JP2005505995A

JP2005505995A - 情報伝送方法

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Publication number: JP2005505995A
Application number: JP2003535427A
Authority: JP
Inventors: ボリソヴィチドゥナエヴ，イゴル; アレクセーヴィチレトゥノヴ，レオニド
Original assignee: ボリソヴィチドゥナエヴ，イゴル
Priority date: 2001-10-08
Filing date: 2002-03-20
Publication date: 2005-02-24
Anticipated expiration: 2022-03-20
Also published as: EP1453265A4; US20050069042A1; EP1453265A1; US7212577B2; CN100474849C; JP3977809B2; CN1557080A; WO2003032594A1

Abstract

本発明は、現行の通信回線における送信容量または伝送能力を向上させることができる。本発明の方法は、送信側から読み出したディジタル情報の第１および第２の列から、第１および第２のアナログ信号を形成することを含む。第１のアナログ信号は、第１の列から読み出したディジタル情報点が含まれる第２の列から読み出した、ディジタル情報の値と、第１の列から読み出したディジタル情報の値と間の差から生成される。第２のアナログ信号は、第２の列から読み出したディジタル情報点が含まれる第２の列から読み出した、ディジタル情報から生成される。なお、この点は、第１の列から読み出したディジタル情報点間に位置する。第１および第２のアナログ信号が加算され、統合したアナログ信号は、伝送線路を通じて送信される。受信側では、読み出したディジタル情報の第１の列が、ビットタイミング周波数により統合されたアナログ信号を分離させることによって再構成される。その後、読み出したディジタル情報の第１の列は、特定のサンプリング関数を用いて第１の列のアナログ信号に変換される。なお、この第１の列のアナログ信号は、統合したアナログ信号から減算されたものである。そして、読み出したディジタル情報の第２列を、このように得られた残りのアナログ信号から再構成する。

Description

【０００１】
〔技術分野〕
本発明は、情報の送受信方法に関するものであり、通信測定などに用いられるものである。
【０００２】
〔背景技術〕
ところで、通信回線上で不連続な情報を伝送する場合、伝送速度が制限されるという問題が生じる。
【０００３】
また、通信回線における最大伝送速度Ｃは、以下のシャノンの公式に基づいて定義されている。
【０００４】
【数１】

【０００５】
上記公式において、Пは通信回線の帯域幅（ＫＨｚ）を示している。また、Ｐｃは送信信号電力（ｄＢ）を示す。Ｐ_Пは通信回線での雑音電力（ｄＢ）を示す。
【０００６】
帯域幅Пが３．１ＫＨｚ（３００Ｈｚ〜３．４ＫＨｚ）で、Ｐｃ／Ｐ_П＝１００００（４０ｄＢに相当）である電話回線において、不連続な情報についての理論上の最大伝送（受信）速度は、
Ｃ＝３．１・１０^３・ｌｏｇ_２１００００＝４０Ｋｂｉｔ／ｓ
となる。
【０００７】
「モトローラ（登録商標）」社や「ロボティックス（登録商標）」社製の現在の電話モデムは、Ｐｃ／Ｐ_П＝１００００（４０ｄＢに相当）に対して、情報送受信速度を最大３３．６Ｋｂｉｔ／ｓまで保証する。これは、シャノンの公式に基づく潜在的に可能な値に近い伝送速度を実現していることを示す。
【０００８】
また、公知の情報伝送方法としては、送信側において、所定のサンプリング関数を使って、不連続なディジタル情報のサンプル列をアナログ信号に変換することにより、アナログ信号を形成し、形成されたアナログ信号を通信回線に送信するステップを含んでいる。そして、受信側では、送信されたアナログ信号を通信回線から受信し、そのアナログ信号から元の不連続なディジタル情報のサンプル列に復元するステップを含んでいる方法が開示されている。（特開平１０‐９８４９７Ａ、Ｉｎｔ．Ｃｌ．Ｈ０４Ｌ２７／１０，１４．０４．１９９８）
なお、情報送信に関するこのような方法では、情報の送受信速度は、送信側では、不連続なディジタル情報サンプルの列をアナログ信号に変換する方法に依存しており、受信側では、アナログ信号から元の不連続なディジタル情報サンプルの列に復元する方法に依存することとなる。このため、この速度は、通信回線に備えられたパルス符号変調（ＰＣＭ）装置の最大処理能力によって制限されることとなる。
【０００９】
また、単一の通信回線を通じて、同じ電力Ｐｃ_１＝Ｐｃ_２である２つのアナログ信号を同時に送信する場合（すなわち、２つの類似する電力に圧縮解除する（decompression）場合）、上記した公式（１）は、次のように書き換えられる。
【００１０】
【数２】

【００１１】
ただし、この場合、固定電力が、
【００１２】
【数３】

【００１３】
であるとき、最大情報送受信速度は、Ｃ＝３．１・１０^３・ｌｏｇ_２５０００＋３．１・１０^３・ｌｏｇ_２５０００≒７３Ｋｂｉｔ／ｓとなる。それ故、電話回線では、２つの電力に圧縮解除することで情報送受信速度を上げたり、現行のパルス符号化変調（ＰＣＭ）装置の最大処理能力（６４Ｋｂｉｔ／ｓ）を実現させたりする。
〔発明の課題および技術的効果〕
本発明の課題は、２つの電力に圧縮解除することを利用した、情報伝送方法を提供することである。すなわち、この方法は、不連続な情報の伝送速度を上げる、言い換えれば―同じ速度でより多くの情報を伝送させるものである。
【００１４】
また、本発明の技術的な効果は、（パラメータを変更することなく）現行の通信経路を介して、１つのアナログ信号の代わりに、少なくとも２つのアナログ信号を同時に通過するようにする。
〔発明の概要〕
上記の課題を解決するために、情報伝送方法は、以下のステップを含んでいる。すなわち、送信側において、所定のサンプリング関数を用いて、ディジタル情報サンプルの列からアナログ信号を形成し、該形成されたアナログ信号を通信回線に送信するステップを含み、受信側において、上記通信回線から上記アナログ信号を受信し、該アナログ信号から、所定のサンプリング関数を使ってディジタル情報サンプルの列を復元するステップとを含む情報伝送方法において、送信側において、ディジタル情報サンプルの第１および第２の列から、第１および第２のアナログ信号を形成するステップであって、上記第１のアナログ信号が、上記第１の列のディジタル情報サンプルの値と、該第１の列のディジタル情報サンプル点に含まれる第２の列のディジタル情報サンプルの値との差から形成されており、上記第２のアナログ信号が、上記第１の列のディジタル情報サンプル点間にある、上記第２の列のディジタル情報サンプル点に含まれる、第２の列のディジタル情報サンプルから形成されているステップと、第１および第２のアナログ信号を加算し、この総和のアナログ信号を通信回線に送信するステップとを含んでいる。また、受信側において、この総和のアナログ信号をクロック周波数でサンプリングすることによって、ディジタル情報サンプルの第１列をまず復元し、それから所定のサンプリング関数を使って、ディジタル情報サンプルの第１の列を、第１の列のアナログ信号に変換するステップと、上記総和のアナログ信号から上記第１の列のアナログ信号を減算するステップと、ディジタル情報サンプルの第２の列を、上記ステップにて得られたアナログ信号の差から復元するステップとを含んでいる。
【００１５】
また、本発明に係る方法の更なる特徴は、以下の点である。すなわち、サンプルの第１および第２の列は、予備的なサンプル関数を用いて形成されている。そして、この関数としては、ｘ＝２πＦ_ｕであり、Ｆ_ｕは送信された信号の周波数帯における最大周波数であり、ｎは使用された周波数成分の数である以下の式が用いられる。
【００１６】
【数４】

【００１７】
そして、所定のサンプリング関数としては、下記の式の関数が用いられる。
【００１８】
【数５】

【００１９】
あるいは、
【００２０】
【数６】

【００２１】
が用いられる。なお、ここでｘ＝２πＦ_ｕであり、Ｆ_ｕは、送信された信号の周波数帯における最大周波数であり、ｎ（１以上の整数）は、使用された周波数成分の数である。また、ｋ＝１−２０は、所定のサンプリング関数における打ち切り（トランケーション）の程度を特徴づけるものである。さらにまた、第２の列のサンプル点が第１の列のサンプル点間の中央に形成され、ディジタル情報サンプルの第１および第２の列が、単一の情報源もしくは２つの異なる情報源から供給される。
〔発明を実施するための最良の形態〕
本発明に係る情報伝送方法は、通信システムにおいて実現されるものであり、送受信側に関するブロック図を、それぞれ図１、図２、および図３に示す。
【００２２】
送信側におけるディジタル情報サンプルの第１および第２の列に関する処理を示すブロック図では、クロック周波数発生器１、第１および第２のディジタルアナログ変換器２，３、減算器４、エンベロープ形成器５、アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器６を備える（図１参照）。
【００２３】
クロック周波数発生器１は、第１の出力部でクロック周波数の偶数信号を発生させ、第２の出力部でクロック周波数の奇数信号を発生させる。そして、クロック周波数発生器１の第１の出力部は、第１のディジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器２の入力部に接続されており、クロック周波数発生器１の第２の出力部は、第２のディジタルアナログ（Ｄ／Ａ）変換器３の入力部に接続されている。上記で示されたＤ／Ａ変換器２および３は、不連続な情報サンプルの元の列を、各不連続なディジタルサンプルの振幅と等しい振幅を有する矩形信号の列に変換する。
【００２４】
また、第１のＤ／Ａ変換器２の入力部は、不連続なディジタル情報サンプルの第１の列Ａ^１ _ｉを受信する。ただし、ここでｉは、ディジタル情報サンプルの添え字（ｉ＝０，１，…，ｎ−１）である。また、この列は、情報に関する、矩形のディジタルサンプルの第１の列Ａ^１ _０，Ａ^１ _１，…，Ａ^１ _ｎ−２，Ａ^１ _ｎ−１に変換され、クロック周波数発振器１からクロック周波数の偶数信号に対応する信号に応じて、Ｄ／Ａ変換器２から出力される。なお、本実施例に示す方法ではｎ＝４として示す。
【００２５】
また、第２のＤ／Ａ変換器３の入力部は、不連続なディジタル情報サンプルの第２の列Ａ^２ _ｉ，（ｉ＝０，１，…，ｎ−１）を受信する。なお、この列は、情報に関する矩形のディジタルサンプルの第２の列Ａ^２ _０，Ａ^２ _１，…，Ａ^２ _ｎ−２，Ａ^２ _ｎ−１に変換される。そして、この列は、クロック周波数発振器１からクロック周波数の奇数信号に対応する信号に応じて、（つまり、クロック周波数と共に）Ｄ／Ａ変換器３から出力される。
【００２６】
なお、ディジタル情報サンプルの第１および第２の列は、２つの別々の情報源から伝送されるものと、単一の情報源から伝送されるものとのいずれの場合であってもよい。なお、最近では、元の情報のディジタルサンプルの列は、公知技術によって、自身の射影である２つに分割され、図１に示す部材２および３が有する、個々の情報入力部に供給され得る。
【００２７】
ここで、第１のＤ／Ａ変換器２の出力は、減算器４に入力される。また、第２のＤ／Ａ変換器３の出力は、エンベロープ形成器５（乗算器）に入力される。そして、情報に関する、矩形のディジタルサンプルの第２の列Ａ^２ _０，Ａ^２ _１，…，Ａ^２ _ｎ−２，Ａ^２ _ｎ−１を、ユニットを形成する上記総和のアナログ信号に対して出力する。また、エンベロープ形成器５の第２入力部には、サンプリング関数生成器からのサンプリング関数とともに入力される。これ以降において、所定のものとして言及するサンプリング関数は、下記の式として与えられる。
【００２８】
【数７】

【００２９】
または、
【００３０】
【数８】

【００３１】
また、エンベロープ形成器５の出力部は、アナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器６の第１入力部に接続されている。そして、このエンベロープ形成器５の上記出力部では、ディジタル情報サンプルの第２の列のエンベロープが形成されており、Ａ／Ｄ変換器６の第１の入力部に供給され、第２入力部には、クロック周波数発生器１の第１出力部から偶数のクロック周波数信号が供給される。
【００３２】
そして、Ａ／Ｄ変換器６からの出力は、減算器４に入力される。ところで、このＡ／Ｄ変換器６は、第１の列のサンプル点において、ディジタル情報サンプルの第２の列のサンプル値の演算（サンプリング）を行う。これらサンプル値の演算結果は、矩形信号列ΔＡ^２ _ｉ：ΔＡ^２ _０，ΔＡ^２ _１，…，ΔＡ^２ _ｎ−２，ΔＡ^２ _ｎ−１の形式で減算器４の第２の入力部に与えられる。そして、この減算器４は、矩形ディジタルサンプルの第１の列Ａ^１ _０，Ａ^１ _１，…，Ａ^１ _ｎ−２，Ａ^１ _ｎ−１から、これらに対応する、Ａ／Ｄ変換器６でサンプリング（計算）された値ΔＡ^２ _ｉ：ΔＡ^２ _０，ΔＡ^２ _１，…，ΔＡ^２ _ｎ−２，ΔＡ^２ _ｎ−１を減算する。
【００３３】
そして、矩形パルスに変換された、ディジタル情報サンプルの第２の列ΔＡ^２ _０，ΔＡ^２ _１，…，ΔＡ^２ _ｎ−２，ΔＡ^２ _ｎ−１と同様に、ディジタル情報サンプルの差分である列Ａ^１ _０−ΔＡ^２ _０，…，Ａ^１ _ｎ−１−ΔＡ^２ _ｎ−１もまた、送信側においてユニットを形成する上記総和のアナログ信号への入力として供給される（図２参照）。
【００３４】
なお、ディジタル情報サンプルの列Ａ^２ _０，Ａ^２ _１，…，Ａ^２ _ｎ−２，Ａ^２ _ｎ−１およびＡ^１ _０−ΔＡ^２ _０，…，Ａ^１ _ｎ−１−ΔＡ^２ _ｎ−１は、これらがユニットを形成する、総和のアナログ信号となる前に（図２参照）、シリアルパラレル変換器（不図示）を使って、公知の方法でパラレルコードに変換される。
【００３５】
送信側における、ユニットを形成する総和のアナログ信号のブロック図（図２参照）では、第１（準備段階）のサンプリング関数生成器８，第２（所定）のサンプリング関数生成器９，および所定のサンプリング関数乗算器１０を有する、所定のサンプリング関数形成器７が備えられている。なお、サンプリング関数生成器８および９の出力は、所定のサンプリング関数乗算器１０が備える入力部に対して出力し、そして、所定のサンプリング関数形成器７の出力部から出力される。
【００３６】
さらにまた、送信側では、乗算器１１−１４と１５−１８との２つのグループを含んでおり、各グループでは、所定のサンプリング関数の乗算器をｎ個（図２はｎ＝４）備え、ディジタル情報サンプルの列を構成する。なお、この列は、乗算器それぞれの情報入力部に入力されるものである。また、乗算器１１−１４および１５−１８が備える入力部それぞれは、所定のサンプリング関数形成器７の出力部に接続され共有されている。
【００３７】
乗算器１１−１４および１５−１８への情報入力は、前者が、第１の列のディジタル情報サンプルと、第１の列のサンプル点におけるディジタルサンプルとの差分の列Ａ^１ _０−ΔＡ^２ _０，…，Ａ^１ _ｎ−１−ΔＡ^２ _ｎ−１が入力され、後者は、ディジタル情報サンプルの第２の列Ａ^２ _０，Ａ^２ _１，…，Ａ^２ _ｎ−２，Ａ^２ _ｎ−１が入力される。
【００３８】
また、乗算器１１−１４および１５−１８の各出力部は、それぞれ、遅延部１９−２２および２３−２６を介して、第１のエンベロープ形成器２７および第２のエンベロープ形成器２８の対応する入力部に接続される。これらエンベロープ形成器２７および２８の出力部は、加算器２９の入力部に接続されている。なお、この加算器２９の出力部は、直接第１の出力乗算器３１の情報入力部と、直交位相シフタ３０を介して第２の出力乗算器３２の情報入力部とに接続されている。そして、これらの対応する入力部には、キャリア周波数ｆ_０の直交参照波形（それぞれω_０＝２πｆ_０とするｃｏｓω_０ｔとｓｉｎω_０ｔで、ω_０＝２πｆ_０）が入力される。また、乗算器３１および３２の出力部は、加算器３３の入力部に接続されており、そして、この加算器３３から、例えば無線のような伝達通信路（図示せず）へと入力される。
【００３９】
図２において、遅延部１９−２２および２３−２６とは、上記入力部に向かうアナログ信号のさまざまな時間遅延と、０から（ｎ−１）πまでの所定のサンプリング関数による位相シフトと、エンベロープ要素（断片化部）の形成とをそれぞれ保証するものである。すなわち、第１のグループの第１遅延部１９は、０秒間入力部に向かうアナログ信号を遅延させる。（すなわち、この信号を遅延させない）。なお、この部材は、共通する部分に関してのみ図２に示すものとする。また、各遅延部材２０−２２においてそれぞれ順番に、前の部材からの遅延時間は、ディジタル情報サンプルの列に関する反復期間Ｔ_Ｃ＝１／Ｆ_ｕが異なるアナログ信号の遅延時間となる。なお、Ｆ_ｕは、送信されるアナログ信号の周波数帯域における最大周波数である。また、これと同じルールが、第２グループの遅延部材２３−２６に対しても保持されるが、第１の遅延部材２３では、Ｔ_Ｃ／２の遅延時間となる。
【００４０】
また、上記直交位相シフタ３０は、入力するアナログ信号を、（キャリア周波数ｆ_０に関して）π／２の値だけ位相変化させる。
【００４１】
一方、通信システムにおける受信側では、直交位相シフタ３４を備えている（図３参照）。この直交位相シフタ３４では、第１の入力乗算器３５への情報入力と一致する入力を受け、伝達経路（不図示）の出力部と接続されている。そして、直交位相シフタ３４の出力部は、第２の入力の乗算器３６が有する情報入力部に接続されている。また、第１および第２の入力乗算器３５，３６への基準入力は、送信側と同様の、キャリア周波数ｆ_０の直交波形（それぞれｃｏｓω_０ｔ、ｓｉｎω_０ｔ）が与えられる。そして、入力乗算器３５，３６からの出力は、それぞれ、減算器３７の入力部へと出力される。また、減算器３７の出力部は、クロック周波数抽出器３８，第１のアナログディジタル（Ａ／Ｄ）変換器３９，および第１の減算器４０の入力部に接続されている。また、第１のＡ／Ｄ変換器３９の出力部は、エンベロープ形成器４１の第１の入力部に接続されている。また、エンベロープ形成器４１の第２の入力部には、送信側における所定のサンプリング関数と同一の式で示される所定のサンプリング関数が入力される。そして、上記形成器４１の出力部は、減算器４０の第２の入力部に接続されている。クロック周波数抽出器３８からの直接の出力は、第１のＡ／Ｄ変換器３９のクロック入力部に、クロック周波数抽出器３８からの反転した出力は、第２のＡ／Ｄ変換器４２のクロック入力部にそれぞれ出力される。そしてこれらの変換器からの出力は、それぞれディジタル情報サンプル第１の列への出力４３と、ディジタル情報サンプルの第２の列への出力４４となる。
【００４２】
また、上記直交位相シフタ３４は、入力する総和のアナログ信号を、（キャリア周波数ｆ_０に関して）π／２の値だけ位相変化させる。
【００４３】
上記クロック周波数抽出器３８では、送信された総和のアナログ信号に、どのようにクロック信号を挿入するかに応じて、受信側に入力される該総和のアナログ信号からクロック周波数信号を得るようにする、いくつかの公知の実施形態がある。なお、図３では、クロック周波数抽出器３８の反転した出力部は、点によって区別している。
【００４４】
第１のサンプリング関数が、予備のサンプリング関数生成器８によって形成される場合、公知の関数である（ｓｉｎｘ）／ｘ（ｘ＝２πＦ_ｕ）が用いられてもよい。なお、Ｆ_ｕは、送信されたアナログ信号の周波数帯における最大周波数である。しかしながら、搬送波を有する実際の伝達通信路に対して、不連続な情報サンプルを送信する場合、歪みを減らすために、以下の関数を第１の（予備の）サンプリング関数として選ぶことが好適である。
【００４５】
【数９】

【００４６】
ただし、上記式においてｘ＝２πＦ_ｕであり、Ｆ_ｕは送信されたアナログ信号の周波数帯における最大周波数である。また、ｎは、１以上の整数であり、アナログ信号周波数帯において用いられた周波数成分の数と等しい。また、この値ｎは、公式ｎ＝Ｔ／Ｔ_Ｃに基づいて定義される。なお、Ｔは、プロセス時間（所定のサンプリング関数の周期）が代入される。そして、本実施例の場合では、１０．６６６６７ｍｓであり、Ｔ_Ｃが、ディジタル情報サンプルの列の反復周期である。
【００４７】
上記にて示した予備のサンプリング関数は、図４に示すような波形を持ち（関数はｎ＝１６の場合が示されている）、その周波数帯を図５に示す。
【００４８】
このような予備のサンプリング関数の生成器に関するブロック図を図６に示す。この生成器は、直列につながれた８つの別々の変換ユニット４５．１から４５．８を備える。そして、各変換ユニットは、第１の乗算器４６，第２の乗算器４７，直交位相シフタ４８，および加算器４９を備えている。図６では、使用される、各８つの変換ユニット４５は、４５．ｊとして参照される（ｊは、この変換ユニット４５の添え字を示す）。また、対応する変換ユニット４５の各部材には同様に、二重に参照符が付されており、この２番目の数字は、この部材を備える変換ユニット４５の番号を示す。また、変換ユニット４５それぞれにおいて、直交位相シフタ４８の出力部は、第２の乗算器４７の情報入力部に接続されている。また、乗算器４６および４７の両方の出力部は、それぞれ加算器４９の入力部に接続されている。また、直交位相シフタ４８への出力は、第１の乗算器４６の情報入力部への出力と一致するものであり、これは、変換ユニット４５への情報入力である。また、加算器４９からの出力は、この変換ユニット４５からの出力となる。
【００４９】
第１および第２の変換ユニット４５．１と４５．２における、第１の乗算器４６．１および４６．２への基準入力と、第２の乗算器４７．１および４７．２への基準入力は、それぞれ一致しており、これらは生成器全体における２倍のサンプリング周波数による直交基準波形の入力５０および５１となる。つまり、式（２）において値４ｘに対応する周波数である。第３および第４の変換ユニット４５．３，４５．４における第１の乗算器４６．３，４６．４への基準入力と、第２の乗算器４７．３，４７．４への基準入力は、それぞれ一致しており、これらは生成器全体におけるサンプリング周波数の直交基準波形からの入力５２，５３である。つまり、式（２）において、値２ｘに対応する周波数である。また、最後に５番目から８番目までの変換ユニット４５．５，４５．６，４５．７，および４５．８における、第１の乗算器４６．５，４６．６，４６．７，および４６．８への基準入力と、第２の乗算器４７．５，４７．６，４７．７，および４７．８への基準入力は、それぞれ一致しており、これらは、半分のサンプリング周波数の直交基準波形からの入力５４，５５となる。つまり、式（２）において、値ｘに対応する周波数である。また、第１の変換ユニット４５．１への情報入力は、生成器における情報入力５６であり、８番目の変換ユニット４５．８からの出力は、予備のサンプリング関数生成器への出力５７となる。
【００５０】
また、各変換ユニット４５における直交位相シフタ４８は、入力する信号を、（送信されたアナログ信号の周波数帯で最大周波数Ｆ_ｕに対して）π／２の値だけ位相変化させる。
【００５１】
予備のサンプリング関数を生成するために、予備のサンプリング関数生成器への入力には、周波数Ｆ_ｕ（送信されたアナログ信号の周波数帯で最大周波数）を有する単位振幅の矩形パルスが与えられる。また、直交基準波形は、２倍，等倍，および半分のサンプリング周波数の直交基準波形を出力部にて形成する、外部のパルス発生器から、予備のサンプリング関数生成器の各入力部に与えられる。
【００５２】
また、所定のサンプリング関数形成器７において、上記生成器９によって生成された第２の（所定の）サンプリング関数は、さまざまな数式とすることができる。下記において、生成器９の出力部における、第２サンプル関数についての異なる２つの数式として、本発明に係る方法の実施形態での式を示す。
【００５３】
【数１０】

【００５４】
および
【００５５】
【数１１】

【００５６】
上記式において、ｋ＝１−２０であり、これは、所定のサンプリング関数における打ち切りの程度を特徴づけるものである。この場合、第２のサンプリング関数生成器９が、式（３）によって定義された上記関数から、第１のサンプル関数を生成する場合、受信側において減算器３７は、数式（３）のパルス応答特性を伴うディジタルフィルタを出力部にて備える。
【００５７】
また、本発明に係る情報伝送方法は、下記のとおり図１，図２，および図３の通信システムとして実現する。
【００５８】
同じ情報源もしくは２つの情報源から受信した、不連続なディジタル情報サンプルに関する２つ（第１Ａ^１ _ｉ・第２Ａ^２ _ｉ）の独立した列は、ディジタル情報サンプルの列と同じ反復周期Ｔ_Ｃ＝１／Ｆ_ｕ（Ｆ_ｕは送信されたアナログ信号の周波数帯における最大周波数）を有している。そして、これらの列は、それぞれ第１（２）および第２（３）のＤ／Ａ変換器の入力部に同時に入力される。次のＤ／Ａ変換器２及び３において、変換されたディジタルサンプルの列が送信される。すなわち、ディジタル情報サンプルの第１の列Ａ^１ _０，Ａ^１ _１，…，Ａ^１ _ｎ−２，Ａ^１ _ｎ−１が、減算器４の入力部に入力され、ディジタル情報サンプルの第２の列Ａ^２ _０，Ａ^２ _１，…，Ａ^２ _ｎ−２，Ａ^２ _ｎ−１が、エンベロープ形成器５の入力部に入力される。そして、シリアルパラレル変換器を介して、各サンプルの第２列が、上記総和のアナログ信号形成ユニットが備える乗算器１５−１８の対応する情報入力部に入力される（図２）。第１のＤ／Ａ変換器２は、偶数信号をクロック周波数発生器から入力し、第２のＤ／Ａ変換器３は、奇数信号を入力するので、Ｄ／Ａ変換器３の後の、第２の列のディジタル情報サンプルＡ^２ _０，Ａ^２ _１，…，Ａ^２ _ｎ−２，Ａ^２ _ｎ−１は、該第２の列のデジィタル情報サンプル点を含むこととなる。なお、この第２の列のディジタル情報サンプルＡ^２ _０，Ａ^２ _１，…，Ａ^２ _ｎ−２，Ａ^２ _ｎ−１は、第１の列のディジタル情報サンプル点間に位置する。
【００５９】
また、エンベロープ形成器５においては、以下のステップを含む。すなわち、所定のサンプリング関数を使って、第２の列のディジタルサンプルの点において、ディジタル情報サンプルの第２の列を形成するステップと、第１の列のディジタルサンプル点において、該ディジタルサンプル値を決定するステップと、次に第１の列のディジタルサンプル点が含まれるディジタル情報サンプルの第２の列ΔＡ^２ _０，ΔＡ^２ _１，…，ΔＡ^２ _ｎ−２，ΔＡ^２ _ｎ−１を形成するステップとを含んでいる。そして、このディジタル情報サンプルの列は、減算器４に入力され、第１の列のディジタル情報サンプルＡ^１ _０，Ａ^１ _１，…，Ａ^１ _ｎ−２，Ａ^１ _ｎ−１の値から、該第１の列のディジタル情報サンプルΔＡ^２ _０，ΔＡ^２ _１，…，ΔＡ^２ _ｎ−２，ΔＡ^２ _ｎ−１の点が含まれる第２の列のディジタル情報サンプルの値を減算する。そして、ディジタル情報サンプルＡ^１ _０−ΔＡ^２ _０，…，Ａ^１ _ｎ−１−ΔＡ^２ _ｎ−１の形式となる差分が、シリアルパラレル変換器を介して、総和のアナログ信号形成ユニットが備える乗算器１１−１４の各情報入力部に入力される。
【００６０】
また、予備サンプリング関数生成器８（図２）は、時間間隔Ｔ_Ｃ＝１０．６６６６７ｍｓにおいて、式（２）によって定義される第１のサンプリング関数を形成する。生成器９は、式（３）または（４）によって定義される、第２の所定のサンプリング関数を生成する。その際、所定のサンプリング関数形成器７における乗算器１０の出力部では、特定の数式の第２サンプリング関数に応じて、信号が以下に示す数式となる。
【００６１】
【数１２】

【００６２】
または、
【００６３】
【数１３】

【００６４】
なお、上記式において、ｋは、例えばｋ＝１６のように、所定のサンプリング関数における打ち切りの程度を特徴づけるものである。
【００６５】
また、この所定のサンプリング関数は、全乗算器１１−１４および１５−１８が備える基準入力部に入力される（図２）。
【００６６】
ディジタル情報サンプルの第１および第２の列のユニット処理に基づいて、各ディジタル情報サンプルＡ^１ _０−ΔＡ^２ _０，…，Ａ^１ _ｎ−１−ΔＡ^２ _ｎ−１は、乗算器１１−１４の第１グループの情報入力部に入力される。そして、それぞれのディジタル情報サンプルＡ^２ _０，Ａ^２ _１，…，Ａ^２ _ｎ−２，Ａ^２ _ｎ−１は、乗算器１５−１８の第２グループの情報入力部に入力される（なお、第２の列のサンプル点Ａ^２ _０，Ａ^２ _１，…，Ａ^２ _ｎ−２，Ａ^２ _ｎ−１は、第１の列のサンプル点間における中間にあることが好適である）。
【００６７】
よって結果として、第１グループの各乗算器１１−１４の出力部では、第２の所定のサンプリング関数に応じて、ある種のアナログ信号が形成される（なおここで、ｉは、ディジタル情報サンプルの添え字の数であり、ｉ＝０，１，…，ｎ−１である）。
【００６８】
【数１４】

【００６９】
または、
【００７０】
【数１５】

【００７１】
また、第１グループの乗算器１１−１４に続く各遅延部１９−２２の出力部では、アナログ信号は、０から（ｎ−１）πまでの位相シフトを考慮して、以下の式によって定義される。
【００７２】
【数１６】

【００７３】
または、
【００７４】
【数１７】

【００７５】
また、第２グループの各乗算器１５−１８の出力部では、以下に示す種類のアナログ信号が形成される。
【００７６】
【数１８】

【００７７】
または
【００７８】
【数１９】

【００７９】
また、第２グループの乗算器１５−１８に続く遅延部２３−２６の出力部では、０から（ｎ−１）πまでの位相シフトを考慮に入れることで、アナログ信号は以下の式によって定義し得る。
【００８０】
【数２０】

【００８１】
または、
【００８２】
【数２１】

【００８３】
また、上記形成器２７の出力部では、第１のエンベロープａ^１（ｘ）は次式で定義される。
【００８４】
【数２２】

【００８５】
または、
【００８６】
【数２３】

【００８７】
また、上記形成器２８の出力部では、第２のエンベロープａ^２（ｘ）は、次式で定義される。
【００８８】
【数２４】

【００８９】
または、
【００９０】
【数２５】

【００９１】
上記にて最後に示した２つの式では、用いられた所定のサンプリング関数の特定の数式に関係なく、サンプル点ｘ＝ｉπにおいてエンベロープａ^２（ｘ）は、以下の値となる。すなわち、上記の値は、ａ^２（ｘ）＝ΔＡ^２ _０（ｉ＝０），ａ^２（ｘ）＝ΔＡ^２ _１（ｉ＝１），…，ａ^２（ｘ）＝ΔＡ^２ _ｎ−１（ｉ＝ｎ−１）となる。
【００９２】
上記加算器２９の出力部では、アナログ信号ａ^１（ｘ）＋ａ^２（ｘ）が供給され、第１のアナログ信号のサンプル点における第１のエンベロープの値を取る。そして、アナログ信号ａ^１（ｘ）＋ａ^２（ｘ）は、上記総和のアナログ信号ａ^１（ｘ）＋ａ^２（ｘ）をキャリア周波数ｆ_０に転送するために、単側波帯変調を実行するよう、ユニット３０−３３に入力する。このために、総和のアナログ信号ａ^１（ｘ）＋ａ^２（ｘ）は、直接第１の出力乗算器３１に入力されるとともに、直交位相シフタ３０を介して第２の出力乗算器３２に入力される。そして、キャリア周波数の直交波形によって、上記乗算器３１は、直接得た総和のアナログ信号ａ^１（ｘ）＋ａ^２（ｘ）を乗算し、乗算器３２は、位相シフトされた総和のアナログ信号ａ^１（ｘ）＋ａ^２（ｘ）を乗算する。その後、この乗算結果は、出力加算器２７によって加算される。そしてこのように形成された総和のアナログ信号が伝達回線に入力される。
【００９３】
また、受信側（図３）では、受信された総和のアナログ信号は、ユニット３４−３９を通過している。なお、ユニット３４−３９は、送信側のユニット３０−３３において実行された変換とは逆の変換を実行している。つまり、受信した総和のアナログ信号はそれぞれ、直接第１の入力乗算器３５渡されるとともに、直交位相シフタ３４を介して第２の入力乗算器３６に渡される。また、この入力乗算器３５，３６では、基準入力部に、送信側における乗算器３１，３２と同様にキャリア周波数ｆ_０の直交基準波形が入力されている。
【００９４】
結果として第１および第２の入力乗算器３５，３６の出力部では、受信した総和のアナログ信号の直交成分が形成される。
【００９５】
これらの直交成分は、上記減算器３７において減算される。なお、この減算器３７の出力部は、第２の所定のサンプリング関数生成器９が数式（３）の関数を生成する場合、数式（３）のパルス応答特性を有するディジタルフィルタに接続されている。この場合、ディジタルフィルタを備える減算器の出力部では、アナログ信号ａ^１ _ｒ（ｘ）＋ａ^２ _ｒ（ｘ）が形成される。そしてこの成分は以下の式によって示される。
【００９６】
【数２６】

【００９７】
【数２７】

【００９８】
上記の場合において、第２の所定のサンプリング関数生成器９は、数式（４）として示す所定のサンプリング関数を生成する場合、減算器３７の出力部においてフィルタを備える必要がない。また、この場合、減算器３７の出力部では、信号ａ^１ _ｒ（ｘ）＋ａ^２ _ｒ（ｘ）が生成され、直交成分が、送信側（図２）における加算器２９が備える出力部で、成分ａ^１（ｘ）＋ａ^２（ｘ）と同じ数式によって示される。
【００９９】
クロック周波数抽出器３８は、この総和のアナログ信号からクロック周波数（送信側でのサンプリング周波数）を伴う信号を抽出する。なお、このクロック周波数信号は、第１のＡ／Ｄ変換器３９および第２のＡ／Ｄ変換器４２に対して同期をとるために用いられ、これらＡ／Ｄ変換器の両方は、逆位相で同期が取られる。また、アナログ信号ａ^１ _ｒ（ｘ）の値は、第１の列のディジタル情報サンプルの同期をとる時に、つまり、送信側における第１の列のデジィタル情報のサンプル点にまさに対応する時に、第１のＡ／Ｄ変換器３９の出力から生じる。これらのディジタル情報サンプルは、クロック周波数により総和のアナログ信号をサンプリングすることによって、復元された元のディジタル情報サンプルの第１の列Ａ^１ _ｉの形式で出力４３となる。
【０１００】
上記に示す復元されたディジタル情報サンプルの第１列は、エンベロープ形成器４１の入力部に入力される。なお、このエンベロープ形成器４１は、所定のサンプリング関数を使って、第１の列のアナログ信号ａ^１ _ｒ（ｘ）への変換を実行する。そして、このアナログ信号ａ^１ _ｒ（ｘ）は、第１の入力部に加算器３７の出力部から総和のアナログ信号ａ^１ _ｒ（ｘ）＋ａ^２ _ｒ（ｘ）が入力される減算器４０の第２の入力部に入力される。また、この減算器４０は、総和のアナログ信号ａ^１ _ｒ（ｘ）＋ａ^２ _ｒ（ｘ）から第１の列のアナログ信号ａ^１ _ｒ（ｘ）を減算し、その結果、アナログ信号が、減算器４０の出力部で形成される。なお、このアナログ信号は、サンプル点ｘ＝ｉπにおいて次に示す値を有するアナログ信号ａ^２ _ｒ（ｘ）である。つまり、この値は、ｉ＝０のときａ^２ _ｒ（ｘ）＝ΔＡ^２ _０，ｉ＝１のときａ^２ _ｒ（ｘ）＝ΔＡ^２ _１，…，ｉ＝ｎ−１のときａ^２ _ｒ（ｘ）＝ΔＡ^２ _ｎ−１である。また、このアナログ信号は、逆のクロック周波数によって同期をとった第２のＡ／Ｄ変換器４２の入力部に入力される（つまり、第１のＡ／Ｄ変換器３９のクロック入力部で信号に対してπだけ位相がシフトしている）。また、第２のＡ／Ｄ変換器３６の出力部では、受信アナログ信号ａ^２ _ｒ（ｘ）の差から復元した後、出力４４となる、ディジタル情報サンプルの第２の列Ａ^２ _ｉが供給される。したがって、受信側における出力４３，４４では、パラメータを変換することなしに、通信回線に対して送信されたディジタル情報サンプルの第１および第２の列を復元する。すなわち、圧縮解除が実行される。
【０１０１】
このように、提案された情報伝送方法は、現行の伝達経路に対して、同時に１つのアナログ信号を伝送するのではなく、少なくとも２つのアナログ信号を伝送させる。つまり情報伝送レートや送受信回線の情報容量を上げる。
【０１０２】
〔産業上の利用可能性〕
本発明は、通信技術、測定法、および情報の伝送または変換が必要とされる他のいかなる用途においても利用することができる。その場合、提案された方法は、情報伝送レートまたは通信経路の情報容量を向上させる。
【０１０３】
また、本発明は、実施形態に係る特定の例示に関して記述したが、この例は、決して発明の範囲を限定するものではなく、可能な装置を考慮して開示された請求項によっての定義されるものである。
【図面の簡単な説明】
【０１０４】
【図１】送信側における、ディジタル情報サンプルの第１および第２列のブロック図である。
【図２】送信側における、総和のアナログ信号を形成するブロック図である。
【図３】受信側における通信システムのブロック図である。
【図４】以下のサンプリング関数を示す図である。ｓｉｎｘ｛ｃｏｓ（ｘ／ｎ）−１｝／２ｎｓｉｎ（ｘ／ｎ）
【図５】図４に示されたサンプリング関数の周波数帯である。
【図６】送信側における、下記の式で示される所定のサンプリング関数生成器のブロック図である。ｓｉｎｘ｛ｃｏｓ（ｘ／ｎ）−１｝／２ｎｓｉｎ（ｘ／ｎ）

Claims

送信側において、
所定のサンプリング関数を用いて、ディジタル情報サンプルの列からアナログ信号を形成するステップと、
通信回線に上記形成されたアナログ信号を送信するステップとを含み、
受信側において、
上記通信回線から上記アナログ信号を受信するステップと、
所定のサンプリング関数を用いて、上記アナログ信号からディジタル情報サンプルの列を復元するステップとを含む情報伝送方法において、
送信側において、
ディジタル情報サンプルの第１および第２の列から、第１および第２のアナログ信号を形成するステップであって、
上記第１のアナログ信号が、上記第１の列のディジタル情報サンプルの値と、該第１の列のディジタル情報サンプル点が含まれている、上記第２の列のディジタル情報サンプルの値との差から形成されており、
上記第２のアナログ信号が、上記第１の列のディジタル情報サンプル点間にある、上記第２の列のディジタル情報サンプル点が含まれている、該第２の列のディジタル情報サンプルから形成されるステップと、
第１および第２のアナログ信号を加算し、この総和のアナログ信号を通信回線に送信するステップとを含んでおり、
受信側において、
上記総和のアナログ信号を、クロック周波数でサンプリングすることによって、ディジタル情報サンプルの第１の列を復元するステップと、
所定のサンプリング関数を使って、上記ディジタル情報サンプルの第１の列を、第１の列のアナログ信号に変換するステップと、
上記総和のアナログ信号から上記第１の列のアナログ信号を減算するステップと、
ディジタル情報サンプルの第２の列を、上記ステップにて得られたアナログ信号の差から復元するステップとを含むことを特徴とする情報伝送方法。
上記サンプルの第１および第２の列は、予備のサンプリング関数として、下記に示す数式の関数であり、該数式においてｘ＝２πＦ_ｕで、Ｆ_ｕは送信された信号の周波数帯における最大周波数であり、ｎは使用された周波数成分の数である関数を用いて形成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
上記所定のサンプリング関数として、下記に示す数式の関数であり、該数式においてｘ＝２πＦ_ｕで、Ｆ_ｕは送信された信号の周波数帯における最大周波数であり、ｎ（１以上の整数）は、使用された周波数成分の数である関数を用いることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の方法。
上記所定のサンプリング関数として、下記に示す数式の関数であり、該数式においてｘ＝２πＦ_ｕで、Ｆ_ｕは送信された信号の周波数帯における最大周波数であり、ｎ（１以上の整数）は使用された周波数成分の数であり、ｋ（１以上の整数）は該所定のサンプリング関数についての打ち切りの程度を特徴付けるものである関数を用いることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の方法。
ｋは整数であり、ｋ＝１−２０であることを特徴とする請求項４に記載の方法。
上記第２の列のサンプル点は、上記第１の列のサンプル点間の中央に形成されることを特徴とする請求項１に記載の方法。
ディジタル情報サンプルの第１および第２の列は、単一の情報源もしくは２つの異なる情報源から供給されることを特徴とする請求項１に記載の方法。