JP2005143290A - 充電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 車両用オールタネータを高効率化、高信頼化することにある。
【解決手段】 上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ
回路によって発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子
と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置
において、整流出力電圧と規定電圧を比較する手段を上アームトランジスタと下
アームトランジスタのゲート制御回路に設け、整流出力電圧が規定電圧以上にな
った場合に、上アームトランジスタから下アームトランジスタへの貫通電流を増
加させる制御をする。
【選択図】 図８

Description

本発明は、車両用交流発電機の交流電流を整流し、バッテリを充電する充電装
置に関する。

従来、車両用交流発電機の交流電流を整流し、バッテリに充電する充電回路に
おいて、複数のＭＯＳＦＥＴからなる整流ブリッジ回路と、このＦＥＴのいずれ
かにバッテリの両端電圧より高い逆ドレイン・ソース電圧が印加されたときにＭ
ＯＳＦＥＴにゲート電圧を印加する制御手段とを備える充電回路がある（特許文
献１参照）。また、ＭＯＳＦＥＴとしてソース領域またはドレイン領域とウエル
領域との間のどちらか一方の内蔵ダイオードと並列に高抵抗体を設け、界磁巻線
電流制御を行わない車両用交流発電機があり（特許文献２参照）、また、ソース
電極とウエル領域とを高抵抗体で接続する車両用交流発電機があり（特許文献３
参照）、また、ＭＯＳＦＥＴとしてＳｉＣを使用した場合の制御方法がある（特
許文献４参照）。
さらに、電機子巻線に生じる発電電圧が規定電圧以上かどうかを検出し、異常
電圧発生時にはトランジスタを導通させて発電電圧を抑圧する短絡回路部とを備
える車両用発電装置があり（特許文献５参照）、また、ローサイド素子をなすＭ
ＯＳトランジスタのドレイン・ゲート間に定電圧降下素子を設け、電機子巻線に
生じる発電電圧に異常電圧が発生した時にトランジスタをオンさせる方法もある
（特許文献５参照）。

特開平４-１３８０３０号公報 特開平７ー１６３１４９号公報 特開平７ー１７０７４６号公報 特開平８ー３３６２３８号公報 特開平９−２１９９３８号公報

上記した特許文献５（特開平９−２１９９３８号公報）には、電機子巻線に生
じる発電電圧が規定電圧以上かどうかを検出し、異常電圧が発生したトランジス
タをオンさせる方法が開示されているが、このとき異常電圧が発生したトランジ
スタと対になる逆アーム側に配置されているトランジスタや他の相のトランジス
タを異常電圧発生に対応させて最適に制御し、高信頼化する方法に関しては十分
な検討がなされていない。
また、特許文献５（特開平９−２１９９３８号公報）には、ＭＯＳＦＥＴの内
蔵ダイオードを整流素子として使用し、過電圧発生時のみにＭＯＳＦＥＴのゲー
ト・ドレイン間に設けた定電圧ダイオードでオンさせて保護する方法が記載され
ているが、同期整流制御による低損失化も同時に満たした高効率な回路構成の検
討は十分になされていない。
また、同期整流を用いたオールタネータ回路を実現するための通常状態の制御
方法や過電圧状態での制御方法やこれらの制御方法における具体的な過電圧保護
を実現するために必要な制御情報の検出方法やその後の制御方法に関して十分な
検討がなされていない。

本発明の課題は、上記事情に鑑み、充電装置、特に車両用オールタネータを高
効率化、高信頼化することにある。

上記課題を解決するために、上アームトランジスタと下アームトランジスタか
らなるブリッジ回路によって発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、
基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電
する充電装置において、
整流出力電圧と規定電圧を比較する手段を上アームトランジスタと下アームト
ランジスタのゲート制御回路に設け、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合
に、上アームトランジスタから下アームトランジスタへの貫通電流を増加させる
制御をする。
また、トランジスタのドレイン端子とゲート端子の間に双方向の電流を規定電
圧まで遮断する電圧クランプ素子を直列に接続し、ゲート端子とトランジスタを
駆動するゲート制御回路との間には抵抗性素子を設け、トランジスタのドレイン・
ゲート間に規定電圧以上の正電圧が印加された場合には、電圧クランプ素子に電
流が流れ、トランジスタをオンさせる。
また、トランジスタのドレイン端子とゲート端子の間に少なくとも１組の逆向
きの電圧クランプ素子を直列に接続し、トランジスタのドレイン・ゲート間に規
定電圧以上の電圧が印加された場合に、トランジスタを駆動するゲート制御回路
用トランジスタの状態に制限されずに前記ブリッジ回路用トランジスタがオン制
御するようにゲート制御回路用トランジスタの吸込み能力をドレイン・ゲート電
流以下に電流駆動能力を制限する。

以上説明したように、本発明によれば、充電装置、特に車両用オールタネータ
の高効率化と信頼性向上を図ることができ、同時に低コスト化を図ることができ
る。

以下発明の最良の形態を図面を参照しながら実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の第１の実施例を示す充電装置の回路図であり、図２（ａ）は、
本実施例の通常状態における駆動表、図２（ｂ）は、本実施例が過負荷状態にな
った場合を含む駆動表、図３は、本実施例の動作フローチャート図、図４は、本
実施例の通常状態における主要電流の流れ、図５は、本実施例の過負荷状態にお
ける主要電流の流れを示す。
図１には、ステータのコイル１ａ、１ｂ、１ｃとフィールドコイル１ｘを有す
る発電機２００の交流出力端子（Ｕ相：５０６，Ｖ相：５０７，Ｗ相：５０８）
から出入りする電流を上アームトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃと下アーム
トランジスタ１１ａ、１１ｂ、１１ｃからなるブリッジ回路で整流し、基準電圧
端子５００と整流出力端子５０２との間に整流出力電圧Ｖ１を出力し、バッテリ
３を充電する自動車用オルタネータ回路を示す。
ブリッジ回路を構成するトランジスタ２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、１１ａ、１１
ｂ、１１ｃは、パワーＭＯＳＦＥＴでソースからドレインへ低損失で電流を同期
整流ダイオードとして動作させる。同期整流ダイオードとして動作させるという
ことは、パワーＭＯＳＦＥＴのソースからドレイン方向を順方向電流とし、順方
向電流が流れる場合にはゲートに電圧を印加して低損失なＭＯＳＦＥＴ電流を流
し、ドレインからソース方向の逆方向電流は流れないようにパワーＭＯＳＦＥＴ
をオフ駆動することである。ここで、１１ａと２１ａ、１１ｂと２１ｂ、１１ｃ
と２１ｃはブリッジ回路において対となるパワーＭＯＳＦＥＴである。
図１において、エンジン停止時にイグニッションスイッチ５をオンすると、０
Ｖ判別回路３３の動作によりトランジスタ９がオンし、チャージランプ６を点灯
させる。一方、エンジンが始動し、発電機２００が回転し始めると、フィールド
コイル１ｘに十分な電流が流れ、ステータコイル１ａ〜１ｃに交流電圧が誘起さ
れる。また、ステータコイル１ａ〜１ｃの電圧が上昇すると、トランジスタ９が
オフし、チャージランプ６が消灯し、発電状態であることを示す。ダイオード３
２は、トランジスタ１１ｅがオフになったときに、フィールドコイル１ｘに電流
を流し続けさせるために設けてある。また、本実施例ではトランジスタ９、１１
ｅをＭＯＳＦＥＴの例で示したため、ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間に存在
する内蔵ダイオード１０、１２ｅも示してある。

本実施例の充電装置では、同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを制御するために、
相電流検出抵抗５１１，５１２，５１３に発生する電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓ
から判断される相電流の向きに応じ、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路（ゲート制御
回路）１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、２６ａ、２６ｂ、２６ｃの出力電圧を図２の駆
動表並びに図３の動作フローチャート図に従い制御することに特徴がある。
整流出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１は、基準電圧回路（Ｒｅｆ１）３５で
生成される電圧Ｖｒ１（Ｖｍｉｎ，Ｖｍａｘ）と制御回路３１で比較し、その結
果により過電圧状態かどうかを配線Ｆ１によりパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６
ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。基準電圧Ｖｒ２は基準電圧回路（Ｒｒ
ｅｆ２）３６で生成されるが、本実施例の場合にはＶｒ２を０Ｖとして構わない。
このため、基準電圧端子５００から直接配線を延ばすだけでも構わない。
まず、バッテリ３の電圧が低く、整流出力電圧Ｖ１がＶｍｉｎ（例えば、９Ｖ）
未満の場合にはパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの
出力電圧はＬ状態にしておく。これはボルテージレギュレータ３０へ供給する電
源端子５０５が低い場合には、同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを駆動するための
電力を節約するためである。パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６
ａ〜２６ｃの出力電圧を低電圧状態（Ｌ状態）にしている時、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔはオフ状態であるが、内蔵ダイオード１２ａ〜１２ｃ、２２ａ〜２２ｃが存在
するため、従来のダイオードを用いた充電回路として動作する。
バッテリ３の電圧がＶｍｉｎ以上となると、相電流の値により同期整流用パワ
ーＭＯＳＦＥＴを同期整流駆動する。相電流検出回路１５ａ〜１５ｃは、相電流
をモニタするために電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓを検出し、基準電圧Ｖｒ２と比
較する。一方、制御回路３１は、整流出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１と基準
電圧回路（Ｒｅｆ１）３５で生成される電圧Ｖｒ１（＝Ｖｍａｘ）を比較し、Ｖ
１が規定の最大電圧Ｖｍａｘ以下であるかどうかを判断する。その結果により過
電圧状態かどうかを配線Ｆ１によりパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、
２６ａ〜２６ｃに伝達する。

本実施例の通常状態（Ｖｍｉｎ≦Ｖ１≦Ｖｍａｘ）では、パワーＭＯＳＦＥＴ
駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧は、図２（ａ）に示すよう
に駆動することが特徴である。相電流の値により同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴ
を同期整流駆動する。相電流検出回路１５ａ〜１５ｃは、相電流をモニタするた
めに電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓを検出し、基準電圧Ｖｒ２と比較する。すなわ
ち、この結果、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが正となる（発電機からブリッジ回路に
電流が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５０８に接続された上
アームトランジスタはオン制御またはオンするデューティを増加し、対となる逆
アームに配置された下アームトランジスタはオフ制御またはオフするデューティ
を増加して制御する。また、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリ
ッジ回路から電流が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５０８に
接続された下アーム用トランジスタはオン制御またはオンするデューティを増加
し、対となる逆アームに配置された上アームトランジスタはオフ制御またはオフ
するデューティを増加して制御する。
本実施例の場合には、従来のようにトランジスタ１１ｅのオンするデューティ
を制御させて発電機のフィールド電流を制御して整流出力電圧を制御する方法を
併用させることにより、更に高速に整流出力電圧を制御できるため、信頼性が向
上する。あるいは、従来のようにトランジスタ１１ｅをなくし、フィールド電流
の制御をせずに整流出力電圧を適正値に制御することも可能であり、この場合に
はシステムの低コスト化が図れる。
本実施例において、１２Ｖバッテリシステムの場合、同期整流ダイオードとし
て使用されるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン耐圧の最大定格は３０Ｖ程度、１７
５℃におけるオン抵抗は５ｍΩ以下であることが望ましい。このように、高温で
も低オン抵抗のパワーＭＯＳＦＥＴを使用することにより、例えば１００Ａの電
流が流れても０．５Ｖの電圧ドロップに抑えられる。従って、整流素子としてダ
イオードを使用した従来の場合に比べ、オルタネータ回路を高効率化できるとい
う効果がある。
ここで、ダイオード１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、２２ａ、２２ｂ、２２ｃは、各
々パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、２１ａ、２１ｂ、２１ｃのドレ
イン・ソース間に存在する内蔵ダイオードである。また、電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、
Ｖｃｓは発電機２００からブリッジ回路に電流が流れる場合を正にとってある。

次に、ロードダンプ不良のように整流出力端子５０２とバッテリ側端子５０３
との間のワイヤが切断し、整流出力端子５０２に高電圧が印加される過電圧状態
の場合の動作を説明する。
従来回路と同様に制御回路３１は、整流出力電圧（配線Ｆ０を用いて伝達）が
設定電圧以上（例えば、２０Ｖ以上）に上昇した場合には、トランジスタ１１ｅ
をオフまたはオフするデューティを増加することによりフィールド電流を低減し、
フィールドコイル１ｘに流れる電流を低下させるだけではなく、本実施例では、
ブリッジ回路を構成するパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜
２６ｃに整流出力電圧が設定電圧以上に上昇したことを配線Ｆ１を用いて伝達し、
パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの制御モードを逆
位相に変える。すなわち、この条件の場合、パワーＭＯＳＦＥＴは、同期整流ダ
イオードとしての動作ではなく、ドレインからソースへ電流を流すように動作す
る。
本実施例では、過電圧状態（Ｖｍａｘ＜Ｖ１）になると、配線Ｆ１により過電
圧状態となったことをパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２
６ｃに伝達する。この結果、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６
ａ〜２６ｃの出力電圧は、図２（ｂ）に示すように、過電圧状態では通常状態と
は逆位相でパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する。すなわち、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓ
が正となる（発電機からブリッジ回路に電流が流れる）場合には、交流出力端子
５０６，５０７、５０８に接続された下アームトランジスタはオン制御またはオ
ンするデューティを増加する。この時、対となる逆アームに配置された上アーム
トランジスタもオン駆動またはオンするデューティを増加する駆動のままでも構
わないが、発電機２００から整流出力電圧端子５０２に流れる電流を低減するた
めには、オフ制御またはオフするデューティを増加して制御することが望ましい。
また、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリッジ回路から電流が流
れる）場合には、交流出力端子に接続された上アーム用トランジスタはオン制御
またはオンするデューティを増加する。この時、対となる逆アームに配置された
下アームトランジスタもオン駆動またはオンするデューティを増加する駆動のま
までも構わないが、基準電圧端子５００から発電機２００に流れる電流を低減す
るためには、オフ制御またはオフするデューティを増加して制御することが望ま
しい。

以上の動作を更に詳しく説明すると、以下のとおりである。
図２(ａ)の通常状態の駆動表に示す３Ｔ／６から６Ｔ／６までの主要電流の流
れを図４に、また、図２（ｂ）に示す過電圧負荷状態の３Ｔ／６から６Ｔ／６ま
での主要電流の流れを図５に示す。
本実施例では、通常状態にはソースからドレインに電流が流れるパワーＭＯＳ
ＦＥＴについてはオン制御またはオンするデューティを増加してソースからドレ
インに同期整流ダイオードとして低損失に電流を流すが、パワーＭＯＳＦＥＴが
過電圧状態になると、オフ制御またはオフするデューティを増加する制御にする。
これにより、パワーＭＯＳＦＥＴに流れていた電流は、ＭＯＳＦＥＴ電流ではな
く、内蔵ダイオード１２ａ〜１２ｃ、２２ａ〜１２ｃに電流が移る。このため、
パワーＭＯＳＦＥＴに流れる全電流（ＭＯＳＦＥＴ電流と内蔵ダイオードに流れ
る電流の合計）の絶対値は減少する。これに対し、前記パワーＭＯＳＦＥＴと対
になって配置されている逆アーム側にあるパワーＭＯＳＦＥＴは、対となるパワ
ーＭＯＳＦＥＴと逆位相で制御する。すなわち、通常状態ではオフ制御またはオ
フするデューティを増加する制御にするが、過電圧状態ではオン制御またはオン
するデューティを増加する制御にする。
これにより、整流出力電圧Ｖ１が過電圧になった時に、ドレイン・ソース間の
電圧も抑制でき、さらに整流出力電圧Ｖ１からグランド側に電流を戻すことによ
り、整流出力電圧Ｖ１を通常の電圧に抑制させることができる。
上記動作内容をフローチャート図で示すと、図３となる。これにより、整流出
力電圧端子５０２から基準電圧端子５００側に電流を流すことにより、整流出力
電圧端子５０２と基準電圧端子５００との間に発生する整流出力電圧が規定電圧
より過度に高い電圧となることが防止できる。

さらに、本実施例では、一方向性素子として使用するパワーＭＯＳＦＥＴのド
レイン・ゲート間に電圧クランプ素子として使用する電圧クランプ素子用ダイオ
ード１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、２３ａ、２３ｂ、２３ｃを接続することにより、
整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、パワーＭＯＳＦＥＴの内部ゲート
電圧が増加し、パワーＭＯＳＦＥＴをアクティブクランプさせる。これにより、
パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には定格電圧以上の電圧が印加される
ことを防止できるため、パワーＭＯＳＦＥＴの破壊を防止できる。ここで、アク
ティブクランプ動作を開始する整流出力電圧の値は、パワーＭＯＳＦＥＴが同期
整流ダイオードとして動作しなくなるときの整流出力電圧の値より高くすること
が望ましい。
また、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃは、パワーＭＯＳＦＥＴ駆
動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力端子と電圧クランプ素子用ダイオ
ード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃの間に配置する。例えば、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力端子がパワーＭＯＳＦＥＴ
１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲート・ソース間電圧を下げてパワーＭＯＳ
ＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃをオフに駆動しているときにも、パワー
ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのドレイン・ゲート間に設定電圧
以上の過電圧が印加されると、電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、
２３ａ〜２３ｃによりパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲ
ート・ソース間に電圧を印加してドレイン電流を流し、パワーＭＯＳＦＥＴ１１
ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのドレイン・ソース間に過電圧が印加されないよう
に保護する。ここで、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃは、トランジ
スタを抵抗性素子として使用してもよい。また、ゲート抵抗は回路構成上パワー
ＭＯＳＦＥＴ駆動回路の中に配置しても構わない。
なお、本実施例では、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃを用いてパ
ワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃを保護する例を示したが、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの電流吸込み能力を
抑えても同様の効果がある。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を下げ
ている（オフ駆動をしている）ときでも、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲー
ト間に設けた電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃに
クランプ電圧以上の電圧が印加されようとすると、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路
１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃでは、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を０Ｖ
にできなくなる。このため、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１
ｃのゲート・ソース間電圧が上昇し、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１
ａ〜２１ｃがオンすることにより、過電圧が印加されないようにできる。

なお、図１では、紙面の都合上、前記トランジスタのゲート・ドレイン間に配
置するダイオードの数は、ゲートに対してドレイン電圧をクランプするために２
個を直列接続し、ドレインに対してゲート電圧をクランプするために２個を直列
接続しているが、例えば１２Ｖバッテリシステムや３６Ｖバッテリシステムの場
合では、前記トランジスタのクランプ電圧は、ゲートに対してドレイン電圧をク
ランプする電圧は、整流出力電圧の上限値との関係で決まり、２０Ｖ以上（１２
Ｖバッテリシステムならば２５Ｖ程度）である。また、ドレインに対してゲート
電圧をクランプする電圧は、ゲート酸化膜の保護の目的とゲート電圧が変化して
もゲートからドレインへのリーク電流が流れないようにする必要があることから、
５Ｖ以上３０Ｖ以下（例えば、２０Ｖ程度）であることが望ましい。
また、このダイオードは、パワーＭＯＳＦＥＴと同一チップ上に形成される多
結晶シリコンダイオードを使用することにより、低コスト化と小型化を図ること
ができる。例えば、前記トランジスタのゲート・ドレイン間に配置するダイオー
ドは、耐圧が約６Ｖの多結晶シリコンダイオードとし、ゲートに対してドレイン
電圧をクランプするために４個（２個以上８個以下）を直列接続し、ドレインに
対してゲート電圧をクランプするために３個（１個以上３個以下）を直列接続す
ることにより実現できる。ここで、ゲートに対してドレイン電圧をクランプする
電圧は、上述のパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃが
過電圧状態と判断する最大整流出力電圧Ｖｍａｘより高く設定することが望まし
い。
このように、ドレイン・ゲート間にダイオードのクランプ電圧を設定すること
により、整流出力電圧が上昇した場合、まず、フィールド電流を低減させ、ゲー
ト駆動方法も変えて、それでも整流出力電圧が抑えられない場合にパワーＭＯＳ
ＦＥＴを保護するためにアクティブクランプが動作し、パワーＭＯＳＦＥＴを保
護するように設定できる。
以上の構成により、本実施例では、オールタネータの高効率化と信頼性向上が
図れるという効果がある。

図６は、本発明の第２の実施例として、第１の実施例を示す充電装置（図１の
回路図）において、過電圧状態でパワーＭＯＳＦＥＴの外部ゲート電圧（パワー
ＭＯＳＦＥＴ駆動回路２６ａ〜２６ｃ、１６ａ〜１６ｃの出力電圧）を全てＬ状
態に駆動する場合の駆動表を示し、図７は、その動作フローチャート図を示す。
本実施例では、図１の回路図において、過電圧状態で全てのパワーＭＯＳＦＥ
Ｔのゲート電圧を下げ（図６、図７のＬ状態）、全てのパワーＭＯＳＦＥＴをオ
フ駆動する。この時、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃのド
レイン・ゲート間に印加される電圧がクランプダイオード２３ａ〜２３ｃ、１３
ａ〜１３ｃのクランプ電圧より高くなる場合がある。この場合には、パワーＭＯ
ＳＦＥＴのドレイン・ゲート間電圧は、一定電圧に保とうとするため、ゲート・
ソース間電圧が増加し、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃは
自動的にオンする。したがって、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には
規定以上の電圧が印加されないため、パワーＭＯＳＦＥＴは、破壊せず、保護さ
れることになる。
さらに、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃが自動的にオン
することにより、同時に整流出力電圧端子５０２からの電流を基準電圧端子５０
０側にバイパスさせる。このため、整流出力電圧端子５０２と基準電圧端子５０
０との間に発生する整流出力電圧が過大にならないように制御される。
なお、本実施例の場合も、第１の実施例で述べたように、ゲート抵抗１４ａ〜
１４ｃ、２４ａ〜２４ｃを用いるか、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６
ｃ、２６ａ〜２６ｃの電流吸込み能力を抑えておくことが必要である。
本実施例でも、過電圧保護の応答速度はやや低減するものの、第１の実施例と
同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。

図８は、本発明の第３の実施例を示す充電装置の回路図であり、図９は、本実
施例の動作フローチャート図である。
本実施例では、発電機２００の交流出力端子５０６，５０７，５０８に発生す
る相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃをモニタすることにより、過電圧状態を検出し、保護
動作することが特徴である。本実施例の場合にも、第１の実施例の場合と同様に、
過負荷保護のためにはパワーＭＯＳＦＥＴを通常状態とは逆位相でゲート駆動す
るが、保護動作をかける場合の判断を相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの値を利用して判
断することが特徴である。すなわち、ブリッジ回路に使われるパワーＭＯＳＦＥ
Ｔのドレイン・ソース間電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ、Ｖ１−Ｖａ、Ｖ１−Ｖｂ、Ｖ１
−Ｖｃを基準電圧（Ｖｒ２）３６、基準電圧（Ｖｒ３）３７と比較することによ
り実現する。基準電圧Ｖｒ２、Ｖｒ３はゼロ電圧とすることが望ましい。

本実施例の通常状態（Ｖｍｉｎ≦Ｖ１≦Ｖｍａｘ）では、パワーＭＯＳＦＥＴ
のソースからドレイン方向に電流が流れる時、すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴの
ドレイン・ソース間電圧がゼロ電圧以下になるときには、パワーＭＯＳＦＥＴ駆
動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧はＨ（高電位）にしてパワー
ＭＯＳＦＥＴをオン制御して低損失に電流を導通させる。また、逆アーム側のパ
ワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧は正電圧となっているため、パワー
ＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧はＬ（低電位）
にしてパワーＭＯＳＦＥＴをオフ制御させる。このような同期整流ダイオード動
作により低損失駆動できる。
なお、整流出力電圧を目標電圧に設定するために、パワーＭＯＳＦＥＴのドレ
イン・ソース間電圧がゼロ電圧以下になるときに、パワーＭＯＳＦＥＴをオン制
御するものの、整流出力電圧の値によりオン制御するデューティを調整して駆動
し、逆アーム側のパワーＭＯＳＦＥＴには逆位相の電圧を印加させて駆動しても
構わない。
過電圧状態（Ｖｍａｘ＜Ｖ１）になると、配線Ｆ１により過電圧状態となった
ことをパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。
この時、本実施例では、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜
２６ｃの出力電圧は、ドレイン・ソース間電圧が０Ｖまたは負電圧となるトラン
ジスタと対になるアームのトランジスタをオンまたはオンするデューティが増加
する制御をする。これにより、過電圧が印加されているパワーＭＯＳＦＥＴのド
レイン・ソース間電圧を低減でき、さらに、整流出力電圧Ｖ１からグランド側に
電流を戻すことにより、整流出力電圧Ｖ１を通常の電圧に抑制させることができ
る。
なお、相電圧は、ゲート電圧を印加することより大きく変化してしまうため、
相電圧（ドレイン・ソース間電圧）の検出は、トランジスタをオフさせたときに
実行することが望ましい。
以上の構成により、本実施例でも第１の実施例と同様にオールタネータの高効
率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
また、本実施例では、上アーム用ＭＯＳＦＥＴも下アーム用ＭＯＳＦＥＴもそ
れぞれ独立してドレイン・ソース間電圧をモニタして制御する方法を示したが、
例えば下アーム用ＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧だけを基準電圧Ｖｒ２
と比較して、上アーム用ＭＯＳＦＥＴは対となる下アーム用ＭＯＳＦＥＴと逆位
相で制御するようにしても同様の効果がえられる。
また、本実施例では、整流出力電圧Ｖ１が規定電圧以上かどうかで過電圧保護
をかける場合を示したが、発電機の相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃのいずれかが規定電
圧以上になった場合に、図９に示した駆動方法により、規定電圧以上にならない
相も含め、ブリッジ回路を構成する全てのパワーＭＯＳＦＥＴの駆動方法を変え
て駆動することにより、過負荷保護動作させてもよい。この場合には、電流出力
端子から基準電圧端子への電流パスが増加するため、規定電圧以上にならない相
も含め、ブリッジ回路を構成する全てのパワーＭＯＳＦＥＴの駆動方法を変えて
過電圧保護動作すると、過電圧保護を迅速に実行できるという効果がある。

図１０は、本発明の第４の実施例として、第３の実施例を示す充電装置（図８
の回路図）において、過電圧状態になった場合に、保護動作のためにパワーＭＯ
ＳＦＥＴを駆動する条件が異なる場合の動作フローチャート図を示す。
本実施例では、発電機２００の相電圧をモニタすることにより、過負荷状態を
検出するという点では第３の実施例と同じであるが、過電圧状態になった場合に、
保護動作のためにパワーＭＯＳＦＥＴを駆動する条件が少し異なる。すなわち、
本実施例では、過負荷保護のために、上アーム用ＭＯＳＦＥＴと下アーム用ＭＯ
ＳＦＥＴのうちドレイン・ソース間電圧が高い方のパワーＭＯＳＦＥＴをオン制
御するために、相電圧Ｖａ、Ｖｂ，Ｖｃが整流出力電圧Ｖ１の１／２の電圧より
大きいか小さいかを比較することにより実現することが特徴である。このため、
これまでの実施例のように通常動作の場合と全く逆位相の駆動をしているわけで
はない。
本実施例でも、第１の実施例と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上
が図れるという効果がある。

図１１は、本発明の第５の実施例を示す充電装置の回路図であり、図１２は、
本実施例の動作フローチャート図である。
本実施例は、本発明の自動車用オルタネータ回路等の充電装置において、整流
に用いるパワーＭＯＳＦＥＴの制御のために、相電流ではなく、パワーＭＯＳＦ
ＥＴに流れる電流を使用することが特徴である。このために、本実施例では、パ
ワーＭＯＳＦＥＴのソース側、ドレイン側に接続した抵抗１７ａ〜１７ｃ、２７
ａ〜２７ｃで電流検出することが特徴である。
本実施例において、通常状態では、抵抗１７ａ〜１７ｃの電圧Ｖ１７ａ〜Ｖ１
７ｃがＶｒ２（基準電圧Ｖｒ２は例えば０ボルト）以下になる期間ならびに抵抗
２７ａ〜２７ｃの電圧Ｖ２７ａ〜Ｖ２７ｃがＶｒ３（基準電圧Ｖｒ３は例えば０
ボルト）以下になる期間には、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２
１ｃをオン制御またはオンするデューティが増加する制御をして損失を低減する。
このため、１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力は高電圧または高電圧にする
デューティが増加する制御にする。一方、抵抗１７ａ〜１７ｃの電圧Ｖ１７ａ〜
Ｖ１７ｃがＶｒ２（基準電圧Ｖｒ２は例えば０ボルト）を超える期間ならびに抵
抗２７ａ〜２７ｃの電圧Ｖ２７ａ〜Ｖ２７ｃがＶｒ３（基準電圧Ｖｒ３は例えば
０ボルト）を超える期間には、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２
１ｃをオフ制御またはオフするデューティが増加する制御をする。このため、１
６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力は低電圧または低電圧にするデューティが
増加する制御をする。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ
〜２１ｃを低損失な同期整流駆動する。
これに対し、本実施例は、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合には、上
記駆動とは逆位相で駆動して整流出力電圧がが過大となることを防止することが
特徴である。
なお、本実施例では、下アーム用ＭＯＳＦＥＴの電流検出抵抗１７ａ〜１７ｃ
と比較に用いる電圧Ｖｒ２を発生する基準電圧３６、上アーム用ＭＯＳＦＥＴの
電流検出抵抗２７ａ〜２７ｃと比較に用いる電圧Ｖｒ３を発生する基準電圧３７
を設ける場合を示したが、上アーム用ＭＯＳＦＥＴを必ず下アームと逆位相で駆
動する場合には、上アーム用の電流検出抵抗２７ａ〜２７ｃと基準電圧３７をな
くし、下アーム側だけで電流検出して可電圧保護をすることも可能である。

また、本実施例で示した図１１の回路図で図１３に示す動作フローチャートに
従い制御すると、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃに過電流
が流れることにより、パワーＭＯＳＦＥＴが破壊することを防止する過電流保護
を実現できる。すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃ
に過大電流が流れているかどうかを抵抗２７ａ〜２７ｃ、１７ａ〜１７ｃで検出
しながら、図１２のフローチャートの通常状態動作と同じように駆動する。図１
３では、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａの過電流検出フローだけを示すが、他のパワ
ーＭＯＳＦＥＴについても同様である。
図１１の回路図において、仮に、特定のＭＯＳＦＥＴに過大電流が流れた場合、
例えば、通常状態動作のパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａだけに過大電流が流れた場合
を考えると、電流検出抵抗１７ａの電圧Ｖ１７ａの絶対値が増加する。もしも、
電圧Ｖ１７ａの絶対値｜Ｖ１７ａ｜が規定電圧Ｖｒ２ｍａｘを超えると、パワー
ＭＯＳＦＥＴ１１ａにはソースからドレインに過電流が流れていると判断する。
ソースからドレインに流れる電流はゲート・ソース間電圧では適切に制御できな
いため、この状態でパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａに過電流が流れつづけ、パワーＭ
ＯＳＦＥＴ１１ａは熱により破壊する可能性がある。
そこで、本実施例では、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａが過電流状態になった場合
には、１１ａと対になって接続してあるパワーＭＯＳＦＥＴ２１ａをオン制御ま
たはオンするデューティが増加する制御をすることが特徴である。
発電機２００に流れ込む電流は、発電機内のコイルに流れる電流であるため、
急には低減しないが、本実施例では、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａを流れる電流が
過電流となった場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａと対になるパワーＭＯＳＦ
ＥＴ２１ａからも発電機に電流が提供されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａに
流れる電流を抑制することが可能とある。
Ｖ１７ａがＶｒ２（例えば基準電圧Ｖｒ２は０ボルト）より高い電圧となった
場合には、通常状態動作と同様に１６ａの出力電圧は低電圧、２６ａの出力電圧
は高電圧に制御する。
ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ以外のパワーＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１ｃ
２１ｂ、２１ｃは過電流となっていないため、各々Ｖ１７ｂとＶｒ２の比較、Ｖ
１７ｃとＶｒ２の比較、Ｖ１−Ｖ１７ｂとＶｒ３の比較、Ｖ１−Ｖ１７ｃとＶｒ
３の比較を行い、通常状態動作と同じ駆動をする（図１３では、紙面の都合上Ｖ
１７ｃとＶｒ２の比較とＶ１−Ｖ１７ｃとＶｒ３は示してない。）。
なお、パワーＭＯＳＦＥＴ１１が過電流状態のときに、パワーＭＯＳＦＥＴ１
１のゲート・ソース間電圧は、通常状態動作と同じように、高電圧にして電圧降
下を抑えてもよいし、逆に、パワーＭＯＳＦＥＴ１１のゲート・ソース間電圧は、
０ボルトにして、パワーＭＯＳＦＥＴ１１に流れる電流が減衰する速度を速くす
るようにしても構わない。
このようにして、同期整流駆動されたパワーＭＯＳＦＥＴの過電流保護動作が
可能となる。
なお、本実施例では、ブリッジを構成するパワーＭＯＳＦＥＴに過大電流が流
れる場合の保護として説明したが、ブリッジ回路を構成する個々のパワーＭＯＳ
ＦＥＴに温度検出回路を設け、規定温度以上になるパワーＭＯＳＦＥＴに過大な
電流が流れなくなるように、対となるパワーＭＯＳＦＥＴをオンさせて電流を分
散するように駆動することにより、パワーＭＯＳＦＥＴを保護することも可能で
ある。
ここで、抵抗１７ａ〜１７ｃ、２７ａ〜２７ｃは、配線等の寄生抵抗を使用し
た場合には低コスト化と小型化が図れるという効果もある。
本実施例でも、第１の実施例と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上
が図れるという効果がある。

図１４は、本発明の第６の実施例を示す充電装置の回路図である。
本実施例では、図１の回路に発電機２００のＹ結線の中点端子５０１に対して
上アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ２１ｄと下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄを
追加することを特徴とする。
従来回路では、中点端子５０１と基準電圧端子５００との間ならびに中点端子
５０１と整流出力端子５０２との間にはそれぞれダイオードを配置し、効率を向
上させていたが、本実施例では、その効率向上に用いるダイオードの代わりにＭ
ＯＳＦＥＴを使用し、更に効率向上を図っている。
ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、２１ｄの駆動方法は他のパワーＭＯＳＦ
ＥＴと同様である。すなわち、抵抗５１４の電圧Ｖｘｓを検出し、ソースからド
レインに電流が流れるときにはパワーＭＯＳＦＥＴをオン制御し、逆アーム側の
パワーＭＯＳＦＥＴはオフ制御するが、過電圧状態では逆位相で駆動させる。さ
らに、過電圧保護動作をさせる場合には、ソースからドレインに電流が流れるパ
ワーＭＯＳＦＥＴと対となるパワーＭＯＳＦＥＴはオン制御またはオンするデュ
ーティを増加する駆動をする。この時、対となる逆アームに配置されたトランジ
スタもオン駆動またはオンするデューティを増加する駆動のままでも構わないが、
中点電圧端子５０１から整流出力端子５０２への電流または基準電圧端子５００
から中点電圧端子５０１に流れる電流を低減するために、オフ制御またはオフす
るデューティを増加して制御することが望ましい。
なお、ダイオード１２ｄ、２２ｄは、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、２１ｄの内
蔵ダイオードであり、ダイオード１３ｄ、２３ｄと抵抗１４ｄ、２４ｄは、過電
圧保護のために設けてある。
本実施例でも、第１の実施例と同様にオールタネータの高効率化と信頼性向上
が図れるという効果がある。
また、本実施例は、相電流を検出する回路に中点端子用のパワーＭＯＳＦＥＴ
を追加した場合であるが、Ｙ結線型の発電機ならどのような回路にも適用でき、
オールタネータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。

図１５は、本発明の第７の実施例を示す充電装置の回路図である。
本実施例は、本発明の自動車用オルタネータ回路等の充電装置において、発電
機２０１としてΔ結線型で回転子磁石２を使用することを特徴とする。すなわち、
本実施例は、フィールドコイルを使用せずとも、オールタネータ回路を実現でき
るようにした。
発電機２０１は、ＵＶ相のコイル１ａｂ、ＶＷ相のコイル１ｂｃ、ＷＵ相のコ
イル１ａｃ、回転子磁石２からなる。
本実施例の場合には、オールタネータを低コストに実現できるという効果があ
る。このため、本実施例では、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図られ、
さらに低コスト化が図れるという効果がある。

図１６は、本発明の第８の実施例を示す充電装置の回路図である。
本実施例では、整流出力端子電圧Ｖ１が過大になっても、負荷４に過電圧が印
加されないようにスイッチ素子としてパワーＭＯＳＦＥＴ４２を追加することを
特徴とする。
すなわち、本実施例では、整流出力電圧Ｖ１が規定電圧以上になった場合に、
整流出力端子５０２とバッテリー側端子５０３とを遮断するためのパワーＭＯＳ
ＦＥＴ４２を設ける。通常は、パワーＭＯＳＦＥＴ４２はオン状態であるが、整
流出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１が過剰に高くなる過電圧状態の場合には、
パワーＭＯＳＦＥＴ４２をオフする。これにより、バッテリー側端子５０３に過
剰な電圧パルスが印加されないため、バッテリー３に接続されている負荷４が過
電圧により破壊することを防止できる。
なお、抵抗４４とダイオード４３はパワーＭＯＳＦＥＴ４２の他のパワーＭＯ
ＳＦＥＴと同様に破壊強度を増加するために設けてある。
従って、本実施例の場合にも、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図れ
るという効果がある。

なお、上述した実施例では対となる上アームトランジスタと下アームトランジ
スタは同時にオンすることがないように駆動することを原則として述べてきたが、
過電圧保護のため、故意に対となる上アームトランジスタと下アームトランジス
タを同時にオンさせて貫通電流を増加させ、整流出力電圧Ｖ１が過電圧とならな
いように制御させるようにしても構わない。

本発明は、充電装置として、特に車両用オールタネータの高効率化と信頼性向
上を図ることができ、同時に低コスト化を図ることができるので、自動車などの
充電装置として有用である。

本発明の第１の実施例を示す充電装置の回路図である。 本発明の第１の実施例を示す充電装置の通常状態（ａ）と過負荷状態（ｂ）の場合の駆動表である。 本発明の第１の実施例を示す充電装置の動作フロー図である。 本発明の第１の実施例を示す充電装置の通常状態における主要電流の流れを示した図である。 本発明の第１の実施例を示す充電装置の過負荷状態における主要電流の流れを示した図である。 本発明の第２の実施例として図１に示す充電回路図の駆動表である。 本発明の第２の実施例として図１に示す充電回路図の動作フロー図である。 本発明の第３の実施例を示す充電装置の回路図である。 本発明の第３の実施例を示す充電装置の動作フロー図である。 本発明の第４の実施例として図８に示す充電回路図の動作フロー図である。 本発明の第５の実施例を示す充電装置の回路図である。 本発明の第５の実施例を示す充電装置の動作フロー図である。 本発明の第５の実施例を示す充電装置の動作フロー図である。 本発明の第６の実施例を示す充電装置の回路図である。 本発明の第７の実施例を示す充電装置の回路図である。 本発明の第８の実施例を示す充電装置の回路図である。

符号の説明

１ａ…Ｕ相のコイル、１ｂ…Ｖ相のコイル、１ｃ…Ｗ相のコイル、１ａｂ…ＵＶ
相のコイル、１ｂｃ…ＶＷ相のコイル、１ａｃ…ＷＵ相のコイル、１ｘ…フィー
ルドコイル、２…回転子磁石、３…バッテリー、４…負荷、５…イグニッション
スイッチ、６…チャージランプ、１１ａ〜１１ｃ…下アーム用パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ、１１ｄ…中点下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１２ａ〜１２ｃ…下アーム用
パワーＭＯＳＦＥＴ、１２ｄ…中点下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１３ａ〜１
３ｄ、２３ａ〜２３ｄ…電圧クランプ素子用（アクティブクランプ用）ダイオー
ド、１４ａ〜１４ｄ、２４ａ〜２４ｄ…電圧クランプ素子用（アクティブクラン
プ用）抵抗、１５ａ〜１５ｄ…相電流検出回路、１６ａ〜１６ｄ、２６ａ〜２６
ｄ…パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路（ゲート制御回路）、１７ａ〜１７ｄ、２７ａ
〜２７ｄ…センス抵抗（または、寄生抵抗）、２１ａ〜２１ｃ…上アーム用パワ
ーＭＯＳＦＥＴ、２１ｄ…中点上アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、２２ａ〜２２ｄ
…パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間ダイオード、３０…ボルテージレギ
ュレータ、３１…制御回路、３３…０Ｖ判別回路、３５，３６，３７…基準電圧、
Ｖａ〜Ｖｃ…相電流検出電圧端子、５０２…整流出力電圧端子、５００…基準電
圧端子、５０５…ボルテージレギュレータの電圧端子、５０３…バッテリ側高電
圧端子、２００，２０１…発電機

Claims (3)

1. 上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって
   発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端
   子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、
   前記整流出力電圧と規定電圧を比較する手段を前記上アームトランジスタと下
   アームトランジスタのゲート制御回路に設け、前記整流出力電圧が前記規定電圧
   以上になった場合に、上アームトランジスタから下アームトランジスタへの貫通
   電流を増加させる制御をすることを特徴とする充電装置。
2. 上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって
   発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端
   子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、
   前記トランジスタのドレイン端子とゲート端子の間に双方向の電流を規定電圧
   まで遮断する電圧クランプ素子を直列に接続し、前記ゲート端子と前記トランジ
   スタを駆動するゲート制御回路との間には抵抗性素子を設け、前記トランジスタ
   のドレイン・ゲート間に規定電圧以上の正電圧が印加された場合には、前記電圧
   クランプ素子に電流が流れ、前記トランジスタをオンさせることを特徴とする充
   電装置。
3. 上アームトランジスタと下アームトランジスタからなるブリッジ回路によって
   発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出力端
   子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、
   前記トランジスタのドレイン端子とゲート端子の間に少なくとも１組の逆向き
   の電圧クランプ素子を直列に接続し、前記トランジスタのドレイン・ゲート間に
   規定電圧以上の電圧が印加された場合に、前記トランジスタを駆動するゲート制
   御回路用トランジスタの状態に制限されずに前記ブリッジ回路用トランジスタが
   オン制御するように前記ゲート制御回路用トランジスタの吸込み能力を前記ドレ
   イン・ゲート電流以下に電流駆動能力を制限することを特徴とする充電装置。
   
   

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