化するために、交番奇数非対称を用いて配置される。この歪みは、奇数番の周期カウントのパルスが必要な場合に生じる。このようなパルスは、期間内の中心に配置することができず、エッジが、周期カウントの始めと終わりに一致しなければならないという制約を与える。該パルスが、常に半周期早くまたは半周期遅くなるように配置されている場合には、歪みが結果として生じる。この歪みは、交番奇数非対称を用いることにより、例えば、立ち上がりエッジと立ち下がりエッジとの間のオフセットを該期間の半分で交番することによって最少化される。アルゴリズムを適用すると、トランジスタ２０ａに対するオンエッジ位置およびオフエッジ位置は、次のように与えられる。

Ｎ_A が偶数の場合、ＯＮ_A ＝１／２（Ｎｆｕｌｌ−Ｎ_A ）
その他の場合、ＯＮ_A ＝１／２（Ｎｆｕｌｌ−Ｎ_A ＋ｄ_A ）およびｄ_A ＝−ｄ_A
また、ＯＦＦ_A ＝ＯＮ_A ＋Ｎ_A
ただし、Ｎｆｕｌｌは、周期カウント（５１２）の最大数であり、ｄ_A は、最初、＋１に設定され、その値は、一つの期間から次の期間へ伝えられる。認識されるように、トランジスタ２０ｂに対するエッジ位置は、対応する方法で（例えば、下付き文字「Ａ」と下付き文字「Ｂ」と交換することによって）決定する。

スイッチング信号２４ａ、２４ｂのパルスのエッジ位置が分かっている場合、それらの値は、スイッチング信号エッジ位置６２としてスイッチング信号生成器６４へ送られる。そしてスイッチング信号生成器６４は、スイッチング信号エッジ位置６２を正確なタイミングクロック６６の周期カウントに同期させて、その後、それぞれトランジスタ２０ａ、２０ｂへ送られる実際のスイッチング信号２４ａ、２４ｂを生成する。

すなわち、ハーフブリッジ回路１４は、電圧要求１２に対応して、電磁石１０の両端に平均電圧を生成するように作動する。

当業者は、本発明の範囲を逸脱することなく、本願明細書に記載した上記実施の形態に対して変更例を実施することができることを認識するであろう。

例えば、上記の実施の形態は、グローバルコントローラにより、所望の値に従って生成することができる電圧要求信号１２に応答して、電磁石１０に電流を供給する電流コントローラについて記載している。しかし、該電流コントローラは、電圧要求信号１２ではなく、電流要求信号８８に応答して作動してもよい。この信号は、第１の実施の形態の電圧要求信号１２の生成に関して説明したような方法と同じ方法で、該グローバルコントローラによって生成することができる。

このような構成を図６に示す。この図は、図２と同様であるが、電流要求モードで作動するのに必要な追加的な構成要素を示している。図２からの全ての構成要素（および図３および４に詳細に示す構成要素）は、上記電流コントローラに含まれており、該電流要求モードのこの議論に関連する構成要素のみを、明確化のために図６に示す。図から明らかなように、主な変化は、符号８７で示す制御ループを含んでいることである。

動作の一つのモードにおいては、電流要求信号８８（明確化のために符号８８ａで示す）は、比較器９０において、電流センサ信号３２と比較される。電流センサ信号３２は、電流センサ４０の出力から得られ、電磁石１０の流れる電流の測定を示す。電流センサ信号３２を電流要求信号８８ａと比較することによって、電磁石１０を流れる電流の要求された電流からのずれを示すエラー信号９２が生成される。エラー信号９２は、制御ループ利得と、制御ループフィルタと、電流／電圧転送モデルとを含んで、電圧要求信号１２ａを生成するフィルタ９４に送られる。電圧要求信号１２ａは、３方スイッチ９６を介してスイッチング信号生成器システム２８へ送られる。

上記電流電圧転送モデルの不正確さは、電流センサ４０を用いて制御ループ８７によって補正される。上記電流コントローラの性能は、該電流電圧転送モデルの正確さよりも、電流センサ４０のノイズ性能および精度により依存する。必要に応じて、例えば、最良のダイナミックレンジを与えるために、電流センサの組合せを用いてもよい。

（電流センサ信号３２を介した）電磁石電流のドリフトを補正する制御ループ８７が必要ない動作の代替のモードにおいては、図６に示すように、電流要求信号８８を、符号８８ｂで直接、電圧要求生成器１００へ送ることができる。電圧要求生成器１００は、電圧要求生成器１００が、要求された電流要求８８を生成するのに必要な適切な電圧要求を予測できるように、電磁石負荷特性のモデルを含むフィルタを用いて、電圧要求信号１２ｂを生成する。電圧要求信号１２ｂは、３方スイッチ９６を介してスイッチング信号生成器システム２８へ送られる。当然、電磁石１０へ送られた結果の電流の精度は、電圧要求信号１２ｂを生成する負荷モデルの精度に強く依存する。

必要に応じて、上記電流コントローラは、電圧要求モードまたは電流要求モードのいずれかで作動するように適応させることができる。例えば、３方スイッチ９６は、スイッチング信号生成器システム２８へ送られる電圧要求信号１２を生成するために、フィルタ９４によって生成された電圧要求入力１２ａ、または、電圧要求生成器１００によって生成された電圧要求入力１２ｂ、あるいは、直接電圧要求入力１２ｃ（例えば、グローバルコントローラまたは同等物から電圧要求を直接送るライン）の間で切り替えるために使用することができる。

図１は、ハーフブリッジ回路１４を示す図である。 図２は、本発明の第１の実施の形態に係る電流コントローラの概略図である。 図３ａは、図２のスイッチング信号生成器２８の概略図である。 図３ｂは、図３ａのノイズシェーパ４６の概略図である。 図４は、図２の電圧センサシステム３４の概略図である。 図５ａは、４つの異なるスイッチングモードに対して、単一の期間に、トランジスタ２０ａ、２０ｂに対して図１の箇所ＡおよびＢに与えられるスイッチング信号２４ａ、２４ｂ、および電磁石１０によって示される結果として生じる電圧（簡潔のためにＶｍａｇで示す）を示す図である。 図５ｂは、４つの異なるスイッチングモードに対して、単一の期間に、トランジスタ２０ａ、２０ｂに対して図１の箇所ＡおよびＢに与えられるスイッチング信号２４ａ、２４ｂ、および電磁石１０によって示される結果として生じる電圧（簡潔のためにＶｍａｇで示す）を示す図である。 図５ｃは、４つの異なるスイッチングモードに対して、単一の期間に、トランジスタ２０ａ、２０ｂに対して図１の箇所ＡおよびＢに与えられるスイッチング信号２４ａ、２４ｂ、および電磁石１０によって示される結果として生じる電圧（簡潔のためにＶｍａｇで示す）を示す図である。 図５ｄは、４つの異なるスイッチングモードに対して、単一の期間に、トランジスタ２０ａ、２０ｂに対して図１の箇所ＡおよびＢに与えられるスイッチング信号２４ａ、２４ｂ、および電磁石１０によって示される結果として生じる電圧（簡潔のためにＶｍａｇで示す）を示す図である。 図６は、電圧要求モードまたは電流要求モードのいずれかで作動することができる電流コントローラの第２の実施の形態の一部の概略図である。

Claims (35)

1. スイッチング回路であって、＋ＶｓのＤＣ信号を受けるように作動可能な入力と、出力と、オンおよびオフ状態の様々な組合せの間のスイッチングが、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスを伴う電気信号を上記出力において生成するように、オンおよびオフ状態の間でスイッチすべき第１および第２のスイッチング信号に応答して作動可能な第１および第２のスイッチと、上記スイッチング回路における電圧オフセットを示す信号を生成する電圧センサとを備えるスイッチング回路。
2. 上記電圧センサは、上記ＤＣ信号の変動を測定するように配置される請求項１に記載のスイッチング回路。
3. 上記電圧センサは、上記ＤＣ信号の予測値を示す信号を生成するために配置される請求項１に記載のスイッチング回路。
4. 上記電圧センサは、上記ＤＣ信号を測定するために配置された限定インパルス応答フィルタを含む請求項３に記載のスイッチング回路。
5. 上記電圧センサは、上記スイッチング回路におけるダイオードおよび／またはトランジスタの両端の電圧降下を示す信号を生成するように作動可能である請求項１乃至４のいずれか一に記載のスイッチング回路。
6. 上記電圧センサは、上記出力を通じて流れる電流を測定するために配置される請求項５に記載のスイッチング回路。
7. 上記電圧センサは、上記出力を通じて流れる電流の測定、およびダイオードおよび／またはトランジスタの抵抗値を参照して、上記スイッチング回路における上記ダイオードおよび／またはトランジスタの両端の電圧降下を示す信号を生成するように作動可能である請求項６に記載のスイッチング回路。
8. 上記スイッチング回路は、電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受ける入力と、出力と、それぞれ第１および第２のスイッチを有する第１および第２のアームとを有するブリッジ回路を備え、上記第１および第２のアームは、上記出力の対向端部に接続されている請求項１乃至７のいずれか一に記載のスイッチング回路。
9. 上記ブリッジ回路は、ダイオードを有する第３および第４のアームを備えたハーフブリッジである請求項８に記載のスイッチング回路。
10. 上記第１および第２のスイッチは、トランジスタである請求項８または９に記載のスイッチング回路。
11. 上記ブリッジ回路の出力の両端に電磁石が接続される請求項８乃至１０のいずれか一に記載のスイッチング回路。
12. 上記第１および第２のスイッチング信号をノイズシェープするように作動可能なノイズシェーパをさらに備える請求項１乃至１１のいずれか一に記載のスイッチング回路。
13. 電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受ける入力と、出力と、第１および第２のスイッチとを備えるスイッチング回路を作動させる方法であって、
    （ａ）一つの期間において、上記出力に供給すべき電気信号の所望の電圧を示す電圧要求信号を受ける工程と、
    （ｂ）上記電圧要求信号を参照するとともに、上記スイッチング回路の電圧オフセットを参照して、第１および第２のスイッチング信号を生成する工程と、
    （ｃ）上記第１および第２のスイッチング信号を、上記期間中にそれぞれ上記第１および第２のスイッチに印加する工程とを備え、
    上記スイッチング信号は、上記スイッチを、オンおよびオフ状態の間でスイッチさせ、上記第１および第２のスイッチのオンおよびオフ状態の様々な組合せ間のスイッチングは、＋Ｖｓ、０Ｖおよび−Ｖｓのレベルでの電圧パルスによって、上記出力に電気信号を生成し、
    上記第１および第２のスイッチング信号は、上記期間中に上記出力に供給される電気信号の平均電圧が、所望の電圧に実質的に等しいように生成されることを特徴とするスイッチング回路を作動させる方法。
14. 上記第１および第２のスイッチング信号のうちの少なくとも一方は、上記ＤＣ信号を示す電圧信号を参照して生成され、上記第１または第２のスイッチング信号の少なくとも一方は、上記ＤＣ電源の変動を補償する請求項１３に記載の方法。
15. 上記電圧信号は、上記ＤＣ電源の変動の予想測定値を得るためにフィルタを通過される請求項１４に記載の方法。
16. 上記電圧信号は、限定インパルス応答フィルタを通過される請求項１５に記載の方法。
17. 上記第１および第２のスイッチング信号のうちの少なくとも一方は、上記スイッチング回路におけるダイオードおよび／またはトランジスタの両端の電圧降下を補償するために生成される請求項１３乃至１６のいずれか一に記載の方法。
18. 上記第１または第２のスイッチング信号の少なくとも一方は、上記出力を通じて流れる電流を示す電流信号および上記ダイオードまたはトランジスタの対応する抵抗を参照して生成される請求項１７に記載の方法。
19. 上記第１または第２のスイッチング信号の少なくとも一方は、上記第１または第２のスイッチにおける遅い応答時間によって引き起こされる電圧オフセットの測定を参照して生成される請求項１３乃至１８のいずれか一に記載の方法。
20. 上記スイッチング回路は、電圧＋ＶｓのＤＣ信号を受ける入力と、出力と、第１および第２のスイッチをそれぞれ有する第１および第２のアームとを有するブリッジ回路を備え、上記第１および第２のアームは、上記出力の対向端部に接続されている請求項１３乃至１９のいずれか一に記載の方法。
21. 上記ブリッジ回路は、ダイオードを有する第３および第４のアームを有するハーフブリッジである請求項２０に記載の方法。
22. 上記第１および第２のスイッチはトランジスタであり、上記方法は、それぞれ該トランジスタを流れる実質的に最大および実質的に最少の電流に応じて、上記トランジスタをオンおよびオフ状態の間でスイッチングする工程を備える請求項２０または２１に記載の方法。
23. パルス状の第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項１３乃至２２のいずれか一に記載の方法。
24. 上記第１および第２のスイッチが同時にスイッチされないという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項２４に記載の方法。
25. 上記信号が期間毎に２つ以上のパルスを有しないという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項２３または２４に記載の方法。
26. いずれのパルスも、上記期間の中心に関して対称的に配置すべきであるという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項２５に記載の方法。
27. パルスを対称的にセンタリングできない場合には、非対称パルスのより長くかつより短い側が、連続するパルスに対して、立ち上がり側と立ち下がり側との間で交番されるという規則に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項２６に記載の方法。
28. パルス幅変調方式に従って、上記第１および第２のスイッチング信号を生成する工程を備える請求項２３乃至２７のいずれか一に記載の方法。
29. 上記第１および第２のスイッチング信号をノイズシェープする工程を備える請求項２３乃至２８のいずれか一に記載の方法。
30. 一つの期間内で、上記出力へ供給すべき所望電流を示す電流要求信号を受けて、上記所望電流に実質的に等しい電流によって上記期間中に上記出力に供給される電気信号をもたらす、上記出力に印加すべき電気信号の所望電圧を示す電圧要求信号を算出する工程を備える請求項１３乃至２９のいずれか一に記載の方法。
31. 上記電圧要求信号を計算する工程は、出力に接続された負荷の負荷特性のモデルを参照して実行される請求項３０に記載の方法。
32. 上記出力を通じて流れる電流を示す電流信号を参照して上記電圧要求信号を生成する工程をさらに備える請求項３０または３１に記載の方法。
33. コンピュータおよび／または上記スイッチング回路と関連する他の処理手段でコンピュータプログラムが実行されているときに、請求項１３乃至３２のいずれかに記載の方法工程を実行するプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム。
34. コンピュータおよび／または上記スイッチング回路と関連する他の処理手段でコンピュータプログラムが実行されているときに、請求項１３乃至２２のいずれかに記載の方法工程を実行するコンピュータ読取り可能な媒体に格納されたプログラムコード手段を備えるコンピュータプログラム製品。
35. 請求項１３乃至３２のいずれかに記載の方法工程を実行するためにプログラミングされた処理手段をさらに備える請求項１乃至１２のいずれかに記載のスイッチング回路。

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