JP2005140714A - 電磁流量計 - Google Patents

Abstract

【課題】方形波励磁方式の電磁流量計で、励磁周波数に近い周波数のノイズを除去する。電池駆動の低消費電力の電磁流量計を実用化する。
【解決手段】プリアンプＡ１の出力ｅ１は方形波の流量信号とノイズを含む。信号アンプ３は、励磁の半周期毎に励磁が切り換わる直前にスイッチＳ１を閉じて、出力ｅ２を零に補償する。補償直後の流量信号極性の反転を増幅して次の補償期間まで保持する。ノイズアンプ４は保持期間においては、ノイズ成分だけを増幅し、演算処理回路Ａ２で信号アンプ３の出力ｅ２とノイズアンプ（ノイズ抽出回路）４の出力ｅ３を引算して、ノイズ成分を除去する。こうして、流量信号成分だけの出力ｅ４を求める。
【選択図】 図１

Description

本発明は電磁流量計に関する。

電磁流量計の電極には、流体の流速に比例した信号電圧の他、電気化学ノイズと呼ばれる直流又は低周波のオフセット電圧が発生する。また流体の流れに起因する流体ノイズも発生し、計測の妨げとなる。

流体ノイズには、様々な周波数帯のノイズが含まれていて、低周波になるほど振幅が大きくなる１／ｆ特性を持つ１／ｆノイズがある。このようなノイズを除去するものが公知である（例えば特許文献１参照）。しかし上記の事例も含めて従来のノイズ除去回路では励磁と同一周波数のノイズは除去できないため、１／ｆノイズの影響で電磁流量計変換器の出力に大きなフラツキを生じることは良く知られている。

この点について説明する。
図１４は従来技術の回路で、図１５はタイミングと各部の波形を示す。ｅ１はプリアンプＡ１の出力信号で、正負の２つの値の励磁磁界に対応して電極に発生するピーク値がＥ１の方形波の流量信号に、低周波のノイズであるオフセット電圧Ｕが重畳した波形である。励磁は方形波で期間ＴａとＴｂが１方向で、ＴｃとＴｄで逆方向の励磁となり、Ｔａ〜Ｔｄで励磁の１周期、つまり電磁流量計として計測の１周期となる。

ｖ２はオフセット補償アンプ３の出力波形である。Ｌ１は励磁回路１１を駆動するタイミングで、励磁磁界の極性の切り換わりを示している。
オフセット補償アンプ３は期間ＴｂとＴｄでスイッチＳ１が信号Ｔｓ１によってＯＮする補償回路で、アンプ３１の出力から積分回路３２を介してアンプ３１を構成するオペアンプＯＰ１の＋入力側にフィードバックループが形成される。このフィードバックによって、オペアンプＯＰ２はＣ１・Ｒ１の時定数でアンプ３１の出力ｖ２を積分しＣ１に充電する一方、その出力ｅ５を補償電圧としてアンプ３１の＋入力側に加える。補償電圧ｅ５はプリアンプＡ１の出力ｅ１と同極性の電圧であるため反転アンプ３１の入力が打ち消される方向のフィードバックとして働き、時定数Ｃ１・Ｒ１が充分小さな値であるため期間Ｔｂ又はＴｄの間にｖ２はゼロ値に補償される。

このための補償値は積分回路３２の出力に期間Ｔｂの最終の時刻ｔｃにｅ５（ｔｃ）として、期間Ｔｄの最終の時刻ｔｅにｅ５（ｔｅ)として生じる。
Ｓ１がＯＦＦの間は積分回路３２はホールド回路として動作し前記補償電圧ｅ５（ｔｃ)又はｅ５（ｔｅ）はＣ１の充電電圧として保持される。

図１５においてｅ１はプリアンプＡ１の出力電圧で低周波のオフセット電圧Ｕが方形波の流量信号Ｅ１に重畳した波形として示してある。前半周期の期間Ｔａではｅ１は図１５のように正の値であり反転アンプ３１の出力ｖ２は負の値となり、ＴｂでＳ１がＯＮすると積分回路３２は負の値ｖ２を積分して、ｅ１と同極性つまり正値の補償電圧ｅ５を出力する。

Ｓ１がＯＮしたことによるフィードバック動作が働くにつれ、ｅ５の電圧値はｅ１に近づき、アンプ３１の出力ｖ２は指数関数的にゼロに向かい、期間Ｔｂの間にゼロ値に補償される。
時刻ｔｃで積分回路３２が補償電圧ｅ５（ｔｃ）を保持した直後に、励磁の切り換わりに伴い流量信号が正から負に変り、プリアンプ出力ｅ１は＋Ｅ１＋Ｕ（ｔｃ）から−Ｅ１＋Ｕ（ｔｃ）に変る。補償値ｅ５（ｔｃ）は＋Ｅ１とオフセット電圧Ｕ（ｔｃ）の両方をゼロ値に補償する値である。

またノイズであるオフセット電圧Ｕは時刻ｔｃの前後で急変しないと仮定すると、流量信号分だけが＋Ｅ１から−Ｅ１に切り換わったことになる。
Ｅ１が切り換わった後も、積分回路３２は時刻ｔｃにおける補償電圧ｅ５（ｔｃ)を保持しているため、アンプ３１の−入力側はｅ５（ｔｃ）を基準レベルとして負方向に２・Ｅ１だけ変化したことに等しい。この一連のフィードバック動作により時刻ｔｃにおける反転アンプ３１の出力ｖ２（ｔｃ）は低周波のオフセット電圧Ｕが除去されて、励磁の切り換わりに伴う流量信号の変化分２・Ｅ１だけが−Ｇａ倍された値であり、補償されたゼロ値を基準レベルとして正方向への出力変化となる。−Ｇａは反転アンプ３１の利得である。

次に後半周期を説明する。
流量信号はピーク値Ｅ１が一定の方形波で期間Ｔｃではオフセット電圧Ｕだけが直線的に変化する。つまりアンプ３１の−入力側はｅ１に重畳するオフセット電圧Ｕが直線的に変化する。一方＋入力端子は補償値ｅ５（ｔｃ）が一定に保持されている。

このためｅ１に重畳するオフセット電圧Ｕの変化分だけが反転アンプ３１で−Ｇａ倍されて期間Ｔｃにおける図１５のｖ２の波形となる。
期間ＴｄにおいてＳ１がＯＮしてフィードバック動作が働くと、アンプ３１の出力ｖ２がゼロ値に補償され、時刻ｔｅでＳ１がＯＦＦすると、ＯＦＦする直前のｅ５の値が補償電圧ｅ５（ｔｅ）として保持されると同時に、励磁の極性が反転する。

励磁の切り換わりに伴い、流量信号が負の−Ｅ１から正の＋Ｅ１に変ると、変化分２・Ｅ１がアンプ３１で増幅されて、時刻ｔｅにおける負方向の変化幅ｖ２（ｔｅ）が補償されたゼロ値を基準レベルとして発生するが、ここからの動作は時刻ｔａ以後の前半周期の繰り返しとなる。
以上が図１５のｖ２に示すオフセット補償アンプ３の出力波形である。このｖ２は大きなオフセットが除去され変化分だけが流量信号に重畳した波形となった。

上記のｖ２がサンプルホールド回路５でスイッチＳＷａとＳＷｂがＴｓａとＴｓｂのタイミングでＯＮして、波形ｖ２の斜線部分Ｓａ１とＳａ２がサンプリングされ、ＳＷａとＳＷｂのＯＦＦ期間は保持される。
こうして、正と負の値をとる流量信号が、サンプルホールド回路５でＥｏ＝−Ｓａ１＋Ｓａ２として直流電圧Ｅｏに変換される。

ｖ２の波形で、斜線部分Ｓａ１とＳａ２が含まれる期間ＴａとＴｃには、オフセット電圧Ｕの変動が重畳している。期間Ｔａの変化幅Δｖ−ａはＳａ１の面積が大きくなる＋誤差で、期間ＴｃのΔｖ−ｃはＳａ２の面積が小さくなる−誤差であるが、オフセット電圧の変動が一定と見なせる場合はサンプルホールド回路５の機能Ｅｏ＝−Ｓａ１＋Ｓａ２で除去することができる。

この方法によれば低周波のオフセットがあっても、Ｓ１のＯＮによる補償動作で除去することができ、方形波の流量信号だけを増幅できる。
しかしながら励磁と同一周波数のノイズが重畳した場合には、これを除去できず大きなフラツキを生じる。

この点について、励磁と同一周波数のノイズをサイン波に置き換えて説明する。
オフセット補償回路の基本動作はＳ１のＯＮでアンプ３１の出力をゼロ値に補償し、Ｓ１のＯＦＦ中は補償電圧を一定に保持することによりそれ以後の入力変化だけを−Ｇａ倍して補償されたゼロ値を基準として出力することである。この基本動作は入力がサイン波の場合も同一であり、これまでの動作説明が成り立つので、以下もこの考え方で説明する。

図１６が励磁と同一周波数のノイズの影響を説明するためのタイミングと各部の波形でノイズをサイン波に置き換えたもので、サイン波に置き換えたノイズを以後、サイン波のイズと記述する。なお、図１６では説明をしやすくするために、方形波の流量信号がないとしている。

プリアンプＡ１の出力ｅ１に重畳する励磁のタイミングと同位相のサイン波ノイズをｅ１ｃ，ｅ１ｃに対応するオフセット補償アンプ３の出力ｖ２ｃとする。
また同様に励磁のタイミングと９０°の位相差を有する場合をｅ１ｄとｖ２ｄとする。

図１６で、同位相のｅ１ｃとｖ２ｃについて説明する。
オフセット補償アンプ３のＳ１が期間ＴｂでＯＮするフィードバック動作でｖ２ｃがゼロ値に補償され、時刻ｔｃでＳ１がＯＦＦすると期間Ｔｃでは入力ｅ１ｃの変化分が−Ｇａ倍された波形となる。

期間ＴｄでＳ１がＯＮするとｖ２ｃはゼロ値に補償され、時刻ｔｅでＳ１のＯＦＦ後はｅ１ｃの変化分が−Ｇａ倍されるが、ｔｅ以後の動作は１周期前のｔａ以後の動作の繰り返しであるが、プリアンプＡ１の出力であるオフセット補償回路３の入力ｅ１ｃはゼロ位相のサイン波であるため、Ｓ１がＯＦＦする時刻ｔｃとｔｅでサイン波はゼロクロスし、増幅されたｖ２ｃはｅ１ｃを単純に−Ｇａ倍した波形に一致する。

サイン波が９０°の位相差の場合の動作を図１６のｅ１ｄとｖ２ｄで説明する。
Ｓ１がＴｂでＯＮするとｖ２ｄがゼロ値に補償され、時刻ｔｃでＳ１がＯＦＦすると期間Ｔｃでは入力ｅ１ｄの変化分が−Ｇａ倍された波形となる。

期間ＴｄでＳ１がＯＮするとｖ２ｄはゼロ値に補償され、時刻ｔｅでのＳ１のＯＦＦ後はサイン波ノイズｅ１ｄの変化分が−Ｇａ倍されるが、ｔｅ以後の動作は前半周期のｔａ以後の波形と同一である。以上が１周期の動作であるが、入力ｅ１ｄが励磁タイミングと９０°位相差を持つため、Ｓ１がＯＮしてゼロ補償し、再びＯＦＦする時刻ｔｃとｔｅはサイン波ノイズｅ１ｄの瞬時値がピークの時点であり、期間ＴｂとＴｄで大きな段差を持ってゼロ値に補償される。

期間Ｔｃではサイン波入力ｅ１ｄの−ピークから＋ピークにわたる半周期間の全変化幅が−Ｇａ倍されるため、ｖ２ｄは時刻ｔｃでゼロからスタートし負方向への三角波状の出力変動となる。

期間Ｔａでは前周期の期間Ｔｄで補償されたサイン波入力ｅ１ｄの半周期間の変化幅が
−Ｇａ倍されて正方向への三角波状の出力変動となり、全体としてｖ２ｄの波形となる。
同位相の時、出力波形ｖ２ｃの斜線部Ｓｃ１とＳｃ２の面積が、サンプルホールド回路５によりＴｓａとＴｓｂのタイミングでサンプリングされる。

ｖ２ｃは流量信号がある時の出力図１５のｖ２と同位相であるため、サンプルホールド回路５の出力電圧Ｅｏｃは正値の出力となる。
一方９０°位相の時、出力波形ｖ２ｄがサンプルホールド回路５に入力されると、ＳＷａとＳＷｂがＯＮして斜線部の面積Ｓｄ１とＳｄ２がサンプリングされ、ＳＷａとＳＷｂのＯＦＦ時に保持され直流の出力電圧Ｅｏｄとなる。ｖ２ｄにおける斜線部の面積Ｓｄ１とＳｄ２の極性は流量信号波形図１５のｖ２とは逆位相であり、サイン波形としても最大に近い部分であるため出力Ｅｏｄは負の極性で、ほぼ最大値の出力となることが図形的に容易に推定できる。

上記ｖ２ｃとｖ２ｄは位相差がゼロと９０°の２例だが、同一振幅のサイン波入力でサンプルホールド回路の出力は正値と負値の大きな差が生じた。この２例だけからも励磁と同一又はほぼ同一周波数のノイズの位相が変動することによって直流出力Ｅｏに大きなフラツキを生じることがわかる。

励磁と同一周波数のノイズは流量信号とも同一周波数であり、サンプルホールド回路で流量信号が入力された場合と同等に出力に変換される。
位相によって流量信号と同様の大きな出力となったり、９０°位相差では逆方向の流れと等価な信号として検知される。＋大から−大の出力が生じ、大きなフラツキの原因となることが知られている。このように励磁と同一周波数のノイズは、信号と区別できないため除去できない。図１４のオフセット補償回路でも除去できず、励磁周波数前後の周波数帯のノイズを減衰させるのが限度であり、前後の周波数のノイズをなるべく急峻に減衰できることが良いノイズ除去回路とされてきた。

図１７は上記の関係を示す図で、横軸は励磁周波数ｆｅｘの前後のノイズ周波数ｆで、縦軸はフラツキの大きさを示している。
方形波励磁はゼロ点の安定性が高く、回路構成も簡素にできるため広く普及している。

励磁周波数としては１Ｈｚ〜２０Ｈｚの低周波が一般的だが、この周波数は１／ｆ特性の流体ノイズにとってノイズレベルの高い周波数帯であり、影響が大きい。このため１／ｆノイズが小さくなる高い周波数帯に励磁周波数を移すことにより、１／ｆノイズの影響を避ける方法がとられている。しかしこのような高周波励磁は増幅回路の消費電力や、励磁に使用する電力が増大する。

特に高周波励磁にしてしまうと、低周波励磁にするほど消費電力を減らせる残留磁気励磁方式（例えば特許文献２参照）のメリットを生かすことができない欠点がある。このため電池駆動などの低消費電力型の電磁流量計では、低周波励磁のまま１／ｆノイズを除去することが不可欠の問題となっている。

他の従来技術として、電磁流量計検出器で方形波信号を加えて励磁し、検出器から出力される流量信号を直流信号に変換する電磁流量計変換器において、電磁流量計検出器から出力される流量信号を前記方形波信号よりも半周期遅延させて出力し、この遅延された流量信号により、前記電磁流量計検出器から出力される流量信号に含まれる低周波の誤差（ノイズ）成分を除去する電磁流量計変換器が提案されている（例えば特許文献３参照）。

しかし、この従来技術は、励磁周波数よりも低い周波数の低周波ノイズでには有効であっても、励磁周波数と同一またはほぼ同一周波数のノイズ成分を除去することができないという問題点があった。

図１４に示した従来の技術はスイッチＳ１がＯＮして出力をゼロ値に補償し、ＯＦＦした後は補償したゼロ値を基準として入力の変化分だけを増幅する動作である。この動作は前半周期でＳ１がＯＮしてノイズの情報を積分回路で保持し、Ｓ１がＯＦＦした後半周期の間じゅう信号とノイズの両方を含む瞬間値から前半周期に保持した一定のノイズ情報を引算することと言える。

後半周期においてもＳ１がＯＮして、後半周期のノイズ情報を保持して次の前半周期に変化する瞬間値から引算することと言える。この方法では、低周波のオフセットに対しては、周期の前半と後半に保持したノイズ情報がほぼ同等であり除去できたが、励磁と同一周波数のノイズは除去できない。

励磁と同一周波数のサイン波ノイズは、周期の前半と後半で逆の極性となるためノイズ情報として保持した値も逆の関係となり、励磁信号とノイズの位相差の変動により大きなフラツキを生じる。

図１４の例に限らず、従来のノイズ除去回路は半周期間におけるノイズを何らかの方法でノイズの代表値として保持し、次の半周期の瞬間値から引算的な処理によりノイズを除去している。これらは低周波ノイズには有効であっても励磁と同一周波数のノイズは除去できない。
特開昭６３−２５５６２０号公報 特公昭５９−７９３０号公報 特公平４−７７８５３号公報

そこで本発明は、前記問題点を解消できる電磁流量計、特に、励磁周波数と同一又はほぼ同一周波数のノイズを除去できる電磁流量計（変換器）を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、請求項１の発明は、方形波励磁方式の電磁流量計であって、方形波の流量信号とノイズが混在するプリアンプの出力が入力され、励磁が切り換わる直前の各半周期毎に出力値をゼロに補償し、補償された直後の励磁の切り換わりに伴う流量信号極性の反転を増幅して次の補償期間まで保持する信号アンプを持つ電磁流量計変換器において、励磁が切り換わった直後の各半周期毎に出力値をゼロにリセットすることにより流量信号をリセットし、次のリセット期間まで保持して、保持期間においてはノイズ分だけを増幅するノイズ抽出回路を有し、信号アンプの出力とノイズ抽出回路の出力を演算処理することによりノイズを打ち消して方形波信号だけを取り出すことを特徴とする電磁流量計である。

請求項２の発明は、請求項１の電磁流量計において、プリアンプの出力が、信号アンプと、信号アンプと同じ増幅度を持つノイズ抽出回路の両方に並列に接続され、両方の出力を演算処理する演算処理回路を備えたことを特徴とするものである。

請求項３の発明は、請求項１の電磁流量計において、信号アンプの出力とノイズ抽出回路の出力を演算処理する演算処理回路を備え、プリアンプの出力を信号アンプで増幅して演算処理回路の一方の入力に印加し、信号アンプの出力を増幅度が１のノイズ抽出回路に接続して方形波信号をリセットした後、前記演算処理回路の他方の入力に印加して演算処理することを特徴とするものである。

請求項４の発明は、請求項１，２又は３の電磁流量計において、演算処理回路が加算回路であることを特徴とするものである。

請求項５の発明は、請求項１，２又は３の電磁流量計において、演算処理回路が差動増幅回路であることを特徴とするものである。

請求項６の発明は、請求項１〜５のいずれかの電磁流量計において、演算処理は、信号アンプの出力に含まれるノイズの極性と、ノイズ抽出回路の出力に含まれるノイズの極性が同じである場合は引算し、互いに逆極性である場合は加算する演算処理であることを特徴とするものである。

本発明の電磁流量計は上記解決手段の構成を備えているので、次の（１）〜（６）の効果が得られる。

（１）励磁と同一又はほぼ同一の周波数のノイズが除去できるようになった。
この効果は信号アンプの出力である（信号＋ノイズ）からノイズアンプの出力の（ノイズ）だけを引算することにより得られる。この引算において、信号アンプの出力とノイズアンプの出力はともに瞬間値である。
本発明の効果は、信号とノイズの両方を含む信号アンプの出力からノイズアンプの出力を、両方とも時々刻々変化する瞬間値として引算することにより得ている。

（２）低周波励磁方式の電磁流量計に特に有効である。
流体ノイズのうち、スラリー流体の場合は１／ｆ特性であり低周波になるほどノイズレベルが大きくなる。低周波励磁の励磁周波数はノイズレベルが大きい周波数帯と重なり、測定困難になる場合もあった。このため高周波励磁として、ノイズレベルの小さい周波数帯で励磁する対策がとられている。
本発明によれば励磁周波数と同一周波数のノイズが除去できるため、高周波励磁にする必要がない。

（３）電池動作など低消費電力型の電磁流量計に適す。
高周波励磁では高速動作に適した消費電力の大きな素子や高速マイコンを使う必要があるが、本発明では（２）項のように低周波励磁のままで良いため、励磁周波数が低いほど励磁の消費電力を減らせる残留磁気励磁方式のメリットを最大限に発揮して低消費電力化できるため、電池動作の電磁流量計を低コストで実用化できる。

（４）簡素でゼロ点安定の良い、低周波励磁方式のメリットが生じる。
低周波電磁波は簡素な構成でゼロ点の安定性が高いことはよく知られており、１／ｆノイズに弱い欠点があり高周波励磁も作られたが、構成が複雑になりゼロ点安定をある程度犠牲にするという難点があった。ところが本発明では低周波励磁を容易に実現できる。

（５）励磁と同一周波数のノイズに限らず、ノイズ全般に除去能力が高いため、低消費電力タイプだけでなく、スラリー流体などの計測に有利な電磁流量計が、構成が簡素な低周波励磁方式で実現できる。

（６）応答が速い。
ノイズ除去に、フィルター的要素が無いので応答が遅くならない。このため低消費電力タイプの電磁流量計で応答を遅らせることなくスラリー性流体が計測可能になった。

次に本発明の好ましい実施の形態を図面の実施例に従って説明する。

図１と図２で本発明の実施例１を説明する。１は被測定流体を流す円筒形の流管、２ａと２ｂは流管１の内周壁に対向配置されて誘起した流量信号を取り出す一対の電極、２ｃはアース電極である。

Ａ１は、電極２ａ，２ｂの信号電圧を増幅するプリアンプ、３はプリアンプＡ１の出力ｅ１を増幅するとともに直流〜低周波の電気化学ノイズからなるオフセット電圧を除去するためのオフセット補償回路である。

オフセット補償回路３は、抵抗Ｒａ１，Ｒｂ１とオペアンプＯＰ１を図のように接続したアンプ３１と抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とオペアンプＯＰ２を図のように接続した積分回路３２と、後述するマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）１２で操作されるスイッチＳ１とを図のように接続して構成する。アンプ３１の増幅度ＧａはＲｂ１／Ｒａ１で決まる。３は電極２ａ−２ｂ間に発生する流量信号と重畳するノイズを増幅する役割を持つ回路であり後述するノイズだけを増幅するノイズアンプ４と対比するための信号アンプ３と呼ぶ。

ノイズアンプ４は信号アンプ３と同一の回路構成で同一回路定数（ＣとＲが同一の値）を持ち、スイッチＳ２がＯＮするタイミングだけがＳ１と異なる。Ｓ２は励磁の各半周期において早い時点でＯＮするため、プリアンプＡ１の出力ｅ１のうち方形波の流量信号をリセットし、ｅ１に重畳するノイズ成分だけを増幅する、ノイズアンプとして動作する。ノイズアンプ４をノイズ抽出回路とも呼ぶ。

プリアンプＡ１の出力に信号アンプ３とノイズアンプ４が並列に接続され、各々の出力が演算処理回路としての差動回路Ａ２に接続され、差動回路Ａ２は、例えばオペアンプを用いた差動増幅回路で構成されている。Ａ２の出力はサンプルホールド回路５に接続され、スイッチＳＷａとＳＷｂのＯＮで方形波の入力信号をサンプリングしＯＦＦにより保持して直流信号に変換する。

６はＡ／Ｄ変換器でサンプルホールド回路５のアナログ出力をデジタル値に変換してＭＰＵ１２に送る。ＴｓｃはＭＰＵ１２からのタイミング信号で、Ａ／Ｄ変換器６がＡ／Ｄ変換する時期をＡ／Ｄ変換器６に伝える。
１１は磁気回路１０に方形波状の磁界を発生させる励磁回路で、励磁周波数は数Ｈｚ以下の低周波である。

図２は図１の動作を示すタイミングと出力波形である。Ｌ１は励磁のタイミングで、期間Ｔ１〜Ｔ８が励磁の一周期つまり電磁流量計としての計測動作の一周期である。前半周期のＴ１〜Ｔ４ではＬ１はＨレベル、後半周期のＴ５〜Ｔ８ではＬレベルであり、正逆の方向に切り換わる方形波磁界に対応している。Ｔ１〜Ｔ８の開始時刻ｔ０〜ｔ７とし一周期の終了時刻をＴ８とする。このｔ８は次の周期の開始時刻に一致する。Ｔｓ１はスイッチＳ１が期間Ｔ４とＴ８でＯＮするタイミングであり、Ｔｓ２は期間Ｔ２とＴ６でＳ２がＯＮするタイミングである。なお、図２のタイミング幅は、Ｔ３とＴ７以外は説明上、実際より広く書いてある。

図１の動作を説明する。
信号アンプ３は期間Ｔ４とＴ８でＳ１がＯＮするいわゆるオフセット補償回路で、アンプ３１の出力から積分回路３２を介してアンプ３１を構成するオペアンプＯＰ１の＋入力側にフィードバックループが形成される。

このフィードバックによって、ＯＰ２はＣ１，Ｒ１の時定数でアンプ３１の出力ｅ２を積分し、Ｃ１に充電する一方その出力ｅ５を補償電圧として、アンプ３１の＋入力側に加える。補償電圧ｅ５はプリアンプＡ１の出力ｅ１と同極性の電圧であるため反転アンプ３１の入力が打ち消される方向のフィードバックとして働き、時定数Ｃ１・Ｒ１が充分小さな値であるため期間Ｔ４又はＴ８の間にｅ２はゼロ値に補償される。この補償値は積分回路３２の出力で、期間Ｔ４の最終にｅ５（ｔ４）として、期間Ｔ８の最終にｅ５（ｔ８）として生じる。

Ｓ１のＯＦＦ中は積分回路３２はホールド回路として動作し、前記補償電圧ｅ５（ｔ４）又はｅ５（ｔ８）はＣ１の充電電圧として保持される。一方、アンプ３１のＲａ１側にはプリアンプＡ１から時々刻々変化する電圧であるｅ１が印加されて、ｅ１の変化分が増幅される。

図２において、ｅ１はプリアンプＡ１の出力電圧で、低周波のオフセット電圧Ｕが流量信号Ｅ１に重畳した波形として示してある。
前半周期におけるＳ１のＯＮによる補償動作を説明する。期間Ｔ１〜Ｔ４ではｅ１は図２のように正の値であり反転アンプ３１の出力ｅ２は負の値となり、Ｔ４でＳ１がＯＮすると積分回路３２は負の値のｅ２を積分して、ｅ１と同極つまり正値の補償電圧ｅ５を出力する。Ｓ１がＯＮしたことによりフィードバック動作が働くにつれ、ｅ５の電圧値はｅ１に近づき、アンプ３１の出力ｅ２は指数関数的にゼロに向かい、期間Ｔ４間にゼロ値に補償される。

時刻ｔ４で積分回路３２が補償電圧ｅ５（ｔ４）を保持した直後に、励磁の切り換わりに伴い流量信号が正から負に変り、プリアンプＡ１の出力ｅ１は＋Ｅ１＋Ｕ（ｔ４）から−Ｅ１＋Ｕ（ｔ４）に変る。

補償値ｅ５（ｔ４）は＋Ｅ１とオフセット電圧Ｕ（ｔ４）の両方をゼロ値に補償する値である。またオフセット電圧Ｕは時刻ｔ４の前後で急変しないと仮定すると、流量信号だけが＋Ｅ１から−Ｅ１に変ったと見なすことができる。

Ｅ１が切り換わった後も、積分回路３２は時刻ｔ４における補償電圧ｅ５（ｔ４）を保持していて、アンプ３１の−入力側はｅ５（ｔ４）を基準レベルとして、負方向に２・Ｅ１だけ変化したことになる。

このフィードバック動作により時刻ｔ４における反転アンプ３１の出力ｅ２（ｔ４）は低周波のオフセット電圧が除去されて、励磁の切り換わりに伴う流量信号の変化分２・Ｅ１だけが−Ｇａ倍された値であり、補償されたゼロ値を基準レベルとして正方向への変動となる。

次に後半周期の説明をする。
流量信号はピーク値Ｅ１が一定の方形波でオフセット電圧Ｕだけが直線的に変化する。このため、アンプ３１の−入力はｅ１に重畳するオフセット電圧Ｕが変化する一方、＋入力端子は補償値ｅ５（ｔ４）が一定の保持されている。このためｅ１に重畳するオフセット電圧Ｕの変化分だけが反転アンプ３１で−Ｇａ倍されて期間Ｔ５〜Ｔ７における図２の
ｅ２の波形となる。

期間Ｔ８においてＳ１のＯＮによるフィードバック動作が働くと、アンプ３１の出力ｅ２がゼロ値に補償された後、時刻ｔ８でＳ１がＯＦＦすると同時に励磁の極性が反転し、Ｓ１がＯＦＦする直前の補償電圧がｅ５（ｔ８）として保持される。

励磁の切り換わりに伴い、流量信号が負から正に変ると、変化分２・Ｅ１がアンプ３１で増幅されて、時刻ｔ８における負方向の変化幅ｅ２（ｔ８）が補償されたゼロ値を基準レベルとして発生するが、ここからの動作は時刻ｔ０以後の前半周期の繰り返しとなる。

以上が図２のｅ２に示す信号アンプ３の出力波形である。
ノイズアンプ４は信号アンプ３と全く同一の構成と回路定数で、Ｒａ１＝Ｒａ２、Ｒｂ１＝Ｒｂ２、Ｒ１＝Ｒ２、Ｃ１＝Ｃ２である。このため入力信号やノイズに対して同一の増幅度を持つが、フィードバック用のスイッチをＯＮ−ＯＦＦするタイミングだけが異なり、回路の役割も異なる。

信号アンプ３は図２のｅ２のように各半周期の最終期間にＳ１がＯＮするため、方形波を増幅すると同時に、重畳するオフセットの変化分を増幅する。これに対しノイズアンプ４は、各半周期の早い時点でＳ２がＯＮするため方形波入力をゼロ値にリセットし、オフセットの変化分だけを増幅する。オフセット以外の一般的なノイズが重畳する場合にもノイズだけを増幅するノイズアンプとして動作する。

ノイズアンプ４の動作を説明する。
ノイズアンプ４は期間Ｔ２とＴ６でＳ２がＯＮする補償回路で、アンプ４１の出力から積分回路４２を介してアンプ４１の＋入力側にフィードバックループが形成される。このフィードバックによってＯＰ４はＣ２・Ｒ２の時定数でアンプ４１の出力ｅ３を積分し、Ｃ２に充電する一方、その出力ｅ６を補償電圧としてアンプ４１の＋入力側に加える。

補償電圧ｅ６はプリアンプＡ１の出力ｅ１と同極性の電圧であるため、反転アンプ４１の入力が打ち消される方向のフィードバックとして働き、時定数Ｃ２・Ｒ２が充分小さな値であるため期間Ｔ２又はＴ６の間にｅ３はゼロ値にリセットされる。このための補償値は積分回路４２の出力で期間Ｔ２の最終にｅ６（ｔ２）として、期間Ｔ６の最終にｅ６（ｔ６）として生じる。

Ｓ２のＯＦＦ時は積分回路４２のホールド回路として動作し、前記補償電圧ｅ６（ｔ２）又はｅ６（ｔ６）はＣ１の充電電圧として保持される。

次に図２のｅ１とｅ３でノイズアンプ４の動作を説明する。
時刻ｔ０において入力ｅ１が負から正に切り換わると、その変化分２・Ｅ１が反転アンプ４１で−Ｇａ倍されて、図２のｅ３の時刻ｔ０で負方向に変化する波形となる。

期間Ｔ２でＳ２がＯＮすると、出力ｅ３は指数関数的にゼロ値にリセットされ、補償電圧ｅ６が積分回路４２の出力に発生する。
このリセット動作は信号アンプ３において、Ｓ１がＯＮすることによるフィードバック動作と全く同一機能である。

時刻ｔ２でＳ２がＯＦＦする直前の補償電圧ｅ６（ｔ２）がＣ２の充電電圧として保持される。流量信号は一定の方形波であるため期間Ｔ３とＴ４ではリセットされたままでノイズアンプ４の出力には増幅された値にならないが、低周波のオフセットは時刻ｔ２以後の変化分が−Ｇａ倍されて図２のｅ３の期間Ｔ３とＴ４に生じる。入力ｅ１が時刻ｔ４において正から負に切り換るとその変化分２・Ｅ１がアンプ４１で−Ｇａ倍されて２・Ｅ１・Ｇａの変化が出力ｅ３に生じる。

この時刻ｔ４においては、期間Ｔ３とＴ４間のオフセット電圧の変化分が存在するので、その変化分に前記２・Ｅ１・Ｇａが加算されて（図２のｅ３では引算された値となる）時刻ｔ４の瞬間値ｅ３（ｔ４）として生じる。

この値は期間Ｔ６でＳ２がＯＮしてフィードバックループが形成されると、前半周期と同様に指数関数的にゼロ値にリセットされる。
時刻ｔ６において、Ｓ２がＯＦＦする直前の積分回路４２の出力電圧ｅ６（ｔ６）がＣ２の充電電圧として保持されたものが、補償電圧である。その後のＴ７とＴ８で補償電圧ｅ６（ｔ６）が一定の保持値としてアンプ４１の＋入力側に印加され続けるため流量信号分はリセットされたままのゼロ値に保持される。

一方、低周波のオフセット電圧は時刻ｔ６以後の変化分が−Ｇａ倍されて図２のｅ３の期間Ｔ７とＴ８のような波形となる。
このように期間Ｔ２とＴ６でのＳ２のＯＮで、方形波の流量信号は各半周期の早い時点でゼロ値にリセットされ、ＯＦＦ後の低周波のオフセット電圧だけが増幅されてｅ３に発生する。なお、短くて分かりにくいが、期間Ｔ１とＴ５のピーク時にもオフセット電圧の変動が重畳している。以上の説明が、図２のｅ３の波形である。

図２のｅ４は差動回路Ａ２の出力で、ｅ４＝ｅ２−ｅ３の引算動作（減算）が、図２のｅ２とｅ３の時々刻々の瞬間値として行われる。
こうして図２のｅ４では期間Ｔ３とＴ７の波形に重畳していた低周波のオフセット電圧は除去され、方形波の流量信号分だけになる。

サンプルホールド回路５で、スイッチＳＷａとＳＷｂが図２のＴｓａ，ＴｓｂのタイミングでＯＮすることによりｅ４の斜線部分の値をサンプリングし、ＯＦＦ期間はそのサンプリング値を保持することにより、ｅ４のような正負に切り換る流量信号を直流の電圧値に変換する。

この電圧値はＡ／Ｄ変換器６でデジタル値に変換して電磁流量計の出力として表示したり、外部へ出力される。
以上が方形波の流量信号だけを増幅し、ノイズを除去する実施例１の動作説明である。なおノイズは低周波のオフセット電圧として説明したが、他の周波数でも同様に除去可能である。

次に本発明の主目的である励磁と同一周波数のノイズ除去について、図３と図４のタイミングチャートで説明する。
励磁と同一周波のサイン波ノイズが、方形波の流量信号に位相差ゼロで重畳した場合を図３に、９０°の位相差で重畳した場合を図４に示す。

図３は位相差ゼロの場合で、ｅ１ａがプリアンプＡ１の出力であり、このうち流量信号だけをｅｓとし、励磁タイミングと同位相のサイン波で表したサイン波ノイズをｅＮａとして分離して表した。つまりｅｓとｅＮａの合成がｅ１ａである。ｅ１ａ，ｅ２ａ，ｅ３ａ，ｅ４ａは図２のｅ１，ｅ２，ｅ３，ｅ４と同一回路の出力であるが、同位相のサイン波ノイズを表す波形としてａを付けた。図４は、励磁のタイミングと９０°の位相差のサイン波ノイズについての波形で、図２の同一波形にｂを付けて表した。

信号アンプ３におけるフィードバックの基本動作はＳ１のＯＮでアンプ３１の出力をゼロ値に補償し、Ｓ１のＯＦＦ時は補償電圧を一定に保持することにより、それ以後の入力の変化分だけを−Ｇａ倍して補償されたゼロ値を基準にして出力することである。この動作はＳ２のＯＮによるノイズアンプ４でも全く同一であり、入力が方形波でもサイン波でも同様である。

サイン波ノイズの除去について、上記の考え方により少し簡略して図３で位相差ゼロの場合を説明する。
プリアンプＡ１の出力ｅ１ａは方形波の流量信号ｅｓと励磁と同位相のサイン波ノイズｅＮａの合成である。

信号アンプ３のＳ１がＴ４でＯＮするとフィードバック動作で、ｅ２ａがゼロ値に補償された後Ｓ１がＯＦＦすると、時刻ｔ４におけるｅ１ａの変化分２・Ｅ１が−Ｇａ倍され、その後のＴ５〜ｔ７ではｅ１ａの変化分、つまりサイン波ノイズｅＮａの変化分が増幅されて、時刻ｔ４時の変化に重畳したｅ２ａの波形となる。

期間Ｔ８でＳ１がＯＮするとｅ２ａはゼロ値に補償され、時刻ｔ８でのＳ１のＯＦＦ後はサイン波ノイズｅＮａの変化分が−Ｇａ倍されるが、ｔ８以後の動作は１周期前のｔ０以後の動作の繰り返しとなる。これが波形のｅ２ａが出力される説明だが、ｅｓとｅＮａを別個に信号アンプに入力し、そのときの出力を合成すればｅ２ａとなることが容易に推定できる。

ノイズアンプ４の動作は、Ｔ２でＳ２がＯＮして、アンプ４１の出力をゼロ値にリセットした後、時刻ｔ２でＳ２がＯＦＦすると、その後の入力変動はサイン波ノイズｅＮａだけであるため、このｅＮａの変化分だけが−Ｇａ倍され期間Ｔ３とＴ４の波形ｅ３ａとなる。

これに時刻ｔ４でのｅｓの変化分が−Ｇａ倍されて重畳し期間Ｔ５の波形となった後、Ｔ６でＳ２のＯＮによりゼロ値にリセットされる。
時刻ｔ６でＳ２がＯＦＦすると、その後の入力ｅ１ａの変動はｅＮａの変化分だけであり、これが−Ｇａ倍される。この一連の動作によりノイズのアンプ４の出力は図３のｅ３ａの波形となる。

以上が波形ｅ２ａとｅ３ａが出力される説明で、ｅ２ａは方形波の流量信号とサイン波ノイズの和であり、ｅ３ａはサイン波だけが出力される。ここでｅ２ａとｅ３ａに含まれるサイン波ノイズについて比較する。

信号アンプ３では時刻ｔ４でＳ１がＯＦＦした時刻ｔ４以後のｅＮａの変動が−Ｇａ倍された波形としてＴ５〜Ｔ７に重畳する。一方ノイズアンプ４では時刻ｔ６でＳ２がＯＦＦした時刻ｔ６以後のｅＮａの変動が−Ｇａ倍されて出力される。このため期間Ｔ７におけるサイン波ノイズは、期間Ｔ５とＴ６でｅＮａが変化した分だけｅ３ａの方が小さくなる。

図３（図４も）のタイミングでは、表記しやすくするためＴ１〜Ｔ８の期間の幅を実際の値と変えてある。実用的なタイミングではＴ１とＴ５はゼロに近く、Ｔ２とＴ６は計測の一周期に比べ充分短いパルスであることが望ましい。

Ｓ２がＯＮするタイミングＴ２とＴ６をＳ１のＯＮ後に、隣接する短期間のパルスとすることによりｅ３ａのサイン波をｅ２ａに重畳するサイン波に一致させることができる。
このような条件で得た２つの出力、ｅ２ａからｅ３ａを引算（減算）することによりサイン波ノイズは打ち消されて除去され、ｅ２ａが持つ方形波の流量信号だけがｅ４ａのＴ３とＴ７に生じる。

図４は励磁のタイミングに対してサイン波が９０°の位相差を持つ場合の各部の波形で、動作はサイン波の９０°の位相差以外は図３のと同一である。プリアンプＡ１の出力ｅ１ｂは方形波の流量信号ｅｓと９０°の位相差を持つサイン波ノイズｅＮｂの合成である。

信号アンプ３のＳ１がＴ４でＯＮするとｅ２ｂがゼロ値に補償され、時刻ｔ４におけるｅ１ｂの変化分２・Ｅ１が−Ｇａ倍され、Ｔ５〜Ｔ７ではｅ１ｂの変化分、つまりサイン波ノイズｅＮｂの変化分が−Ｇａ倍されて、時刻ｔ４の変化に重畳したｅ２ｂの波形となる。

期間Ｔ８でＳ１がＯＮするとｅ２ｂはゼロ値に補償され、時刻ｔ８でのＳ１のＯＦＦ後はサイン波ノイズｅＮｂの変化分が−Ｇａ倍されるが、ｔ８以後の動作は１周期前のｔ０以後の動作の繰り返しとなる。

ノイズアンプ４の動作は、Ｔ２でＳ２がＯＮしてアンプ４１の出力をゼロ値にリセットした後、時刻ｔ２でＳ２がＯＦＦすると、その後の変動はサイン波ノイズノイズだけであるため、このｅＮｂの変化分だけが−Ｇａ倍され、期間Ｔ３とＴ４の波形になる。これに時刻ｔ４でのｅｓ変化分が−Ｇａ倍されて重畳し期間Ｔ５の波形となった後、Ｔ６でＳ２のＯＮによりゼロ値にリセットされる。

時刻ｔ６でＳ２がＯＦＦするとその後の入力ｅ１ｂの変化分つまりｅＮｂの変化分が−Ｇａ倍されるこの一連の動作によりノイズアンプ４の出力は図４のｅ３ｂの波形となる。
以上がｅ２ｂとｅ３ｂの波形が出力される説明で、ｅ２ｂは方形波の流量信号とサイン波ノイズの和であり、ｅ３ｂはサイン波だけが出力される。Ｓ２のＯＮタイミングをＳ１のＯＦＦ後に隣接する短期間のパルスとすることにより、ｅ３ｂのサイン波をｅ２ｂにおいて方形波に重畳するサイン波と同じ波形と振幅にすることが可能であり、ｅ２ｂからｅ３ｂを引算することによりサイン波が除去され、方形波だけとなったｅ４ｂが生じる。

図３と図４で位相差ゼロと９０°を代表例として示したが、どのような位相においてもＳ１のＯＮとＯＦＦで信号アンプの出力は方形波とサイン波の和となり、Ｓ２のＯＮとＯＦＦでノイズアンプの出力はサイン波だけになる。つまりどのような位相においても（信号アンプの出力）−（ノイズアンプの出力）の引算（減算）動作により、励磁と同一周波数のノイズが除去されて流量信号だけが出力される。

図２において、ｅ２はｓ１のＯＮでゼロ値に補償され、Ｓ１のＯＦＦ直後に流量信号変化分２・Ｅ１が−Ｇａ倍され、その後はオフセットの変化分だけが倍増された（流量信号）＋（ノイズ）の波形である。ｅ３は流量信号が切り換わった直後にＳ２がＯＮして流量信号がリセットされ、その後はオフセットの変化分だけが倍増された（ノイズ）だけの波形である。

差動回路Ａ２で、このｅ２からｅ３が時々刻々の波形として全期間において引算される。この結果ｅ４は期間Ｔ３とＴ７において、流量信号だけの波形となる。
図３と図４も同様であるが、励磁と同じ周波数のノイズがｅ４＝ｅ２−ｅ３の引算により打ち消されて除去されることを明確にするものである。
図３と図４においてｅ２ａとｅ２ｂは信号アンプ３の出力でＳ１のＯＮにより（流量信号）＋（ノイズ）となった波形である。

ｅ３ａとｅ３ｂはノイズアンプ４の出力でＳ２のＯＮにより（ノイズ）だけとなった波形であり、差動回路Ａ２での引算により励磁と同一周波数のノイズが、どの位相においても除去され流量信号だけとなったことをｅ４ａとｅ４ｂが示す。

これまで説明してきたようにＳ１とＳ２がＯＮする関係を図２〜図４のように選ぶことにより、信号アンプ３の出力ｅ２は流量信号とノイズの両方を含む波形となり、ノイズアンプ４の出力ｅ３は流量信号がリセットされてノイズだけとなった。

時々刻々変化する信号波形として（流量信号）＋（ノイズ）のｅ２と（ノイズ）だけのｅ３を作り出し、ｅ４＝ｅ２−ｅ３の引算を行うことによって本発明の優位性が生じる。これにより励磁と同じ周波数のノイズの除去が可能となった。

図３と図４の例では、励磁と同一周波数のノイズ除去を強調したが、本発明でノイズ全般を除去できることは容易に理解できる。図２においてもオフセット的な低周波ノイズを除去した例を示した。サイン波のように繰り返しのあるノイズだけでなく、１回だけの突変ノイズも（信号アンプの出力）−（ノイズアンプの出力）での引算を打ち消すことが可能である。
引算してノイズが除去された後は、一般的な電磁流量計と同様に、ｅ４をＳ／Ｈ（サンプルホールド）して流量信号が取り出される。

ところで、実施例１の図１に示す図の要部を簡略化したブロック図が図５（ａ）である。信号アンプ３の出力ｅ２からノイズ抽出回路（ノイズアンプ）４の出力ｅ３を差動回路（減算回路）Ａ２で減算してｅ２−ｅ３＝ｅ４を演算することで、ノイズ成分を打ち消して除去する。

同図（ｂ）のように、ノイズ抽出回路（ノイズアンプ）４の出力ｅ３を反転アンプＡ´で反転して−ｅ３とすると、Ａ２では、この反転アンプＡ´の出力−ｅ３と、信号アンプ３の出力ｅ２との和をとることで、結果的にｅ２−ｅ３＝ｅ４を求めることができる。このときのＡ２は、ｅ２と−ｅ３とを加算する加算回路でよい。

また、同図（ｃ）のように、プリアンプＡ１の出力ｅ１を反転アンプＡ´で反転したものをノイズ抽出回路（ノイズアンプ）４を介して、信号アンプ３の出力ｅ２と加算しても、ｅ２−ｅ３＝ｅ４を求められる。このときのＡ２は、信号アンプ３の出力ｅ２と、ノイズ抽出回路（ノイズアンプ）４の出力−ｅ３との代数和を求める演算処理回路としての加算回路として働くものを用いればよい。

こうして、図５の（ａ）に示す差動回路（減算回路）Ａ２と、同図（ｂ）に示す加算回路Ａ２と、同図（ｃ）に示すような代数和を求める演算回路Ａ２は、何れも信号アンプ３の出力ｅ２とノイズ抽出回路４の出力ｅ３又は−ｅ３を演算処理することにより、ノイズ成分を打ち消して除去し、結果として方形波の流量信号だけを取り出す演算処理回路であるという点で本質的に同じである。要するに両出力の代数和を演算してノイズ成分だけを打ち消して、流量信号ｅ４だけを出力する回路であれば良い。このような回路としては、オペアンプを用いた周知の加算回路とか差動増幅回路が好適である。

図６は第２実施例である。
プリアンプＡ１と信号アンプ３は図１の実施例１と同一回路である。ノイズアンプ（ノイズ抽出回路）８は、信号アンプ３の出力に直列に接続され、出力ｅ３Ｆは演算処理回路としての加算回路Ａ３は印加される。

反転アンプ８１では、Ｒａ３＝Ｒｂ３で増幅度ＧＦは１倍である。
積分回路８２で、Ｃ３・Ｒ３はフィードバックループとしての時定数が図１の積分回路４２と同等になるように決められる。

図７は図６のタイミングと波形である。
Ｓ１とＳ２がＯＮ、ＯＦＦするタイミングは図２と同一である。図７においてｅ１は図２のｅ１と同一波形であり、信号アンプ３は同一回路であるためその出力ｅ２も図２のｅ２と同一の出力波形となる。
ノイズアンプ８の出力はｅ３Ｆとして区別する。加算回路Ａ３の出力もｅ４Ｆとする。
ノイズアンプ８のＳ２は図１のＳ２と同一タイミングでＯＮ、ＯＦＦする。

Ｓ２のＯＮで出力をゼロ値にリセットし、Ｓ２がＯＦＦした後は入力の変化分だけを−ＧＦ倍してゼロ値を基準として出力する基本動作は図１の回路と同様である。ノイズアンプ８の出力ｅ３Ｆと図２のｅ３の差異は、入力がｅ１からｅ２に変ったことによるものである。出力ｅ３Ｆは期間Ｔ２でゼロ値にリセットされた後、Ｔ３では入力ｅ２の変化分だけが−ＧＦ倍、つまり−１倍され、Ｔ４とＴ５では信号アンプ３におけるＳ１のＯＮと流量信号の極性反転に伴う入力ｅ２の変化が−１倍された波形となる。この結果ｅ３Ｆの波形は図２のｅ３に比べ逆極性であり、期間Ｔ４とＴ５では入力ｅ２の変化分が出力ｅ３に生じるのでｅ３Ｆの変化幅は図２のｅ３の約２倍となる。図７のｅ４Ｆは加算回路Ａ３の出力で、ｅ４Ｆ＝ｅ２＋ｅ３Ｆの関係にある。期間Ｔ３ではｅ２とｅ３Ｆの変化幅が同一で逆極性であるため上記加算で打ち消しあって、オフセット電圧の変動は除去される。また、期間Ｔ７でも同様に除去される。この場合も加算回路Ａ３は、演算処理回路として働く。

図８と図９は励磁と同一周波数のノイズを検討した波形で、図８が位相差ゼロの場合で実施例１の図３に対応し、図９は９０度位相差の場合で図４に対応する。
図８でｅ１ａは図３のｅ１ａと同一波形で、信号アンプ３の出力も図３と同一であるためｅ２ａとした。ｅ３Ｆａはノイズアンプ８の出力で、図３のｅ３ａとの差異は図７においてｅ３Ｆが図２のｅ３と異なるのと同一の理由であり、ｅ３ａに対して逆極性であり期間Ｔ４〜Ｔ６においてｅ３ａと少し異なる波形である。信号アンプ３の出力ｅ２ａは図３の説明と同様に流量信号とサイン波ノイズの和であり、ノイズアンプ８の出力ｅ３Ｆａはサイン波ノイズだけが重畳する。ノイズアンプ８は反転回路であるため、ｅ３Ｆａはｅ２ａと逆極性であり、加算回路Ａ３で加算した出力ｅ４Ｆａの波形は期間Ｔ３とＴ７において、サイン波ノイズが除去されている。

図９においても、上記図８の説明と全く同一であり、期間Ｔ３とＴ７におけるサイン波ノイズが除去されていて、図６の第２の実施例でも図１と同様に低周波のオフセット電圧や励磁と同一周波数のノイズを除去することができる。

図１０は第３実施例である。
信号アンプ３は実施例１の図１及び実施例２の図５と同一回路である。ノイズ抽出回路としてのリセット回路９は図６のノイズアンプ８と同一の役割を簡素な回路で実現したもので、増幅機能はなく１倍に限定される。

リセット回路９はＳ３がＯＮすると出力をゼロ値にリセットし、Ｓ３のＯＦＦ期間はＣ４・Ｒ４からなるハイパスフィルター９１として動作する。このため、Ｓ３がリセットして出力をゼロ値にリセットした後、ＯＦＦ後は入力の変化分だけを出力に伝える。

図１１は図１０の動作を示す波形とタイミングである。
ｅ１は図１と図６のｅ１と同一入力波形であり、信号アンプ３は同一回路であるため、その出力ｅ２も図２及び図７のｅ２と同一の出力波形である。リセット回路９のＳ３が期間Ｔ２でＯＮすると、出力ｅ３Ｇはゼロ値にリセットされる。この時Ｃ４の両端にはｅ２の全電圧が加わり、時刻ｔ２ではＳ３がＯＦＦする直前の入力電圧ｅ２（ｔ２）が充電される。期間Ｔ３〜Ｔ５では、Ｓ３はＯＦＦであり時定数Ｃ４・Ｒ４がこのＯＦＦ期間に比べて充分長いと仮定してＣ４の両端電圧の変化を無視すると、リセット回路９の出力ｅ３Ｇは入力ｅの変化分だけが、Ｔ２でリセットされたゼロ値を基準にして発生する

期間Ｔ６でＳ３が再びＯＮして、出力ｅ３Ｇをゼロ値にリセットし、時刻ｔ６でＳ３がＯＦＦした後の期間Ｔ７〜Ｔ８では時刻ｔ６以後の入力ｅ２の変化分だけがゼロ値を基準とした、ｅ３Ｇの出力電圧となる。

以上のリセット回路９の動作は、図６におけるノイズアンプ８の動作と同一であるが、リセット回路９には反応機能が無く、Ｓ３がＯＦＦした後は入力ｅ２の変化をそのまま出力するのでｅ３Ｇは図７のｅ３Ｆと逆の極性である。ｅ４Ｇは差動回路Ａ２の出力でｅ４Ｇ＝ｅ２−ｅ３Ｇの引算で、ｅ４Ｇの期間Ｔ３とＴ７ではオフセットの変動が除去されている。以上のように図１０において、Ｓ１とＳ３のＯＮ，ＯＦＦを図７のＳ１とＳ２がＯＮ，ＯＦＦするタイミングと同一にすることにより、図１１のｅ３Ｇは図７のｅ３Ｆと極性が逆である点以外は同一波形となるため、差動回路Ａ２での引算によりオフセット電圧の変動を除去できる。

サイン波ノイズの除去機能も、図８及び図９と同様の波形となるため省略するが、励磁と同一周波数のノイズが除去できることは明らかである。

図１２は図６のノイズアンプ４の増幅度を大きくした場合の例で、この場合も本発明の範囲に含まれる。図１２ではノイズアンプ８ｂと同じ増幅度を持つアンプＡ４を、信号アンプ３と加算回路Ａ３の間に入れた例である。この例でも増幅度が大きくなっただけで、ノイズを除去する動作は図６の例と全く同じである。

図１３は図１２のアンプＡ４を反転増幅器Ａ５とし、加算回路Ａ３を差動回路Ａ２に置き換えたものである。図１３の基本機能は図１２、すなわち図６と同一であり、このような組み合わせの変更は本発明の範囲に含まれる。

本発明の実施例１の電気回路図である。 本発明の実施例１のタイミングと波形を示す図である。 本発明の実施例１のタイミングと波形を示す図である。 本発明の実施例１のタイミングと波形を示す図である。 本発明の実施例の要部のブロック図で、（ａ）（ｂ）（ｃ）はそれぞれわずかに違う構成のものを示す。 本発明の実施例２の要部電気回路図である。 本発明の実施例２のタイミングと波形を示す図である。 本発明の実施例２のタイミングと波形を示す図である。 本発明の実施例２のタイミングと波形を示す図である。 本発明の実施例３の要部電気回路図である。 本発明の実施例３のタイミングと波形を示す図である。 本発明の実施例４の要部電気回路図である。 本発明の実施例５の要部電気回路図である。 従来技術の電気回路図である。 従来技術のタイミングと波形を示す図である。 従来技術のタイミングと波形を示す図である。 従来技術のノイズ周波数とフラツキの関係を示す説明図である。

符号の説明

Ａ１ プリアンプ
ｅ１ プリアンプＡ１の出力
３ オフセット補償回路（信号アンプ）
４，８，８ｂ ノイズ抽出回路（ノイズアンプ）
ｅ２ オフセット補償回路の出力
ｅ３，ｅ３Ｆ ノイズ抽出回路（ノイズアンプ）の出力
５ サンプルホールド回路
Ａ２ 演算処理回路としての減算（引算）回路
Ａ３ 演算処理回路としての加算回路
Ａ´ 反転増幅回路
９ ノイズ抽出回路（リセット回路）
ｅ３Ｇ ノイズ抽出回路（リセット回路）の出力

Claims (6)

1. 方形波励磁方式の電磁流量計であって、方形波の流量信号とノイズが混在するプリアンプの出力が入力され、励磁が切り換わる直前の各半周期毎に出力値をゼロに補償し、補償された直後の励磁の切り換わりに伴う流量信号極性の反転を増幅して次の補償期間まで保持する信号アンプを持つ電磁流量計変換器において、励磁が切り換わった直後の各半周期毎に出力値をゼロにリセットすることにより流量信号をリセットし、次のリセット期間まで保持して、保持期間においてはノイズ分だけを増幅するノイズ抽出回路を有し、信号アンプの出力とノイズ抽出回路の出力を演算処理することによりノイズを打ち消して方形波信号だけを取り出すことを特徴とする電磁流量計。
2. プリアンプの出力が、信号アンプと、信号アンプと同じ増幅度を持つノイズ抽出回路の両方に並列に接続され、両方の出力を演算処理する演算処理回路を備えたことを特徴とする請求項１記載の電磁流量計。
3. 信号アンプの出力とノイズ抽出回路の出力を演算処理する演算処理回路を備え、プリアンプの出力を信号アンプで増幅して演算処理回路の一方の入力に印加し、信号アンプの出力を増幅度が１のノイズ抽出回路に接続して方形波信号をリセットした後、前記演算処理回路の他方の入力に印加して演算処理することを特徴とする請求項１記載の電磁流量計。
4. 演算処理回路が加算回路であることを特徴とする請求項１，２又は３記載の電磁流量計。
5. 演算処理回路が差動増幅回路であることを特徴とする請求項１，２又は３記載の電磁流量計。
6. 演算処理は、信号アンプの出力に含まれるノイズの極性と、ノイズ抽出回路の出力に含まれるノイズの極性が同じである場合は引算し、互いに逆極性である場合は加算する演算処理であることを特徴とする請求項１〜５のいずれかに記載の電磁流量計。

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