JP2003244864A - 充電装置 - Google Patents
充電装置Info
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- JP2003244864A JP2003244864A JP2002042701A JP2002042701A JP2003244864A JP 2003244864 A JP2003244864 A JP 2003244864A JP 2002042701 A JP2002042701 A JP 2002042701A JP 2002042701 A JP2002042701 A JP 2002042701A JP 2003244864 A JP2003244864 A JP 2003244864A
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/80—Technologies aiming to reduce greenhouse gasses emissions common to all road transportation technologies
- Y02T10/92—Energy efficient charging or discharging systems for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors specially adapted for vehicles
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- Control Of Charge By Means Of Generators (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Eletrric Generators (AREA)
- Protection Of Generators And Motors (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 車両用オールタネータを高効率化、高信頼化
することにある。 【解決手段】 整流出力端子５０２に高電圧が印加され
る過電圧状態（Ｖｒ１（Ｖｍａｘ）＜Ｖ１）になると、
配線Ｆ１によりパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１
６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達し、この結果、前記駆動回
路は、通常状態とは逆位相でパワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ
〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃを駆動する。即ち、Ｖａｓ〜
Ｖｃｓが正となる（発電機２００からブリッジ回路に電
流が流れる）場合には、交流出力端子５０６〜５０８に
接続された下アームトランジスタはオン制御する。この
時、対となる逆アームの上アームトランジスタは発電機
からの電流を低減するために、オフ制御する。また、Ｖ
ａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリッジ回
路から電流が流れる）場合には、上アーム用トランジス
タはオン制御する。この時、対となる逆アームの下アー
ムトランジスタは、オフ制御する。
することにある。 【解決手段】 整流出力端子５０２に高電圧が印加され
る過電圧状態（Ｖｒ１（Ｖｍａｘ）＜Ｖ１）になると、
配線Ｆ１によりパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１
６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達し、この結果、前記駆動回
路は、通常状態とは逆位相でパワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ
〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃを駆動する。即ち、Ｖａｓ〜
Ｖｃｓが正となる（発電機２００からブリッジ回路に電
流が流れる）場合には、交流出力端子５０６〜５０８に
接続された下アームトランジスタはオン制御する。この
時、対となる逆アームの上アームトランジスタは発電機
からの電流を低減するために、オフ制御する。また、Ｖ
ａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリッジ回
路から電流が流れる）場合には、上アーム用トランジス
タはオン制御する。この時、対となる逆アームの下アー
ムトランジスタは、オフ制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、車両用交流発電機
の交流電流を整流し、バッテリを充電する充電装置に関
する。
の交流電流を整流し、バッテリを充電する充電装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来、車両用交流発電機の交流電流を整
流し、バッテリに充電する充電回路において、複数のＭ
ＯＳＦＥＴからなる整流ブリッジ回路と、このＦＥＴの
いずれかにバッテリの両端電圧より高い逆ドレイン・ソ
ース電圧が印加されたときにＭＯＳＦＥＴにゲート電圧
を印加する制御手段とを備える充電回路が特開平４-１
３８０３０号公報に開示されている。また、ＭＯＳＦＥ
Ｔとしてソース領域またはドレイン領域とウエル領域と
の間のどちらか一方の内蔵ダイオードと並列に高抵抗体
を設け、界磁巻線電流制御を行わない車両用交流発電機
が特開平７ー１６３１４９号公報に、また、ソース電極
とウエル領域とを高抵抗体で接続する車両用交流発電機
が特開平７ー１７０７４６号公報に、また、ＭＯＳＦＥ
ＴとしてＳｉＣを使用した場合の制御方法が特開平８ー
３３６２３８号公報に開示されている。さらに、特開平
９−２１９９３８号公報には、電機子巻線に生じる発電
電圧が規定電圧以上かどうかを検出し、異常電圧発生時
にはトランジスタを導通させて発電電圧を抑圧する短絡
回路部とを備える車両用発電装置が開示され、また、ロ
ーサイド素子をなすＭＯＳトランジスタのドレイン・ゲ
ート間に定電圧降下素子を設け、電機子巻線に生じる発
電電圧に異常電圧が発生した時にトランジスタをオンさ
せる方法も開示されている。
流し、バッテリに充電する充電回路において、複数のＭ
ＯＳＦＥＴからなる整流ブリッジ回路と、このＦＥＴの
いずれかにバッテリの両端電圧より高い逆ドレイン・ソ
ース電圧が印加されたときにＭＯＳＦＥＴにゲート電圧
を印加する制御手段とを備える充電回路が特開平４-１
３８０３０号公報に開示されている。また、ＭＯＳＦＥ
Ｔとしてソース領域またはドレイン領域とウエル領域と
の間のどちらか一方の内蔵ダイオードと並列に高抵抗体
を設け、界磁巻線電流制御を行わない車両用交流発電機
が特開平７ー１６３１４９号公報に、また、ソース電極
とウエル領域とを高抵抗体で接続する車両用交流発電機
が特開平７ー１７０７４６号公報に、また、ＭＯＳＦＥ
ＴとしてＳｉＣを使用した場合の制御方法が特開平８ー
３３６２３８号公報に開示されている。さらに、特開平
９−２１９９３８号公報には、電機子巻線に生じる発電
電圧が規定電圧以上かどうかを検出し、異常電圧発生時
にはトランジスタを導通させて発電電圧を抑圧する短絡
回路部とを備える車両用発電装置が開示され、また、ロ
ーサイド素子をなすＭＯＳトランジスタのドレイン・ゲ
ート間に定電圧降下素子を設け、電機子巻線に生じる発
電電圧に異常電圧が発生した時にトランジスタをオンさ
せる方法も開示されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記した特開平９−２
１９９３８号公報には、電機子巻線に生じる発電電圧が
規定電圧以上かどうかを検出し、異常電圧が発生したト
ランジスタをオンさせる方法が開示されているが、この
とき異常電圧が発生したトランジスタと対になる逆アー
ム側に配置されているトランジスタや他の相のトランジ
スタを異常電圧発生に対応させて最適に制御し、高信頼
化する方法に関しては十分な検討がなされていない。ま
た、特開平９−２１９９３８号公報には、ＭＯＳＦＥＴ
の内蔵ダイオードを整流素子として使用し、過電圧発生
時のみにＭＯＳＦＥＴのゲート・ドレイン間に設けた定
電圧ダイオードでオンさせて保護する方法が記載されて
いるが、同期整流制御による低損失化も同時に満たした
高効率な回路構成の検討は十分になされていない。ま
た、同期整流を用いたオールタネータ回路を実現するた
めの通常状態の制御方法や過電圧状態での制御方法やこ
れらの制御方法における具体的な過電圧保護を実現する
ために必要な制御情報の検出方法やその後の制御方法に
関して十分な検討がなされていない。
１９９３８号公報には、電機子巻線に生じる発電電圧が
規定電圧以上かどうかを検出し、異常電圧が発生したト
ランジスタをオンさせる方法が開示されているが、この
とき異常電圧が発生したトランジスタと対になる逆アー
ム側に配置されているトランジスタや他の相のトランジ
スタを異常電圧発生に対応させて最適に制御し、高信頼
化する方法に関しては十分な検討がなされていない。ま
た、特開平９−２１９９３８号公報には、ＭＯＳＦＥＴ
の内蔵ダイオードを整流素子として使用し、過電圧発生
時のみにＭＯＳＦＥＴのゲート・ドレイン間に設けた定
電圧ダイオードでオンさせて保護する方法が記載されて
いるが、同期整流制御による低損失化も同時に満たした
高効率な回路構成の検討は十分になされていない。ま
た、同期整流を用いたオールタネータ回路を実現するた
めの通常状態の制御方法や過電圧状態での制御方法やこ
れらの制御方法における具体的な過電圧保護を実現する
ために必要な制御情報の検出方法やその後の制御方法に
関して十分な検討がなされていない。
【０００４】本発明の課題は、上記事情に鑑み、充電装
置、特に車両用オールタネータを高効率化、高信頼化す
ることにある。
置、特に車両用オールタネータを高効率化、高信頼化す
ることにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流
し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧
を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、整
流に用いる一方向性素子としてパワーＭＯＳＦＥＴを使
用し、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、整
流出力電圧を低減するようにパワーＭＯＳＦＥＴのう
ち、ソースからドレインに電流が流れていたパワーＭＯ
ＳＦＥＴをオフ制御し、オフ制御されていたパワーＭＯ
ＳＦＥＴをオン制御する。ここで、この制御は、上アー
ム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワーＭＯＳＦＥ
Ｔのゲート制御回路に、発電機の相電流とその向きを検
出する相電流検出回路、または、発電機が発生する相電
圧を検出し、上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム
側パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧を求
め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路、または、
上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワーＭＯ
ＳＦＥＴに流れる電流を検出する相電流検出回路を設け
ることにより行う。また、一方向性素子として使用する
パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間に電圧クラン
プ素子を接続し、整流出力電圧が規定電圧以上になった
場合に、パワーＭＯＳＦＥＴの内部ゲート電圧が増加
し、上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワー
ＭＯＳＦＥＴに適切に電圧が印加されるように制御す
る。または、整流の入力となる相電流が規定値以上に増
加した場合に、規定値以上の過大な相電流が一方向性素
子として使用するオン状態のパワーＭＯＳＦＥＴに全て
流れないように、前記オン状態のパワーＭＯＳＦＥＴと
対で結線されている逆アーム側に配置されたオフ状態の
パワーＭＯＳＦＥＴをオンさせて相電流をバイパスさせ
るように制御する。
に、発電機の交流出力端子から出入りする電流を整流
し、基準電圧端子と整流出力端子との間に整流出力電圧
を発生させ、バッテリを充電する充電装置において、整
流に用いる一方向性素子としてパワーＭＯＳＦＥＴを使
用し、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、整
流出力電圧を低減するようにパワーＭＯＳＦＥＴのう
ち、ソースからドレインに電流が流れていたパワーＭＯ
ＳＦＥＴをオフ制御し、オフ制御されていたパワーＭＯ
ＳＦＥＴをオン制御する。ここで、この制御は、上アー
ム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワーＭＯＳＦＥ
Ｔのゲート制御回路に、発電機の相電流とその向きを検
出する相電流検出回路、または、発電機が発生する相電
圧を検出し、上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム
側パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧を求
め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路、または、
上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワーＭＯ
ＳＦＥＴに流れる電流を検出する相電流検出回路を設け
ることにより行う。また、一方向性素子として使用する
パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間に電圧クラン
プ素子を接続し、整流出力電圧が規定電圧以上になった
場合に、パワーＭＯＳＦＥＴの内部ゲート電圧が増加
し、上アーム側パワーＭＯＳＦＥＴと下アーム側パワー
ＭＯＳＦＥＴに適切に電圧が印加されるように制御す
る。または、整流の入力となる相電流が規定値以上に増
加した場合に、規定値以上の過大な相電流が一方向性素
子として使用するオン状態のパワーＭＯＳＦＥＴに全て
流れないように、前記オン状態のパワーＭＯＳＦＥＴと
対で結線されている逆アーム側に配置されたオフ状態の
パワーＭＯＳＦＥＴをオンさせて相電流をバイパスさせ
るように制御する。
【０００６】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
参照しながら説明する。図１は、本発明の第１の実施形
態を示す充電装置の回路図であり、図２（ａ）は、本実
施形態の通常状態における駆動表、図２（ｂ）は、本実
施形態が過負荷状態になった場合を含む駆動表、図３
は、本実施形態の動作フローチャート図、図４は、本実
施形態の通常状態における主要電流の流れ、図５は、本
実施形態の過負荷状態における主要電流の流れを示す。
図１には、ステータのコイル１ａ、１ｂ、１ｃとフィー
ルドコイル１ｘを有する発電機２００の交流出力端子
（Ｕ相：５０６，Ｖ相：５０７，Ｗ相：５０８）から出
入りする電流を上アームトランジスタ２１ａ、２１ｂ、
２１ｃと下アームトランジスタ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ
からなるブリッジ回路で整流し、基準電圧端子５００と
整流出力端子５０２との間に整流出力電圧Ｖ１を出力
し、バッテリ３を充電する自動車用オルタネータ回路を
示す。ブリッジ回路を構成するトランジスタ２１ａ、２
１ｂ、２１ｃ、１１ａ、１１ｂ、１１ｃは、パワーＭＯ
ＳＦＥＴでソースからドレインへ低損失で電流を同期整
流ダイオードとして動作させる。同期整流ダイオードと
して動作させるということは、パワーＭＯＳＦＥＴのソ
ースからドレイン方向を順方向電流とし、順方向電流が
流れる場合にはゲートに電圧を印加して低損失なＭＯＳ
ＦＥＴ電流を流し、ドレインからソース方向の逆方向電
流は流れないようにパワーＭＯＳＦＥＴをオフ駆動する
ことである。ここで、１１ａと２１ａ、１１ｂと２１
ｂ、１１ｃと２１ｃはブリッジ回路において対となるパ
ワーＭＯＳＦＥＴである。図１において、エンジン停止
時にイグニッションスイッチ５をオンすると、０Ｖ判別
回路３３の動作によりトランジスタ９がオンし、チャー
ジランプ６を点灯させる。一方、エンジンが始動し、発
電機２００が回転し始めると、フィールドコイル１ｘに
十分な電流が流れ、ステータコイル１ａ〜１ｃに交流電
圧が誘起される。また、ステータコイル１ａ〜１ｃの電
圧が上昇すると、トランジスタ９がオフし、チャージラ
ンプ６が消灯し、発電状態であることを示す。ダイオー
ド３２は、トランジスタ１１ｅがオフになったときに、
フィールドコイル１ｘに電流を流し続けさせるために設
けてある。また、本実施形態ではトランジスタ９、１１
ｅをＭＯＳＦＥＴの例で示したため、ＭＯＳＦＥＴのド
レイン・ソース間に存在する内蔵ダイオード１０、１２
ｅも示してある。
参照しながら説明する。図１は、本発明の第１の実施形
態を示す充電装置の回路図であり、図２（ａ）は、本実
施形態の通常状態における駆動表、図２（ｂ）は、本実
施形態が過負荷状態になった場合を含む駆動表、図３
は、本実施形態の動作フローチャート図、図４は、本実
施形態の通常状態における主要電流の流れ、図５は、本
実施形態の過負荷状態における主要電流の流れを示す。
図１には、ステータのコイル１ａ、１ｂ、１ｃとフィー
ルドコイル１ｘを有する発電機２００の交流出力端子
（Ｕ相：５０６，Ｖ相：５０７，Ｗ相：５０８）から出
入りする電流を上アームトランジスタ２１ａ、２１ｂ、
２１ｃと下アームトランジスタ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ
からなるブリッジ回路で整流し、基準電圧端子５００と
整流出力端子５０２との間に整流出力電圧Ｖ１を出力
し、バッテリ３を充電する自動車用オルタネータ回路を
示す。ブリッジ回路を構成するトランジスタ２１ａ、２
１ｂ、２１ｃ、１１ａ、１１ｂ、１１ｃは、パワーＭＯ
ＳＦＥＴでソースからドレインへ低損失で電流を同期整
流ダイオードとして動作させる。同期整流ダイオードと
して動作させるということは、パワーＭＯＳＦＥＴのソ
ースからドレイン方向を順方向電流とし、順方向電流が
流れる場合にはゲートに電圧を印加して低損失なＭＯＳ
ＦＥＴ電流を流し、ドレインからソース方向の逆方向電
流は流れないようにパワーＭＯＳＦＥＴをオフ駆動する
ことである。ここで、１１ａと２１ａ、１１ｂと２１
ｂ、１１ｃと２１ｃはブリッジ回路において対となるパ
ワーＭＯＳＦＥＴである。図１において、エンジン停止
時にイグニッションスイッチ５をオンすると、０Ｖ判別
回路３３の動作によりトランジスタ９がオンし、チャー
ジランプ６を点灯させる。一方、エンジンが始動し、発
電機２００が回転し始めると、フィールドコイル１ｘに
十分な電流が流れ、ステータコイル１ａ〜１ｃに交流電
圧が誘起される。また、ステータコイル１ａ〜１ｃの電
圧が上昇すると、トランジスタ９がオフし、チャージラ
ンプ６が消灯し、発電状態であることを示す。ダイオー
ド３２は、トランジスタ１１ｅがオフになったときに、
フィールドコイル１ｘに電流を流し続けさせるために設
けてある。また、本実施形態ではトランジスタ９、１１
ｅをＭＯＳＦＥＴの例で示したため、ＭＯＳＦＥＴのド
レイン・ソース間に存在する内蔵ダイオード１０、１２
ｅも示してある。
【０００７】本実施形態の充電装置では、同期整流用パ
ワーＭＯＳＦＥＴを制御するために、相電流検出抵抗５
１１，５１２，５１３に発生する電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、
Ｖｃｓから判断される相電流の向きに応じ、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ駆動回路（ゲート制御回路）１６ａ、１６ｂ、
１６ｃ、２６ａ、２６ｂ、２６ｃの出力電圧を図２の駆
動表並びに図３の動作フローチャート図に従い制御する
ことに特徴がある。整流出力端子５０２の整流出力電圧
Ｖ１は、基準電圧回路（Ｒｅｆ１）３５で生成される電
圧Ｖｒ１（Ｖｍｉｎ，Ｖｍａｘ）と制御回路３１で比較
し、その結果により過電圧状態かどうかを配線Ｆ１によ
りパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ
〜２６ｃに伝達する。基準電圧Ｖｒ２は基準電圧回路
（Ｒｒｅｆ２）３６で生成されるが、本実施形態の場合
にはＶｒ２を０Ｖとして構わない。このため、基準電圧
端子５００から直接配線を延ばすだけでも構わない。ま
ず、バッテリ３の電圧が低く、整流出力電圧Ｖ１がＶｍ
ｉｎ（例えば、９Ｖ）未満の場合にはパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧
はＬ状態にしておく。これはボルテージレギュレータ３
０へ供給する電源端子５０５が低い場合には、同期整流
用パワーＭＯＳＦＥＴを駆動するための電力を節約する
ためである。パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６
ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧を低電圧状態（Ｌ状態）
にしている時、パワーＭＯＳＦＥＴはオフ状態である
が、内蔵ダイオード１２ａ〜１２ｃ、２２ａ〜２２ｃが
存在するため、従来のダイオードを用いた充電回路とし
て動作する。バッテリ３の電圧がＶｍｉｎ以上となる
と、相電流の値により同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを
同期整流駆動する。相電流検出回路１５ａ〜１５ｃは、
相電流をモニタするために電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓ
を検出し、基準電圧Ｖｒ２と比較する。一方、制御回路
３１は、整流出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１と基準
電圧回路（Ｒｅｆ１）３５で生成される電圧Ｖｒ１（＝
Ｖｍａｘ）を比較し、Ｖ１が規定の最大電圧Ｖｍａｘ以
下であるかどうかを判断する。その結果により過電圧状
態かどうかを配線Ｆ１によりパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回
路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。
ワーＭＯＳＦＥＴを制御するために、相電流検出抵抗５
１１，５１２，５１３に発生する電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、
Ｖｃｓから判断される相電流の向きに応じ、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ駆動回路（ゲート制御回路）１６ａ、１６ｂ、
１６ｃ、２６ａ、２６ｂ、２６ｃの出力電圧を図２の駆
動表並びに図３の動作フローチャート図に従い制御する
ことに特徴がある。整流出力端子５０２の整流出力電圧
Ｖ１は、基準電圧回路（Ｒｅｆ１）３５で生成される電
圧Ｖｒ１（Ｖｍｉｎ，Ｖｍａｘ）と制御回路３１で比較
し、その結果により過電圧状態かどうかを配線Ｆ１によ
りパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ
〜２６ｃに伝達する。基準電圧Ｖｒ２は基準電圧回路
（Ｒｒｅｆ２）３６で生成されるが、本実施形態の場合
にはＶｒ２を０Ｖとして構わない。このため、基準電圧
端子５００から直接配線を延ばすだけでも構わない。ま
ず、バッテリ３の電圧が低く、整流出力電圧Ｖ１がＶｍ
ｉｎ（例えば、９Ｖ）未満の場合にはパワーＭＯＳＦＥ
Ｔ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧
はＬ状態にしておく。これはボルテージレギュレータ３
０へ供給する電源端子５０５が低い場合には、同期整流
用パワーＭＯＳＦＥＴを駆動するための電力を節約する
ためである。パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６
ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧を低電圧状態（Ｌ状態）
にしている時、パワーＭＯＳＦＥＴはオフ状態である
が、内蔵ダイオード１２ａ〜１２ｃ、２２ａ〜２２ｃが
存在するため、従来のダイオードを用いた充電回路とし
て動作する。バッテリ３の電圧がＶｍｉｎ以上となる
と、相電流の値により同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを
同期整流駆動する。相電流検出回路１５ａ〜１５ｃは、
相電流をモニタするために電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓ
を検出し、基準電圧Ｖｒ２と比較する。一方、制御回路
３１は、整流出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１と基準
電圧回路（Ｒｅｆ１）３５で生成される電圧Ｖｒ１（＝
Ｖｍａｘ）を比較し、Ｖ１が規定の最大電圧Ｖｍａｘ以
下であるかどうかを判断する。その結果により過電圧状
態かどうかを配線Ｆ１によりパワーＭＯＳＦＥＴ駆動回
路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。
【０００８】本実施形態の通常状態（Ｖｍｉｎ≦Ｖ１≦
Ｖｍａｘ）では、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜
１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧は、図２（ａ）に示
すように駆動することが特徴である。相電流の値により
同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを同期整流駆動する。相
電流検出回路１５ａ〜１５ｃは、相電流をモニタするた
めに電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓを検出し、基準電圧Ｖ
ｒ２と比較する。すなわち、この結果、Ｖａｓ、Ｖｂ
ｓ、Ｖｃｓが正となる（発電機からブリッジ回路に電流
が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５
０８に接続された上アームトランジスタはオン制御また
はオンするデューティを増加し、対となる逆アームに配
置された下アームトランジスタはオフ制御またはオフす
るデューティを増加して制御する。また、Ｖａｓ、Ｖｂ
ｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリッジ回路から電流
が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５
０８に接続された下アーム用トランジスタはオン制御ま
たはオンするデューティを増加し、対となる逆アームに
配置された上アームトランジスタはオフ制御またはオフ
するデューティを増加して制御する。本実施形態の場合
には、従来のようにトランジスタ１１ｅのオンするデュ
ーティを制御させて発電機のフィールド電流を制御して
整流出力電圧を制御する方法を併用させることにより、
更に高速に整流出力電圧を制御できるため、信頼性が向
上する。あるいは、従来のようにトランジスタ１１ｅを
なくし、フィールド電流の制御をせずに整流出力電圧を
適正値に制御することも可能であり、この場合にはシス
テムの低コスト化が図れる。本実施形態において、１２
Ｖバッテリシステムの場合、同期整流ダイオードとして
使用されるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン耐圧の最大定
格は３０Ｖ程度、１７５℃におけるオン抵抗は５ｍΩ以
下であることが望ましい。このように、高温でも低オン
抵抗のパワーＭＯＳＦＥＴを使用することにより、例え
ば１００Ａの電流が流れても０．５Ｖの電圧ドロップに
抑えられる。従って、整流素子としてダイオードを使用
した従来の場合に比べ、オルタネータ回路を高効率化で
きるという効果がある。ここで、ダイオード１２ａ、１
２ｂ、１２ｃ、２２ａ、２２ｂ、２２ｃは、各々パワー
ＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、２１ａ、２１
ｂ、２１ｃのドレイン・ソース間に存在する内蔵ダイオ
ードである。また、電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓは発電
機２００からブリッジ回路に電流が流れる場合を正にと
ってある。
Ｖｍａｘ）では、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜
１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧は、図２（ａ）に示
すように駆動することが特徴である。相電流の値により
同期整流用パワーＭＯＳＦＥＴを同期整流駆動する。相
電流検出回路１５ａ〜１５ｃは、相電流をモニタするた
めに電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓを検出し、基準電圧Ｖ
ｒ２と比較する。すなわち、この結果、Ｖａｓ、Ｖｂ
ｓ、Ｖｃｓが正となる（発電機からブリッジ回路に電流
が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５
０８に接続された上アームトランジスタはオン制御また
はオンするデューティを増加し、対となる逆アームに配
置された下アームトランジスタはオフ制御またはオフす
るデューティを増加して制御する。また、Ｖａｓ、Ｖｂ
ｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリッジ回路から電流
が流れる）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５
０８に接続された下アーム用トランジスタはオン制御ま
たはオンするデューティを増加し、対となる逆アームに
配置された上アームトランジスタはオフ制御またはオフ
するデューティを増加して制御する。本実施形態の場合
には、従来のようにトランジスタ１１ｅのオンするデュ
ーティを制御させて発電機のフィールド電流を制御して
整流出力電圧を制御する方法を併用させることにより、
更に高速に整流出力電圧を制御できるため、信頼性が向
上する。あるいは、従来のようにトランジスタ１１ｅを
なくし、フィールド電流の制御をせずに整流出力電圧を
適正値に制御することも可能であり、この場合にはシス
テムの低コスト化が図れる。本実施形態において、１２
Ｖバッテリシステムの場合、同期整流ダイオードとして
使用されるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン耐圧の最大定
格は３０Ｖ程度、１７５℃におけるオン抵抗は５ｍΩ以
下であることが望ましい。このように、高温でも低オン
抵抗のパワーＭＯＳＦＥＴを使用することにより、例え
ば１００Ａの電流が流れても０．５Ｖの電圧ドロップに
抑えられる。従って、整流素子としてダイオードを使用
した従来の場合に比べ、オルタネータ回路を高効率化で
きるという効果がある。ここで、ダイオード１２ａ、１
２ｂ、１２ｃ、２２ａ、２２ｂ、２２ｃは、各々パワー
ＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、２１ａ、２１
ｂ、２１ｃのドレイン・ソース間に存在する内蔵ダイオ
ードである。また、電圧Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓは発電
機２００からブリッジ回路に電流が流れる場合を正にと
ってある。
【０００９】次に、ロードダンプ不良のように整流出力
端子５０２とバッテリ側端子５０３との間のワイヤが切
断し、整流出力端子５０２に高電圧が印加される過電圧
状態の場合の動作を説明する。従来回路と同様に制御回
路３１は、整流出力電圧（配線Ｆ０を用いて伝達）が設
定電圧以上（例えば、２０Ｖ以上）に上昇した場合に
は、トランジスタ１１ｅをオフまたはオフするデューテ
ィを増加することによりフィールド電流を低減し、フィ
ールドコイル１ｘに流れる電流を低下させるだけではな
く、本実施形態では、ブリッジ回路を構成するパワーＭ
ＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに
整流出力電圧が設定電圧以上に上昇したことを配線Ｆ１
を用いて伝達し、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜
１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの制御モードを逆位相に変え
る。すなわち、この条件の場合、パワーＭＯＳＦＥＴ
は、同期整流ダイオードとしての動作ではなく、ドレイ
ンからソースへ電流を流すように動作する。本実施形態
では、過電圧状態（Ｖｍａｘ＜Ｖ１）になると、配線Ｆ
１により過電圧状態となったことをパワーＭＯＳＦＥＴ
駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。
この結果、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６
ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧は、図２（ｂ）に示すよ
うに、過電圧状態では通常状態とは逆位相でパワーＭＯ
ＳＦＥＴを駆動する。すなわち、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃ
ｓが正となる（発電機からブリッジ回路に電流が流れ
る）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５０８に
接続された下アームトランジスタはオン制御またはオン
するデューティを増加する。この時、対となる逆アーム
に配置された上アームトランジスタもオン駆動またはオ
ンするデューティを増加する駆動のままでも構わない
が、発電機２００から整流出力電圧端子５０２に流れる
電流を低減するためには、オフ制御またはオフするデュ
ーティを増加して制御することが望ましい。また、Ｖａ
ｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリッジ回路
から電流が流れる）場合には、交流出力端子に接続され
た上アーム用トランジスタはオン制御またはオンするデ
ューティを増加する。この時、対となる逆アームに配置
された下アームトランジスタもオン駆動またはオンする
デューティを増加する駆動のままでも構わないが、基準
電圧端子５００から発電機２００に流れる電流を低減す
るためには、オフ制御またはオフするデューティを増加
して制御することが望ましい。
端子５０２とバッテリ側端子５０３との間のワイヤが切
断し、整流出力端子５０２に高電圧が印加される過電圧
状態の場合の動作を説明する。従来回路と同様に制御回
路３１は、整流出力電圧（配線Ｆ０を用いて伝達）が設
定電圧以上（例えば、２０Ｖ以上）に上昇した場合に
は、トランジスタ１１ｅをオフまたはオフするデューテ
ィを増加することによりフィールド電流を低減し、フィ
ールドコイル１ｘに流れる電流を低下させるだけではな
く、本実施形態では、ブリッジ回路を構成するパワーＭ
ＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに
整流出力電圧が設定電圧以上に上昇したことを配線Ｆ１
を用いて伝達し、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜
１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの制御モードを逆位相に変え
る。すなわち、この条件の場合、パワーＭＯＳＦＥＴ
は、同期整流ダイオードとしての動作ではなく、ドレイ
ンからソースへ電流を流すように動作する。本実施形態
では、過電圧状態（Ｖｍａｘ＜Ｖ１）になると、配線Ｆ
１により過電圧状態となったことをパワーＭＯＳＦＥＴ
駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに伝達する。
この結果、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６
ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧は、図２（ｂ）に示すよ
うに、過電圧状態では通常状態とは逆位相でパワーＭＯ
ＳＦＥＴを駆動する。すなわち、Ｖａｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃ
ｓが正となる（発電機からブリッジ回路に電流が流れ
る）場合には、交流出力端子５０６，５０７、５０８に
接続された下アームトランジスタはオン制御またはオン
するデューティを増加する。この時、対となる逆アーム
に配置された上アームトランジスタもオン駆動またはオ
ンするデューティを増加する駆動のままでも構わない
が、発電機２００から整流出力電圧端子５０２に流れる
電流を低減するためには、オフ制御またはオフするデュ
ーティを増加して制御することが望ましい。また、Ｖａ
ｓ、Ｖｂｓ、Ｖｃｓが負となる（発電機にブリッジ回路
から電流が流れる）場合には、交流出力端子に接続され
た上アーム用トランジスタはオン制御またはオンするデ
ューティを増加する。この時、対となる逆アームに配置
された下アームトランジスタもオン駆動またはオンする
デューティを増加する駆動のままでも構わないが、基準
電圧端子５００から発電機２００に流れる電流を低減す
るためには、オフ制御またはオフするデューティを増加
して制御することが望ましい。
【００１０】以上の動作を更に詳しく説明すると、以下
のとおりである。図２(ａ)の通常状態の駆動表に示す３
Ｔ／６から６Ｔ／６までの主要電流の流れを図４に、ま
た、図２（ｂ）に示す過電圧負荷状態の３Ｔ／６から６
Ｔ／６までの主要電流の流れを図５に示す。本実施形態
では、通常状態にはソースからドレインに電流が流れる
パワーＭＯＳＦＥＴについてはオン制御またはオンする
デューティを増加してソースからドレインに同期整流ダ
イオードとして低損失に電流を流すが、パワーＭＯＳＦ
ＥＴが過電圧状態になると、オフ制御またはオフするデ
ューティを増加する制御にする。これにより、パワーＭ
ＯＳＦＥＴに流れていた電流は、ＭＯＳＦＥＴ電流では
なく、内蔵ダイオード１２ａ〜１２ｃ、２２ａ〜１２ｃ
に電流が移る。このため、パワーＭＯＳＦＥＴに流れる
全電流（ＭＯＳＦＥＴ電流と内蔵ダイオードに流れる電
流の合計）の絶対値は減少する。これに対し、前記パワ
ーＭＯＳＦＥＴと対になって配置されている逆アーム側
にあるパワーＭＯＳＦＥＴは、対となるパワーＭＯＳＦ
ＥＴと逆位相で制御する。すなわち、通常状態ではオフ
制御またはオフするデューティを増加する制御にする
が、過電圧状態ではオン制御またはオンするデューティ
を増加する制御にする。これにより、整流出力電圧Ｖ１
が過電圧になった時に、ドレイン・ソース間の電圧も抑
制でき、さらに整流出力電圧Ｖ１からグランド側に電流
を戻すことにより、整流出力電圧Ｖ１を通常の電圧に抑
制させることができる。上記動作内容をフローチャート
図で示すと、図３となる。これにより、整流出力電圧端
子５０２から基準電圧端子５００側に電流を流すことに
より、整流出力電圧端子５０２と基準電圧端子５００と
の間に発生する整流出力電圧が規定電圧より過度に高い
電圧となることが防止できる。
のとおりである。図２(ａ)の通常状態の駆動表に示す３
Ｔ／６から６Ｔ／６までの主要電流の流れを図４に、ま
た、図２（ｂ）に示す過電圧負荷状態の３Ｔ／６から６
Ｔ／６までの主要電流の流れを図５に示す。本実施形態
では、通常状態にはソースからドレインに電流が流れる
パワーＭＯＳＦＥＴについてはオン制御またはオンする
デューティを増加してソースからドレインに同期整流ダ
イオードとして低損失に電流を流すが、パワーＭＯＳＦ
ＥＴが過電圧状態になると、オフ制御またはオフするデ
ューティを増加する制御にする。これにより、パワーＭ
ＯＳＦＥＴに流れていた電流は、ＭＯＳＦＥＴ電流では
なく、内蔵ダイオード１２ａ〜１２ｃ、２２ａ〜１２ｃ
に電流が移る。このため、パワーＭＯＳＦＥＴに流れる
全電流（ＭＯＳＦＥＴ電流と内蔵ダイオードに流れる電
流の合計）の絶対値は減少する。これに対し、前記パワ
ーＭＯＳＦＥＴと対になって配置されている逆アーム側
にあるパワーＭＯＳＦＥＴは、対となるパワーＭＯＳＦ
ＥＴと逆位相で制御する。すなわち、通常状態ではオフ
制御またはオフするデューティを増加する制御にする
が、過電圧状態ではオン制御またはオンするデューティ
を増加する制御にする。これにより、整流出力電圧Ｖ１
が過電圧になった時に、ドレイン・ソース間の電圧も抑
制でき、さらに整流出力電圧Ｖ１からグランド側に電流
を戻すことにより、整流出力電圧Ｖ１を通常の電圧に抑
制させることができる。上記動作内容をフローチャート
図で示すと、図３となる。これにより、整流出力電圧端
子５０２から基準電圧端子５００側に電流を流すことに
より、整流出力電圧端子５０２と基準電圧端子５００と
の間に発生する整流出力電圧が規定電圧より過度に高い
電圧となることが防止できる。
【００１１】さらに、本実施形態では、一方向性素子と
して使用するパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間
に電圧クランプ素子として使用する電圧クランプ素子用
ダイオード１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、２３ａ、２３ｂ、
２３ｃを接続することにより、整流出力電圧が規定電圧
以上になった場合に、パワーＭＯＳＦＥＴの内部ゲート
電圧が増加し、パワーＭＯＳＦＥＴをアクティブクラン
プさせる。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン
・ソース間には定格電圧以上の電圧が印加されることを
防止できるため、パワーＭＯＳＦＥＴの破壊を防止でき
る。ここで、アクティブクランプ動作を開始する整流出
力電圧の値は、パワーＭＯＳＦＥＴが同期整流ダイオー
ドとして動作しなくなるときの整流出力電圧の値より高
くすることが望ましい。また、ゲート抵抗１４ａ〜１４
ｃ、２４ａ〜２４ｃは、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１
６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力端子と電圧クラン
プ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃの
間に配置する。例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１
６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力端子がパワーＭＯ
ＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲート・ソ
ース間電圧を下げてパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１
ｃ、２１ａ〜２１ｃをオフに駆動しているときにも、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのド
レイン・ゲート間に設定電圧以上の過電圧が印加される
と、電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、２
３ａ〜２３ｃによりパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１
ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲート・ソース間に電圧を印加し
てドレイン電流を流し、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１
１ｃ、２１ａ〜２１ｃのドレイン・ソース間に過電圧が
印加されないように保護する。ここで、ゲート抵抗１４
ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃは、トランジスタを抵抗性
素子として使用してもよい。また、ゲート抵抗は回路構
成上パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路の中に配置しても構わ
ない。なお、本実施形態では、ゲート抵抗１４ａ〜１４
ｃ、２４ａ〜２４ｃを用いてパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ
〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃを保護する例を示したが、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２
６ｃの電流吸込み能力を抑えても同様の効果がある。す
なわち、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を下げている
（オフ駆動をしている）ときでも、パワーＭＯＳＦＥＴ
のドレイン・ゲート間に設けた電圧クランプ素子用ダイ
オード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃにクランプ電圧
以上の電圧が印加されようとすると、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃでは、パワ
ーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を０Ｖにできなくなる。こ
のため、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜
２１ｃのゲート・ソース間電圧が上昇し、パワーＭＯＳ
ＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃがオンすること
により、過電圧が印加されないようにできる。
して使用するパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間
に電圧クランプ素子として使用する電圧クランプ素子用
ダイオード１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、２３ａ、２３ｂ、
２３ｃを接続することにより、整流出力電圧が規定電圧
以上になった場合に、パワーＭＯＳＦＥＴの内部ゲート
電圧が増加し、パワーＭＯＳＦＥＴをアクティブクラン
プさせる。これにより、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン
・ソース間には定格電圧以上の電圧が印加されることを
防止できるため、パワーＭＯＳＦＥＴの破壊を防止でき
る。ここで、アクティブクランプ動作を開始する整流出
力電圧の値は、パワーＭＯＳＦＥＴが同期整流ダイオー
ドとして動作しなくなるときの整流出力電圧の値より高
くすることが望ましい。また、ゲート抵抗１４ａ〜１４
ｃ、２４ａ〜２４ｃは、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１
６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力端子と電圧クラン
プ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃの
間に配置する。例えば、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１
６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力端子がパワーＭＯ
ＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲート・ソ
ース間電圧を下げてパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１
ｃ、２１ａ〜２１ｃをオフに駆動しているときにも、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃのド
レイン・ゲート間に設定電圧以上の過電圧が印加される
と、電圧クランプ素子用ダイオード１３ａ〜１３ｃ、２
３ａ〜２３ｃによりパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１
ｃ、２１ａ〜２１ｃのゲート・ソース間に電圧を印加し
てドレイン電流を流し、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１
１ｃ、２１ａ〜２１ｃのドレイン・ソース間に過電圧が
印加されないように保護する。ここで、ゲート抵抗１４
ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃは、トランジスタを抵抗性
素子として使用してもよい。また、ゲート抵抗は回路構
成上パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路の中に配置しても構わ
ない。なお、本実施形態では、ゲート抵抗１４ａ〜１４
ｃ、２４ａ〜２４ｃを用いてパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ
〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃを保護する例を示したが、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２
６ｃの電流吸込み能力を抑えても同様の効果がある。す
なわち、パワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を下げている
（オフ駆動をしている）ときでも、パワーＭＯＳＦＥＴ
のドレイン・ゲート間に設けた電圧クランプ素子用ダイ
オード１３ａ〜１３ｃ、２３ａ〜２３ｃにクランプ電圧
以上の電圧が印加されようとすると、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃでは、パワ
ーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を０Ｖにできなくなる。こ
のため、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜
２１ｃのゲート・ソース間電圧が上昇し、パワーＭＯＳ
ＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃがオンすること
により、過電圧が印加されないようにできる。
【００１２】なお、図１では、紙面の都合上、前記トラ
ンジスタのゲート・ドレイン間に配置するダイオードの
数は、ゲートに対してドレイン電圧をクランプするため
に２個を直列接続し、ドレインに対してゲート電圧をク
ランプするために２個を直列接続しているが、例えば１
２Ｖバッテリシステムや３６Ｖバッテリシステムの場合
では、前記トランジスタのクランプ電圧は、ゲートに対
してドレイン電圧をクランプする電圧は、整流出力電圧
の上限値との関係で決まり、２０Ｖ以上（１２Ｖバッテ
リシステムならば２５Ｖ程度）である。また、ドレイン
に対してゲート電圧をクランプする電圧は、ゲート酸化
膜の保護の目的とゲート電圧が変化してもゲートからド
レインへのリーク電流が流れないようにする必要がある
ことから、５Ｖ以上３０Ｖ以下（例えば、２０Ｖ程度）
であることが望ましい。また、このダイオードは、パワ
ーＭＯＳＦＥＴと同一チップ上に形成される多結晶シリ
コンダイオードを使用することにより、低コスト化と小
型化を図ることができる。例えば、前記トランジスタの
ゲート・ドレイン間に配置するダイオードは、耐圧が約
６Ｖの多結晶シリコンダイオードとし、ゲートに対して
ドレイン電圧をクランプするために４個（２個以上８個
以下）を直列接続し、ドレインに対してゲート電圧をク
ランプするために３個（１個以上３個以下）を直列接続
することにより実現できる。ここで、ゲートに対してド
レイン電圧をクランプする電圧は、上述のパワーＭＯＳ
ＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃが過電
圧状態と判断する最大整流出力電圧Ｖｍａｘより高く設
定することが望ましい。このように、ドレイン・ゲート
間にダイオードのクランプ電圧を設定することにより、
整流出力電圧が上昇した場合、まず、フィールド電流を
低減させ、ゲート駆動方法も変えて、それでも整流出力
電圧が抑えられない場合にパワーＭＯＳＦＥＴを保護す
るためにアクティブクランプが動作し、パワーＭＯＳＦ
ＥＴを保護するように設定できる。以上の構成により、
本実施形態では、オールタネータの高効率化と信頼性向
上が図れるという効果がある。
ンジスタのゲート・ドレイン間に配置するダイオードの
数は、ゲートに対してドレイン電圧をクランプするため
に２個を直列接続し、ドレインに対してゲート電圧をク
ランプするために２個を直列接続しているが、例えば１
２Ｖバッテリシステムや３６Ｖバッテリシステムの場合
では、前記トランジスタのクランプ電圧は、ゲートに対
してドレイン電圧をクランプする電圧は、整流出力電圧
の上限値との関係で決まり、２０Ｖ以上（１２Ｖバッテ
リシステムならば２５Ｖ程度）である。また、ドレイン
に対してゲート電圧をクランプする電圧は、ゲート酸化
膜の保護の目的とゲート電圧が変化してもゲートからド
レインへのリーク電流が流れないようにする必要がある
ことから、５Ｖ以上３０Ｖ以下（例えば、２０Ｖ程度）
であることが望ましい。また、このダイオードは、パワ
ーＭＯＳＦＥＴと同一チップ上に形成される多結晶シリ
コンダイオードを使用することにより、低コスト化と小
型化を図ることができる。例えば、前記トランジスタの
ゲート・ドレイン間に配置するダイオードは、耐圧が約
６Ｖの多結晶シリコンダイオードとし、ゲートに対して
ドレイン電圧をクランプするために４個（２個以上８個
以下）を直列接続し、ドレインに対してゲート電圧をク
ランプするために３個（１個以上３個以下）を直列接続
することにより実現できる。ここで、ゲートに対してド
レイン電圧をクランプする電圧は、上述のパワーＭＯＳ
ＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃが過電
圧状態と判断する最大整流出力電圧Ｖｍａｘより高く設
定することが望ましい。このように、ドレイン・ゲート
間にダイオードのクランプ電圧を設定することにより、
整流出力電圧が上昇した場合、まず、フィールド電流を
低減させ、ゲート駆動方法も変えて、それでも整流出力
電圧が抑えられない場合にパワーＭＯＳＦＥＴを保護す
るためにアクティブクランプが動作し、パワーＭＯＳＦ
ＥＴを保護するように設定できる。以上の構成により、
本実施形態では、オールタネータの高効率化と信頼性向
上が図れるという効果がある。
【００１３】図６は、本発明の第２の実施形態として、
第１の実施形態を示す充電装置（図１の回路図）におい
て、過電圧状態でパワーＭＯＳＦＥＴの外部ゲート電圧
（パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路２６ａ〜２６ｃ、１６ａ
〜１６ｃの出力電圧）を全てＬ状態に駆動する場合の駆
動表を示し、図７は、その動作フローチャート図を示
す。本実施形態では、図１の回路図において、過電圧状
態で全てのパワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を下げ（図
６、図７のＬ状態）、全てのパワーＭＯＳＦＥＴをオフ
駆動する。この時、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１
ｃ、１１ａ〜１１ｃのドレイン・ゲート間に印加される
電圧がクランプダイオード２３ａ〜２３ｃ、１３ａ〜１
３ｃのクランプ電圧より高くなる場合がある。この場合
には、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間電圧
は、一定電圧に保とうとするため、ゲート・ソース間電
圧が増加し、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１
ａ〜１１ｃは自動的にオンする。したがって、パワーＭ
ＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には規定以上の電圧が
印加されないため、パワーＭＯＳＦＥＴは、破壊せず、
保護されることになる。さらに、パワーＭＯＳＦＥＴ２
１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃが自動的にオンすること
により、同時に整流出力電圧端子５０２からの電流を基
準電圧端子５００側にバイパスさせる。このため、整流
出力電圧端子５０２と基準電圧端子５００との間に発生
する整流出力電圧が過大にならないように制御される。
なお、本実施形態の場合も、第１の実施形態で述べたよ
うに、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃを用
いるか、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、
２６ａ〜２６ｃの電流吸込み能力を抑えておくことが必
要である。本実施形態でも、過電圧保護の応答速度はや
や低減するものの、第１の実施形態と同様にオールタネ
ータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果があ
る。
第１の実施形態を示す充電装置（図１の回路図）におい
て、過電圧状態でパワーＭＯＳＦＥＴの外部ゲート電圧
（パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路２６ａ〜２６ｃ、１６ａ
〜１６ｃの出力電圧）を全てＬ状態に駆動する場合の駆
動表を示し、図７は、その動作フローチャート図を示
す。本実施形態では、図１の回路図において、過電圧状
態で全てのパワーＭＯＳＦＥＴのゲート電圧を下げ（図
６、図７のＬ状態）、全てのパワーＭＯＳＦＥＴをオフ
駆動する。この時、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１
ｃ、１１ａ〜１１ｃのドレイン・ゲート間に印加される
電圧がクランプダイオード２３ａ〜２３ｃ、１３ａ〜１
３ｃのクランプ電圧より高くなる場合がある。この場合
には、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ゲート間電圧
は、一定電圧に保とうとするため、ゲート・ソース間電
圧が増加し、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１
ａ〜１１ｃは自動的にオンする。したがって、パワーＭ
ＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間には規定以上の電圧が
印加されないため、パワーＭＯＳＦＥＴは、破壊せず、
保護されることになる。さらに、パワーＭＯＳＦＥＴ２
１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃが自動的にオンすること
により、同時に整流出力電圧端子５０２からの電流を基
準電圧端子５００側にバイパスさせる。このため、整流
出力電圧端子５０２と基準電圧端子５００との間に発生
する整流出力電圧が過大にならないように制御される。
なお、本実施形態の場合も、第１の実施形態で述べたよ
うに、ゲート抵抗１４ａ〜１４ｃ、２４ａ〜２４ｃを用
いるか、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、
２６ａ〜２６ｃの電流吸込み能力を抑えておくことが必
要である。本実施形態でも、過電圧保護の応答速度はや
や低減するものの、第１の実施形態と同様にオールタネ
ータの高効率化と信頼性向上が図れるという効果があ
る。
【００１４】図８は、本発明の第３の実施形態を示す充
電装置の回路図であり、図９は、本実施形態の動作フロ
ーチャート図である。本実施形態では、発電機２００の
交流出力端子５０６，５０７，５０８に発生する相電圧
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃをモニタすることにより、過電圧状態
を検出し、保護動作することが特徴である。本実施形態
の場合にも、第１の実施形態の場合と同様に、過負荷保
護のためにはパワーＭＯＳＦＥＴを通常状態とは逆位相
でゲート駆動するが、保護動作をかける場合の判断を相
電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの値を利用して判断することが特
徴である。すなわち、ブリッジ回路に使われるパワーＭ
ＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖ
ｃ、Ｖ１−Ｖａ、Ｖ１−Ｖｂ、Ｖ１−Ｖｃを基準電圧
（Ｖｒ２）３６、基準電圧（Ｖｒ３）３７と比較するこ
とにより実現する。基準電圧Ｖｒ２、Ｖｒ３はゼロ電圧
とすることが望ましい。
電装置の回路図であり、図９は、本実施形態の動作フロ
ーチャート図である。本実施形態では、発電機２００の
交流出力端子５０６，５０７，５０８に発生する相電圧
Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃをモニタすることにより、過電圧状態
を検出し、保護動作することが特徴である。本実施形態
の場合にも、第１の実施形態の場合と同様に、過負荷保
護のためにはパワーＭＯＳＦＥＴを通常状態とは逆位相
でゲート駆動するが、保護動作をかける場合の判断を相
電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃの値を利用して判断することが特
徴である。すなわち、ブリッジ回路に使われるパワーＭ
ＯＳＦＥＴのドレイン・ソース間電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖ
ｃ、Ｖ１−Ｖａ、Ｖ１−Ｖｂ、Ｖ１−Ｖｃを基準電圧
（Ｖｒ２）３６、基準電圧（Ｖｒ３）３７と比較するこ
とにより実現する。基準電圧Ｖｒ２、Ｖｒ３はゼロ電圧
とすることが望ましい。
【００１５】本実施形態の通常状態（Ｖｍｉｎ≦Ｖ１≦
Ｖｍａｘ）では、パワーＭＯＳＦＥＴのソースからドレ
イン方向に電流が流れる時、すなわち、パワーＭＯＳＦ
ＥＴのドレイン・ソース間電圧がゼロ電圧以下になると
きには、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、
２６ａ〜２６ｃの出力電圧はＨ（高電位）にしてパワー
ＭＯＳＦＥＴをオン制御して低損失に電流を導通させ
る。また、逆アーム側のパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン
・ソース間電圧は正電圧となっているため、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出
力電圧はＬ（低電位）にしてパワーＭＯＳＦＥＴをオフ
制御させる。このような同期整流ダイオード動作により
低損失駆動できる。なお、整流出力電圧を目標電圧に設
定するために、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース
間電圧がゼロ電圧以下になるときに、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔをオン制御するものの、整流出力電圧の値によりオン
制御するデューティを調整して駆動し、逆アーム側のパ
ワーＭＯＳＦＥＴには逆位相の電圧を印加させて駆動し
ても構わない。過電圧状態（Ｖｍａｘ＜Ｖ１）になる
と、配線Ｆ１により過電圧状態となったことをパワーＭ
ＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに
伝達する。この時、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧
は、ドレイン・ソース間電圧が０Ｖまたは負電圧となる
トランジスタと対になるアームのトランジスタをオンま
たはオンするデューティが増加する制御をする。これに
より、過電圧が印加されているパワーＭＯＳＦＥＴのド
レイン・ソース間電圧を低減でき、さらに、整流出力電
圧Ｖ１からグランド側に電流を戻すことにより、整流出
力電圧Ｖ１を通常の電圧に抑制させることができる。な
お、相電圧は、ゲート電圧を印加することより大きく変
化してしまうため、相電圧（ドレイン・ソース間電圧）
の検出は、トランジスタをオフさせたときに実行するこ
とが望ましい。以上の構成により、本実施形態でも第１
の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性
向上が図れるという効果がある。また、本実施形態で
は、上アーム用ＭＯＳＦＥＴも下アーム用ＭＯＳＦＥＴ
もそれぞれ独立してドレイン・ソース間電圧をモニタし
て制御する方法を示したが、例えば下アーム用ＭＯＳＦ
ＥＴのドレイン・ソース間電圧だけを基準電圧Ｖｒ２と
比較して、上アーム用ＭＯＳＦＥＴは対となる下アーム
用ＭＯＳＦＥＴと逆位相で制御するようにしても同様の
効果がえられる。また、本実施形態では、整流出力電圧
Ｖ１が規定電圧以上かどうかで過電圧保護をかける場合
を示したが、発電機の相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃのいずれ
かが規定電圧以上になった場合に、図９に示した駆動方
法により、規定電圧以上にならない相も含め、ブリッジ
回路を構成する全てのパワーＭＯＳＦＥＴの駆動方法を
変えて駆動することにより、過負荷保護動作させてもよ
い。この場合には、電流出力端子から基準電圧端子への
電流パスが増加するため、規定電圧以上にならない相も
含め、ブリッジ回路を構成する全てのパワーＭＯＳＦＥ
Ｔの駆動方法を変えて過電圧保護動作すると、過電圧保
護を迅速に実行できるという効果がある。
Ｖｍａｘ）では、パワーＭＯＳＦＥＴのソースからドレ
イン方向に電流が流れる時、すなわち、パワーＭＯＳＦ
ＥＴのドレイン・ソース間電圧がゼロ電圧以下になると
きには、パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、
２６ａ〜２６ｃの出力電圧はＨ（高電位）にしてパワー
ＭＯＳＦＥＴをオン制御して低損失に電流を導通させ
る。また、逆アーム側のパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン
・ソース間電圧は正電圧となっているため、パワーＭＯ
ＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出
力電圧はＬ（低電位）にしてパワーＭＯＳＦＥＴをオフ
制御させる。このような同期整流ダイオード動作により
低損失駆動できる。なお、整流出力電圧を目標電圧に設
定するために、パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソース
間電圧がゼロ電圧以下になるときに、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔをオン制御するものの、整流出力電圧の値によりオン
制御するデューティを調整して駆動し、逆アーム側のパ
ワーＭＯＳＦＥＴには逆位相の電圧を印加させて駆動し
ても構わない。過電圧状態（Ｖｍａｘ＜Ｖ１）になる
と、配線Ｆ１により過電圧状態となったことをパワーＭ
ＯＳＦＥＴ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃに
伝達する。この時、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ駆動回路１６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力電圧
は、ドレイン・ソース間電圧が０Ｖまたは負電圧となる
トランジスタと対になるアームのトランジスタをオンま
たはオンするデューティが増加する制御をする。これに
より、過電圧が印加されているパワーＭＯＳＦＥＴのド
レイン・ソース間電圧を低減でき、さらに、整流出力電
圧Ｖ１からグランド側に電流を戻すことにより、整流出
力電圧Ｖ１を通常の電圧に抑制させることができる。な
お、相電圧は、ゲート電圧を印加することより大きく変
化してしまうため、相電圧（ドレイン・ソース間電圧）
の検出は、トランジスタをオフさせたときに実行するこ
とが望ましい。以上の構成により、本実施形態でも第１
の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼性
向上が図れるという効果がある。また、本実施形態で
は、上アーム用ＭＯＳＦＥＴも下アーム用ＭＯＳＦＥＴ
もそれぞれ独立してドレイン・ソース間電圧をモニタし
て制御する方法を示したが、例えば下アーム用ＭＯＳＦ
ＥＴのドレイン・ソース間電圧だけを基準電圧Ｖｒ２と
比較して、上アーム用ＭＯＳＦＥＴは対となる下アーム
用ＭＯＳＦＥＴと逆位相で制御するようにしても同様の
効果がえられる。また、本実施形態では、整流出力電圧
Ｖ１が規定電圧以上かどうかで過電圧保護をかける場合
を示したが、発電機の相電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃのいずれ
かが規定電圧以上になった場合に、図９に示した駆動方
法により、規定電圧以上にならない相も含め、ブリッジ
回路を構成する全てのパワーＭＯＳＦＥＴの駆動方法を
変えて駆動することにより、過負荷保護動作させてもよ
い。この場合には、電流出力端子から基準電圧端子への
電流パスが増加するため、規定電圧以上にならない相も
含め、ブリッジ回路を構成する全てのパワーＭＯＳＦＥ
Ｔの駆動方法を変えて過電圧保護動作すると、過電圧保
護を迅速に実行できるという効果がある。
【００１６】図１０は、本発明の第４の実施形態とし
て、第３の実施形態を示す充電装置（図８の回路図）に
おいて、過電圧状態になった場合に、保護動作のために
パワーＭＯＳＦＥＴを駆動する条件が異なる場合の動作
フローチャート図を示す。本実施形態では、発電機２０
０の相電圧をモニタすることにより、過負荷状態を検出
するという点では第３の実施形態と同じであるが、過電
圧状態になった場合に、保護動作のためにパワーＭＯＳ
ＦＥＴを駆動する条件が少し異なる。すなわち、本実施
形態では、過負荷保護のために、上アーム用ＭＯＳＦＥ
Ｔと下アーム用ＭＯＳＦＥＴのうちドレイン・ソース間
電圧が高い方のパワーＭＯＳＦＥＴをオン制御するため
に、相電圧Ｖａ、Ｖｂ，Ｖｃが整流出力電圧Ｖ１の１／
２の電圧より大きいか小さいかを比較することにより実
現することが特徴である。このため、これまでの実施形
態のように通常動作の場合と全く逆位相の駆動をしてい
るわけではない。本実施形態でも、第１の実施形態と同
様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れると
いう効果がある。
て、第３の実施形態を示す充電装置（図８の回路図）に
おいて、過電圧状態になった場合に、保護動作のために
パワーＭＯＳＦＥＴを駆動する条件が異なる場合の動作
フローチャート図を示す。本実施形態では、発電機２０
０の相電圧をモニタすることにより、過負荷状態を検出
するという点では第３の実施形態と同じであるが、過電
圧状態になった場合に、保護動作のためにパワーＭＯＳ
ＦＥＴを駆動する条件が少し異なる。すなわち、本実施
形態では、過負荷保護のために、上アーム用ＭＯＳＦＥ
Ｔと下アーム用ＭＯＳＦＥＴのうちドレイン・ソース間
電圧が高い方のパワーＭＯＳＦＥＴをオン制御するため
に、相電圧Ｖａ、Ｖｂ，Ｖｃが整流出力電圧Ｖ１の１／
２の電圧より大きいか小さいかを比較することにより実
現することが特徴である。このため、これまでの実施形
態のように通常動作の場合と全く逆位相の駆動をしてい
るわけではない。本実施形態でも、第１の実施形態と同
様にオールタネータの高効率化と信頼性向上が図れると
いう効果がある。
【００１７】図１１は、本発明の第５の実施形態を示す
充電装置の回路図であり、図１２は、本実施形態の動作
フローチャート図である。本実施形態は、本発明の自動
車用オルタネータ回路等の充電装置において、整流に用
いるパワーＭＯＳＦＥＴの制御のために、相電流ではな
く、パワーＭＯＳＦＥＴに流れる電流を使用することが
特徴である。このために、本実施形態では、パワーＭＯ
ＳＦＥＴのソース側、ドレイン側に接続した抵抗１７ａ
〜１７ｃ、２７ａ〜２７ｃで電流検出することが特徴で
ある。本実施形態において、通常状態では、抵抗１７ａ
〜１７ｃの電圧Ｖ１７ａ〜Ｖ１７ｃがＶｒ２（基準電圧
Ｖｒ２は例えば０ボルト）以下になる期間ならびに抵抗
２７ａ〜２７ｃの電圧Ｖ２７ａ〜Ｖ２７ｃがＶｒ３（基
準電圧Ｖｒ３は例えば０ボルト）以下になる期間には、
パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃを
オン制御またはオンするデューティが増加する制御をし
て損失を低減する。このため、１６ａ〜１６ｃ、２６ａ
〜２６ｃの出力は高電圧または高電圧にするデューティ
が増加する制御にする。一方、抵抗１７ａ〜１７ｃの電
圧Ｖ１７ａ〜Ｖ１７ｃがＶｒ２（基準電圧Ｖｒ２は例え
ば０ボルト）を超える期間ならびに抵抗２７ａ〜２７ｃ
の電圧Ｖ２７ａ〜Ｖ２７ｃがＶｒ３（基準電圧Ｖｒ３は
例えば０ボルト）を超える期間には、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃをオフ制御またはオ
フするデューティが増加する制御をする。このため、１
６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力は低電圧または低
電圧にするデューティが増加する制御をする。これによ
り、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１
ｃを低損失な同期整流駆動する。これに対し、本実施形
態は、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合には、
上記駆動とは逆位相で駆動して整流出力電圧がが過大と
なることを防止することが特徴である。なお、本実施形
態では、下アーム用ＭＯＳＦＥＴの電流検出抵抗１７ａ
〜１７ｃと比較に用いる電圧Ｖｒ２を発生する基準電圧
３６、上アーム用ＭＯＳＦＥＴの電流検出抵抗２７ａ〜
２７ｃと比較に用いる電圧Ｖｒ３を発生する基準電圧３
７を設ける場合を示したが、上アーム用ＭＯＳＦＥＴを
必ず下アームと逆位相で駆動する場合には、上アーム用
の電流検出抵抗２７ａ〜２７ｃと基準電圧３７をなく
し、下アーム側だけで電流検出して可電圧保護をするこ
とも可能である。
充電装置の回路図であり、図１２は、本実施形態の動作
フローチャート図である。本実施形態は、本発明の自動
車用オルタネータ回路等の充電装置において、整流に用
いるパワーＭＯＳＦＥＴの制御のために、相電流ではな
く、パワーＭＯＳＦＥＴに流れる電流を使用することが
特徴である。このために、本実施形態では、パワーＭＯ
ＳＦＥＴのソース側、ドレイン側に接続した抵抗１７ａ
〜１７ｃ、２７ａ〜２７ｃで電流検出することが特徴で
ある。本実施形態において、通常状態では、抵抗１７ａ
〜１７ｃの電圧Ｖ１７ａ〜Ｖ１７ｃがＶｒ２（基準電圧
Ｖｒ２は例えば０ボルト）以下になる期間ならびに抵抗
２７ａ〜２７ｃの電圧Ｖ２７ａ〜Ｖ２７ｃがＶｒ３（基
準電圧Ｖｒ３は例えば０ボルト）以下になる期間には、
パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃを
オン制御またはオンするデューティが増加する制御をし
て損失を低減する。このため、１６ａ〜１６ｃ、２６ａ
〜２６ｃの出力は高電圧または高電圧にするデューティ
が増加する制御にする。一方、抵抗１７ａ〜１７ｃの電
圧Ｖ１７ａ〜Ｖ１７ｃがＶｒ２（基準電圧Ｖｒ２は例え
ば０ボルト）を超える期間ならびに抵抗２７ａ〜２７ｃ
の電圧Ｖ２７ａ〜Ｖ２７ｃがＶｒ３（基準電圧Ｖｒ３は
例えば０ボルト）を超える期間には、パワーＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１ｃをオフ制御またはオ
フするデューティが増加する制御をする。このため、１
６ａ〜１６ｃ、２６ａ〜２６ｃの出力は低電圧または低
電圧にするデューティが増加する制御をする。これによ
り、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｃ、２１ａ〜２１
ｃを低損失な同期整流駆動する。これに対し、本実施形
態は、整流出力電圧が規定電圧以上になった場合には、
上記駆動とは逆位相で駆動して整流出力電圧がが過大と
なることを防止することが特徴である。なお、本実施形
態では、下アーム用ＭＯＳＦＥＴの電流検出抵抗１７ａ
〜１７ｃと比較に用いる電圧Ｖｒ２を発生する基準電圧
３６、上アーム用ＭＯＳＦＥＴの電流検出抵抗２７ａ〜
２７ｃと比較に用いる電圧Ｖｒ３を発生する基準電圧３
７を設ける場合を示したが、上アーム用ＭＯＳＦＥＴを
必ず下アームと逆位相で駆動する場合には、上アーム用
の電流検出抵抗２７ａ〜２７ｃと基準電圧３７をなく
し、下アーム側だけで電流検出して可電圧保護をするこ
とも可能である。
【００１８】また、本実施形態で示した図１１の回路図
で図１３に示す動作フローチャートに従い制御すると、
パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃに
過電流が流れることにより、パワーＭＯＳＦＥＴが破壊
することを防止する過電流保護を実現できる。すなわ
ち、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１
ｃに過大電流が流れているかどうかを抵抗２７ａ〜２７
ｃ、１７ａ〜１７ｃで検出しながら、図１２のフローチ
ャートの通常状態動作と同じように駆動する。図１３で
は、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａの過電流検出フローだけ
を示すが、他のパワーＭＯＳＦＥＴについても同様であ
る。図１１の回路図において、仮に、特定のＭＯＳＦＥ
Ｔに過大電流が流れた場合、例えば、通常状態動作のパ
ワーＭＯＳＦＥＴ１１ａだけに過大電流が流れた場合を
考えると、電流検出抵抗１７ａの電圧Ｖ１７ａの絶対値
が増加する。もしも、電圧Ｖ１７ａの絶対値｜Ｖ１７ａ
｜が規定電圧Ｖｒ２ｍａｘを超えると、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ１１ａにはソースからドレインに過電流が流れてい
ると判断する。ソースからドレインに流れる電流はゲー
ト・ソース間電圧では適切に制御できないため、この状
態でパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａに過電流が流れつづけ、
パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａは熱により破壊する可能性が
ある。そこで、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ１
１ａが過電流状態になった場合には、１１ａと対になっ
て接続してあるパワーＭＯＳＦＥＴ２１ａをオン制御ま
たはオンするデューティが増加する制御をすることが特
徴である。発電機２００に流れ込む電流は、発電機内の
コイルに流れる電流であるため、急には低減しないが、
本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａを流れる電
流が過電流となった場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ１１
ａと対になるパワーＭＯＳＦＥＴ２１ａからも発電機に
電流が提供されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａに流
れる電流を抑制することが可能とある。Ｖ１７ａがＶｒ
２（例えば基準電圧Ｖｒ２は０ボルト）より高い電圧と
なった場合には、通常状態動作と同様に１６ａの出力電
圧は低電圧、２６ａのの出力電圧は高電圧に制御する。
ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ以外のパワーＭＯＳ
ＦＥＴ１１ｂ、１１ｃ２１ｂ、２１ｃは過電流となって
いないため、各々Ｖ１７ｂとＶｒ２の比較、Ｖ１７ｃと
Ｖｒ２の比較、Ｖ１−Ｖ１７ｂとＶｒ３の比較、Ｖ１−
Ｖ１７ｃとＶｒ３の比較を行い、通常状態動作と同じ駆
動をする（図１３では、紙面の都合上Ｖ１７ｃとＶｒ２
の比較とＶ１−Ｖ１７ｃとＶｒ３は示してない。）。な
お、パワーＭＯＳＦＥＴ１１が過電流状態のときに、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ１１のゲート・ソース間電圧は、通常
状態動作と同じように、高電圧にして電圧降下を抑えて
もよいし、逆に、パワーＭＯＳＦＥＴ１１のゲート・ソ
ース間電圧は、０ボルトにして、パワーＭＯＳＦＥＴ１
１に流れる電流が減衰する速度を速くするようにしても
構わない。このようにして、同期整流駆動されたパワー
ＭＯＳＦＥＴの過電流保護動作が可能となる。なお、本
実施形態では、ブリッジを構成するパワーＭＯＳＦＥＴ
に過大電流が流れる場合の保護として説明したが、ブリ
ッジ回路を構成する個々のパワーＭＯＳＦＥＴに温度検
出回路を設け、規定温度以上になるパワーＭＯＳＦＥＴ
に過大な電流が流れなくなるように、対となるパワーＭ
ＯＳＦＥＴをオンさせて電流を分散するように駆動する
ことにより、パワーＭＯＳＦＥＴを保護することも可能
である。ここで、抵抗１７ａ〜１７ｃ、２７ａ〜２７ｃ
は、配線等の寄生抵抗を使用した場合には低コスト化と
小型化が図れるという効果もある。本実施形態でも、第
１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼
性向上が図れるという効果がある。
で図１３に示す動作フローチャートに従い制御すると、
パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１ｃに
過電流が流れることにより、パワーＭＯＳＦＥＴが破壊
することを防止する過電流保護を実現できる。すなわ
ち、パワーＭＯＳＦＥＴ２１ａ〜２１ｃ、１１ａ〜１１
ｃに過大電流が流れているかどうかを抵抗２７ａ〜２７
ｃ、１７ａ〜１７ｃで検出しながら、図１２のフローチ
ャートの通常状態動作と同じように駆動する。図１３で
は、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａの過電流検出フローだけ
を示すが、他のパワーＭＯＳＦＥＴについても同様であ
る。図１１の回路図において、仮に、特定のＭＯＳＦＥ
Ｔに過大電流が流れた場合、例えば、通常状態動作のパ
ワーＭＯＳＦＥＴ１１ａだけに過大電流が流れた場合を
考えると、電流検出抵抗１７ａの電圧Ｖ１７ａの絶対値
が増加する。もしも、電圧Ｖ１７ａの絶対値｜Ｖ１７ａ
｜が規定電圧Ｖｒ２ｍａｘを超えると、パワーＭＯＳＦ
ＥＴ１１ａにはソースからドレインに過電流が流れてい
ると判断する。ソースからドレインに流れる電流はゲー
ト・ソース間電圧では適切に制御できないため、この状
態でパワーＭＯＳＦＥＴ１１ａに過電流が流れつづけ、
パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａは熱により破壊する可能性が
ある。そこで、本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ１
１ａが過電流状態になった場合には、１１ａと対になっ
て接続してあるパワーＭＯＳＦＥＴ２１ａをオン制御ま
たはオンするデューティが増加する制御をすることが特
徴である。発電機２００に流れ込む電流は、発電機内の
コイルに流れる電流であるため、急には低減しないが、
本実施形態では、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａを流れる電
流が過電流となった場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ１１
ａと対になるパワーＭＯＳＦＥＴ２１ａからも発電機に
電流が提供されるため、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａに流
れる電流を抑制することが可能とある。Ｖ１７ａがＶｒ
２（例えば基準電圧Ｖｒ２は０ボルト）より高い電圧と
なった場合には、通常状態動作と同様に１６ａの出力電
圧は低電圧、２６ａのの出力電圧は高電圧に制御する。
ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ａ以外のパワーＭＯＳ
ＦＥＴ１１ｂ、１１ｃ２１ｂ、２１ｃは過電流となって
いないため、各々Ｖ１７ｂとＶｒ２の比較、Ｖ１７ｃと
Ｖｒ２の比較、Ｖ１−Ｖ１７ｂとＶｒ３の比較、Ｖ１−
Ｖ１７ｃとＶｒ３の比較を行い、通常状態動作と同じ駆
動をする（図１３では、紙面の都合上Ｖ１７ｃとＶｒ２
の比較とＶ１−Ｖ１７ｃとＶｒ３は示してない。）。な
お、パワーＭＯＳＦＥＴ１１が過電流状態のときに、パ
ワーＭＯＳＦＥＴ１１のゲート・ソース間電圧は、通常
状態動作と同じように、高電圧にして電圧降下を抑えて
もよいし、逆に、パワーＭＯＳＦＥＴ１１のゲート・ソ
ース間電圧は、０ボルトにして、パワーＭＯＳＦＥＴ１
１に流れる電流が減衰する速度を速くするようにしても
構わない。このようにして、同期整流駆動されたパワー
ＭＯＳＦＥＴの過電流保護動作が可能となる。なお、本
実施形態では、ブリッジを構成するパワーＭＯＳＦＥＴ
に過大電流が流れる場合の保護として説明したが、ブリ
ッジ回路を構成する個々のパワーＭＯＳＦＥＴに温度検
出回路を設け、規定温度以上になるパワーＭＯＳＦＥＴ
に過大な電流が流れなくなるように、対となるパワーＭ
ＯＳＦＥＴをオンさせて電流を分散するように駆動する
ことにより、パワーＭＯＳＦＥＴを保護することも可能
である。ここで、抵抗１７ａ〜１７ｃ、２７ａ〜２７ｃ
は、配線等の寄生抵抗を使用した場合には低コスト化と
小型化が図れるという効果もある。本実施形態でも、第
１の実施形態と同様にオールタネータの高効率化と信頼
性向上が図れるという効果がある。
【００１９】図１４は、本発明の第６の実施形態を示す
充電装置の回路図である。本実施形態では、図１の回路
に発電機２００のＹ結線の中点端子５０１に対して上ア
ーム用パワーＭＯＳＦＥＴ２１ｄと下アーム用パワーＭ
ＯＳＦＥＴ１１ｄを追加することを特徴とする。従来回
路では、中点端子５０１と基準電圧端子５００との間な
らびに中点端子５０１と整流出力端子５０２との間には
それぞれダイオードを配置し、効率を向上させていた
が、本実施形態では、その効率向上に用いるダイオード
の代わりにＭＯＳＦＥＴを使用し、更に効率向上を図っ
ている。ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、２１ｄの
駆動方法は他のパワーＭＯＳＦＥＴと同様である。すな
わち、抵抗５１４の電圧Ｖｘｓを検出し、ソースからド
レインに電流が流れるときにはパワーＭＯＳＦＥＴをオ
ン制御し、逆アーム側のパワーＭＯＳＦＥＴはオフ制御
するが、過電圧状態では逆位相で駆動させる。さらに、
過電圧保護動作をさせる場合には、ソースからドレイン
に電流が流れるパワーＭＯＳＦＥＴと対となるパワーＭ
ＯＳＦＥＴはオン制御またはオンするデューティを増加
する駆動をする。この時、対となる逆アームに配置され
たトランジスタもオン駆動またはオンするデューティを
増加する駆動のままでも構わないが、中点電圧端子５０
１から整流出力端子５０２への電流または基準電圧端子
５００から中点電圧端子５０１に流れる電流を低減する
ために、オフ制御またはオフするデューティを増加して
制御することが望ましい。なお、ダイオード１２ｄ、２
２ｄは、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、２１ｄの内蔵ダイ
オードであり、ダイオード１３ｄ、２３ｄと抵抗１４
ｄ、２４ｄは、過電圧保護のために設けてある。本実施
形態でも、第１の実施形態と同様にオールタネータの高
効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。また、
本実施形態は、相電流を検出する回路に中点端子用のパ
ワーＭＯＳＦＥＴを追加した場合であるが、Ｙ結線型の
発電機ならどのような回路にも適用でき、オールタネー
タの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
充電装置の回路図である。本実施形態では、図１の回路
に発電機２００のＹ結線の中点端子５０１に対して上ア
ーム用パワーＭＯＳＦＥＴ２１ｄと下アーム用パワーＭ
ＯＳＦＥＴ１１ｄを追加することを特徴とする。従来回
路では、中点端子５０１と基準電圧端子５００との間な
らびに中点端子５０１と整流出力端子５０２との間には
それぞれダイオードを配置し、効率を向上させていた
が、本実施形態では、その効率向上に用いるダイオード
の代わりにＭＯＳＦＥＴを使用し、更に効率向上を図っ
ている。ここで、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、２１ｄの
駆動方法は他のパワーＭＯＳＦＥＴと同様である。すな
わち、抵抗５１４の電圧Ｖｘｓを検出し、ソースからド
レインに電流が流れるときにはパワーＭＯＳＦＥＴをオ
ン制御し、逆アーム側のパワーＭＯＳＦＥＴはオフ制御
するが、過電圧状態では逆位相で駆動させる。さらに、
過電圧保護動作をさせる場合には、ソースからドレイン
に電流が流れるパワーＭＯＳＦＥＴと対となるパワーＭ
ＯＳＦＥＴはオン制御またはオンするデューティを増加
する駆動をする。この時、対となる逆アームに配置され
たトランジスタもオン駆動またはオンするデューティを
増加する駆動のままでも構わないが、中点電圧端子５０
１から整流出力端子５０２への電流または基準電圧端子
５００から中点電圧端子５０１に流れる電流を低減する
ために、オフ制御またはオフするデューティを増加して
制御することが望ましい。なお、ダイオード１２ｄ、２
２ｄは、パワーＭＯＳＦＥＴ１１ｄ、２１ｄの内蔵ダイ
オードであり、ダイオード１３ｄ、２３ｄと抵抗１４
ｄ、２４ｄは、過電圧保護のために設けてある。本実施
形態でも、第１の実施形態と同様にオールタネータの高
効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。また、
本実施形態は、相電流を検出する回路に中点端子用のパ
ワーＭＯＳＦＥＴを追加した場合であるが、Ｙ結線型の
発電機ならどのような回路にも適用でき、オールタネー
タの高効率化と信頼性向上が図れるという効果がある。
【００２０】図１５は、本発明の第７の実施形態を示す
充電装置の回路図である。本実施形態は、本発明の自動
車用オルタネータ回路等の充電装置において、発電機２
０１としてΔ結線型で回転子磁石２を使用することを特
徴とする。すなわち、本実施形態は、フィールドコイル
を使用せずとも、オールタネータ回路を実現できるよう
にした。発電機２０１は、ＵＶ相のコイル１ａｂ、ＶＷ
相のコイル１ｂｃ、ＷＵ相のコイル１ａｃ、回転子磁石
２からなる。本実施形態の場合には、オールタネータを
低コストに実現できるという効果がある。このため、本
実施形態では、オールタネータの高効率化と信頼性向上
が図られ、さらに低コスト化が図れるという効果があ
る。
充電装置の回路図である。本実施形態は、本発明の自動
車用オルタネータ回路等の充電装置において、発電機２
０１としてΔ結線型で回転子磁石２を使用することを特
徴とする。すなわち、本実施形態は、フィールドコイル
を使用せずとも、オールタネータ回路を実現できるよう
にした。発電機２０１は、ＵＶ相のコイル１ａｂ、ＶＷ
相のコイル１ｂｃ、ＷＵ相のコイル１ａｃ、回転子磁石
２からなる。本実施形態の場合には、オールタネータを
低コストに実現できるという効果がある。このため、本
実施形態では、オールタネータの高効率化と信頼性向上
が図られ、さらに低コスト化が図れるという効果があ
る。
【００２１】図１６は、本発明の第８の実施形態を示す
充電装置の回路図である。本実施形態では、整流出力端
子電圧Ｖ１が過大になっても、負荷４に過電圧が印加さ
れないようにスイッチ素子としてパワーＭＯＳＦＥＴ４
２を追加することを特徴とする。すなわち、本実施形態
では、整流出力電圧Ｖ１が規定電圧以上になった場合
に、整流出力端子５０２とバッテリー側端子５０３とを
遮断するためのパワーＭＯＳＦＥＴ４２を設ける。通常
は、パワーＭＯＳＦＥＴ４２はオン状態であるが、整流
出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１が過剰に高くなる過
電圧状態の場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ４２をオフす
る。これにより、バッテリー側端子５０３に過剰な電圧
パルスが印加されないため、バッテリー３に接続されて
いる負荷４が過電圧により破壊することを防止できる。
なお、抵抗４４とダイオード４３はパワーＭＯＳＦＥＴ
４２の他のパワーＭＯＳＦＥＴと同様に破壊強度を増加
するために設けてある。従って、本実施形態の場合に
も、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図れると
いう効果がある。
充電装置の回路図である。本実施形態では、整流出力端
子電圧Ｖ１が過大になっても、負荷４に過電圧が印加さ
れないようにスイッチ素子としてパワーＭＯＳＦＥＴ４
２を追加することを特徴とする。すなわち、本実施形態
では、整流出力電圧Ｖ１が規定電圧以上になった場合
に、整流出力端子５０２とバッテリー側端子５０３とを
遮断するためのパワーＭＯＳＦＥＴ４２を設ける。通常
は、パワーＭＯＳＦＥＴ４２はオン状態であるが、整流
出力端子５０２の整流出力電圧Ｖ１が過剰に高くなる過
電圧状態の場合には、パワーＭＯＳＦＥＴ４２をオフす
る。これにより、バッテリー側端子５０３に過剰な電圧
パルスが印加されないため、バッテリー３に接続されて
いる負荷４が過電圧により破壊することを防止できる。
なお、抵抗４４とダイオード４３はパワーＭＯＳＦＥＴ
４２の他のパワーＭＯＳＦＥＴと同様に破壊強度を増加
するために設けてある。従って、本実施形態の場合に
も、オールタネータの高効率化と信頼性向上が図れると
いう効果がある。
【００２２】なお、上述した実施形態では対となる上ア
ームトランジスタと下アームトランジスタは同時にオン
することがないように駆動することを原則として述べて
きたが、過電圧保護のため、故意に対となる上アームト
ランジスタと下アームトランジスタを同時にオンさせて
貫通電流を増加させ、整流出力電圧Ｖ１が過電圧となら
ないように制御させるようにしても構わない。
ームトランジスタと下アームトランジスタは同時にオン
することがないように駆動することを原則として述べて
きたが、過電圧保護のため、故意に対となる上アームト
ランジスタと下アームトランジスタを同時にオンさせて
貫通電流を増加させ、整流出力電圧Ｖ１が過電圧となら
ないように制御させるようにしても構わない。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
充電装置、特に車両用オールタネータの高効率化と信頼
性向上を図ることができ、同時に低コスト化を図ること
ができる。
充電装置、特に車両用オールタネータの高効率化と信頼
性向上を図ることができ、同時に低コスト化を図ること
ができる。
【図１】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の回路
図である。
図である。
【図２】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の通常
状態（ａ）と過負荷状態（ｂ）の場合の駆動表である。
状態（ａ）と過負荷状態（ｂ）の場合の駆動表である。
【図３】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の動作
フロー図である。
フロー図である。
【図４】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の通常
状態における主要電流の流れを示した図である。
状態における主要電流の流れを示した図である。
【図５】本発明の第１の実施形態を示す充電装置の過負
荷状態における主要電流の流れを示した図である。
荷状態における主要電流の流れを示した図である。
【図６】本発明の第２の実施形態として図１に示す充電
回路図の駆動表である。
回路図の駆動表である。
【図７】本発明の第２の実施形態として図１に示す充電
回路図の動作フロー図である。
回路図の動作フロー図である。
【図８】本発明の第３の実施形態を示す充電装置の回路
図である。
図である。
【図９】本発明の第３の実施形態を示す充電装置の動作
フロー図である。
フロー図である。
【図１０】本発明の第４の実施形態として図８に示す充
電回路図の動作フロー図である。
電回路図の動作フロー図である。
【図１１】本発明の第５の実施形態を示す充電装置の回
路図である。
路図である。
【図１２】本発明の第５の実施形態を示す充電装置の動
作フロー図である。
作フロー図である。
【図１３】本発明の第５の実施形態を示す充電装置の動
作フロー図である。
作フロー図である。
【図１４】本発明の第６の実施形態を示す充電装置の回
路図である。
路図である。
【図１５】本発明の第７の実施形態を示す充電装置の回
路図である。
路図である。
【図１６】本発明の第８の実施形態を示す充電装置の回
路図である。
路図である。
１ａ…Ｕ相のコイル、１ｂ…Ｖ相のコイル、１ｃ…Ｗ相
のコイル、１ａｂ…ＵＶ相のコイル、１ｂｃ…ＶＷ相の
コイル、１ａｃ…ＷＵ相のコイル、１ｘ…フィールドコ
イル、２…回転子磁石、３…バッテリー、４…負荷、５
…イグニッションスイッチ、６…チャージランプ、１１
ａ〜１１ｃ…下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１１ｄ…
中点下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１２ａ〜１２ｃ…
下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１２ｄ…中点下アーム
用パワーＭＯＳＦＥＴ、１３ａ〜１３ｄ、２３ａ〜２３
ｄ…電圧クランプ素子用（アクティブクランプ用）ダイ
オード、１４ａ〜１４ｄ、２４ａ〜２４ｄ…電圧クラン
プ素子用（アクティブクランプ用）抵抗、１５ａ〜１５
ｄ…相電流検出回路、１６ａ〜１６ｄ、２６ａ〜２６ｄ
…パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路（ゲート制御回路）、１
７ａ〜１７ｄ、２７ａ〜２７ｄ…センス抵抗（または、
寄生抵抗）、２１ａ〜２１ｃ…上アーム用パワーＭＯＳ
ＦＥＴ、２１ｄ…中点上アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、
２２ａ〜２２ｄ…パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソー
ス間ダイオード、３０…ボルテージレギュレータ、３１
…制御回路、３３…０Ｖ判別回路、３５，３６，３７…
基準電圧、Ｖａ〜Ｖｃ…相電流検出電圧端子、５０２…
整流出力電圧端子、５００…基準電圧端子、５０５…ボ
ルテージレギュレータの電圧端子、５０３…バッテリ側
高電圧端子、２００，２０１…発電機
のコイル、１ａｂ…ＵＶ相のコイル、１ｂｃ…ＶＷ相の
コイル、１ａｃ…ＷＵ相のコイル、１ｘ…フィールドコ
イル、２…回転子磁石、３…バッテリー、４…負荷、５
…イグニッションスイッチ、６…チャージランプ、１１
ａ〜１１ｃ…下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１１ｄ…
中点下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１２ａ〜１２ｃ…
下アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、１２ｄ…中点下アーム
用パワーＭＯＳＦＥＴ、１３ａ〜１３ｄ、２３ａ〜２３
ｄ…電圧クランプ素子用（アクティブクランプ用）ダイ
オード、１４ａ〜１４ｄ、２４ａ〜２４ｄ…電圧クラン
プ素子用（アクティブクランプ用）抵抗、１５ａ〜１５
ｄ…相電流検出回路、１６ａ〜１６ｄ、２６ａ〜２６ｄ
…パワーＭＯＳＦＥＴ駆動回路（ゲート制御回路）、１
７ａ〜１７ｄ、２７ａ〜２７ｄ…センス抵抗（または、
寄生抵抗）、２１ａ〜２１ｃ…上アーム用パワーＭＯＳ
ＦＥＴ、２１ｄ…中点上アーム用パワーＭＯＳＦＥＴ、
２２ａ〜２２ｄ…パワーＭＯＳＦＥＴのドレイン・ソー
ス間ダイオード、３０…ボルテージレギュレータ、３１
…制御回路、３３…０Ｖ判別回路、３５，３６，３７…
基準電圧、Ｖａ〜Ｖｃ…相電流検出電圧端子、５０２…
整流出力電圧端子、５００…基準電圧端子、５０５…ボ
ルテージレギュレータの電圧端子、５０３…バッテリ側
高電圧端子、２００，２０１…発電機
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 岩村 将弘
茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株
式会社日立製作所日立研究所内
(72)発明者 桝本 正寿
茨木県ひたちなか市高場2477番地 株式会
社日立カーエンジニアリング内
Ｆターム(参考） 5G044 AA01 AA03 AC05 BA04 CE04
5G060 AA01 AA20 CA13 DA01 DB08
5H006 AA02 AA05 BB03 CA02 CB01
CB07 DB01 FA01
5H590 AA02 AB01 CA23 CD03 CE05
EB03 FB03 GA02 GA04 HA02
HA04 KK04
Claims (16)
- 【請求項１】 上アームトランジスタと下アームトラン
ジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力
端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流
出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを
充電する充電装置において、 前記発電機の相電流とその向きを検出する相電流検出回
路を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタ
のゲート制御回路に設け、前記整流出力端子と基準電圧
端子間に発生する整流出力電圧が規定電圧以上になった
場合に、発電機に交流出力端子から相電流が流入する状
態の交流出力端子に接続された前記上アームトランジス
タはオン制御またはオンするデューティが増加する制御
をすることを特徴とする充電装置。 - 【請求項２】 上アームトランジスタと下アームトラン
ジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力
端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流
出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを
充電する充電装置において、 前記発電機の相電流と向きを検出する相電流検出回路を
前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのゲ
ート制御回路に設け、前記整流出力端子と基準電圧端子
間に発生する整流出力電圧が規定電圧以上になった場合
に、発電機から交流出力端子に相電流が流出する状態の
交流出力端子に接続された前記下アーム用トランジスタ
はオン制御またはオンするデューティが増加する制御を
することを特徴とする充電装置。 - 【請求項３】 上アームトランジスタと下アームトラン
ジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力
端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流
出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを
充電する充電装置において、 前記発電機の相電流と向きを検出する相電流検出回路を
前記上アームトランジスタと下アームトランジスタのゲ
ート制御回路に設け、前記交流出力端子と基準電圧端子
または整流出力端子との間の電圧が規定電圧以上になっ
た場合に、通常のゲート駆動電圧制御とは逆位相で駆動
し、前記基準電圧より低い第２の基準電圧以下ではゲー
ト・ソース間電圧はしきい電圧以下に抑えて遮断制御を
することを特徴とする充電装置。 - 【請求項４】 上アームトランジスタと下アームトラン
ジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力
端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流
出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを
充電する充電装置において、 前記発電機が発生する相電圧を検出し、前記上アームト
ランジスタと下アームトランジスタのドレイン・ソース
間電圧を求め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路
を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタの
ゲート制御回路に設け、前記整流出力電圧が規定電圧以
上になった場合に、前記ドレイン・ソース間電圧が０Ｖ
または負電圧と検出されたトランジスタと対になるトラ
ンジスタをオンまたはオンするデューティが増加する制
御をすることを特徴とする充電装置。 - 【請求項５】 上アームトランジスタと下アームトラン
ジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力
端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流
出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを
充電する充電装置において、 前記発電機が発生する相電圧を検出し、前記上アームト
ランジスタと下アームトランジスタのドレイン・ソース
間電圧を求め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路
を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタの
ゲート制御回路に設け、前記整流出力電圧が規定電圧以
上になった場合に、前記整流出力電圧を低減するように
前記交流出力端子に接続された対となる２つのトランジ
スタのうち、ドレイン・ソース間電圧が高いと検出され
た方のトランジスタをオンまたはオンするデューティが
増加する制御をすることを特徴とする充電装置。 - 【請求項６】上アームトランジスタと下アームトランジ
スタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力端
子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流出
力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを充
電する充電装置において、 前記発電機が発生する相電圧を検出し、前記上アームト
ランジスタと下アームトランジスタのドレイン・ソース
間電圧を求め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路
を前記上アームトランジスタと下アームトランジスタの
ゲート制御回路に設け、前記交流出力端子と基準電圧端
子または整流出力端子との間の電圧が規定電圧以上にな
った場合に、前記規定電圧以上になった交流出力端子の
みならず他の交流出力端子においても交流出力端子に接
続された２つのトランジスタのうち、ドレイン・ソース
間電圧が負電圧となるトランジスタと対となるトランジ
スタをオン制御またはオンするデューティが増加する制
御をすることを特徴とする充電装置。 - 【請求項７】 上アームトランジスタと下アームトラン
ジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力
端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流
出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを
充電する充電装置において、 前記上アームトランジスタと下アームトランジスタに流
れる電流を検出する相電流検出回路を前記上アームトラ
ンジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設
け、前記整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、
交流出力端子から前記整流出力端子の方向に電流が流れ
る上アームトランジスタと対になる下アームトランジス
タはオン制御またはオンするデューティが増加する制御
をすることを特徴とする充電装置。 - 【請求項８】 上アームトランジスタと下アームトラン
ジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力
端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流
出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを
充電する充電装置において、 前記上アームトランジスタと下アームトランジスタに流
れる電流を検出する相電流検出回路を前記上アームトラ
ンジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設
け、前記整流出力電圧が規定電圧以上になった場合に、
基準電圧端子から交流出力端子の方向に電流が流れる下
アームトランジスタと対になる上アームトランジスタは
オン制御またはオンするデューティが増加する制御をす
ることを特徴とする充電装置。 - 【請求項９】 上アームトランジスタと下アームトラン
ジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出力
端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整流
出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリを
充電する充電装置において、 前記上アームトランジスタと下アームトランジスタに流
れる電流を検出する相電流検出回路を前記上アームトラ
ンジスタと下アームトランジスタのゲート制御回路に設
け、前記トランジスタのソースからドレインに流れる電
流が規定電流以上になった場合に、そのトランジスタと
対になるトランジスタをオン制御またはオンするデュー
ティが増加する制御をすることを特徴とする充電装置。 - 【請求項１０】 上アームトランジスタと下アームトラ
ンジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出
力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整
流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリ
を充電する充電装置において、 前記整流出力電圧と規定電圧を比較する手段を前記上ア
ームトランジスタと下アームトランジスタのゲート制御
回路に設け、前記整流出力電圧が前記規定電圧以上にな
った場合に、上アームトランジスタから下アームトラン
ジスタへの貫通電流を増加させる制御をすることを特徴
とする充電装置。 - 【請求項１１】 上アームトランジスタと下アームトラ
ンジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出
力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整
流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリ
を充電する充電装置において、 前記トランジスタのドレイン端子とゲート端子の間に双
方向の電流を規定電圧まで遮断する電圧クランプ素子を
直列に接続し、前記ゲート端子と前記トランジスタを駆
動するゲート制御回路との間には抵抗性素子を設け、前
記トランジスタのドレイン・ゲート間に規定電圧以上の
正電圧が印加された場合には、前記電圧クランプ素子に
電流が流れ、前記トランジスタをオンさせることを特徴
とする充電装置。 - 【請求項１２】 上アームトランジスタと下アームトラ
ンジスタからなるブリッジ回路によって発電機の交流出
力端子から出入りする電流を整流し、基準電圧端子と整
流出力端子との間に整流出力電圧を発生させ、バッテリ
を充電する充電装置において、 前記トランジスタのドレイン端子とゲート端子の間に少
なくとも１組の逆向きの電圧クランプ素子を直列に接続
し、前記トランジスタのドレイン・ゲート間に規定電圧
以上の電圧が印加された場合に、前記トランジスタを駆
動するゲート制御回路用トランジスタの状態に制限され
ずに前記ブリッジ回路用トランジスタがオン制御するよ
うに前記ゲート制御回路用トランジスタの吸込み能力を
前記ドレイン・ゲート電流以下に電流駆動能力を制限す
ることを特徴とする充電装置。 - 【請求項１３】 請求項１から請求項１２のいずれかに
おいて、前記発電機２００はＹ結線であり、該Ｙ結線の
中点端子から前記整流出力端子との間に中点用上アーム
トランジスタと、該Ｙ結線の中点端子から前記基準電圧
端子との間に中点用下アームトランジスタを設けること
を特徴とする充電装置。 - 【請求項１４】 請求項１３において、前記中点用上ア
ームトランジスタと前記中点用下アームトランジスタに
ついてもそれぞれトランジスタのゲート制御回路に前記
ブリッジ回路と同じく前記発電機２００の中点電流とそ
の向きを検出する相電流検出回路または前記発電機が発
生する中点電圧を検出し、前記中点用上アームトランジ
スタと中点用下アームトランジスタのドレイン・ソース
間電圧を求め、該電圧と基準電圧とを比較する比較回路
または前記中点用上アームトランジスタと中点用下アー
ムトランジスタに流れる電流を検出する相電流検出回路
を設けることを特徴とする充電装置。 - 【請求項１５】 請求項１から請求項１２のいずれかに
おいて、前記発電機２００はΔ結線であることを特徴と
する充電装置。 - 【請求項１６】 請求項１から請求項１５のいずれかに
おいて、前記整流出力端子と負荷側端子間に負荷遮断用
トランジスタを設け、前記整流出力電圧が規定電圧以上
になった場合に、前記整流出力端子と負荷側端子とを遮
断することを特徴とする充電装置。
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Cited By (15)
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