JP4520706B2 - 電磁流量計の励磁回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、測定流体の流量を計測する電磁流量計の励磁回路に関し、特に、励磁コイルを含む検出器側と励磁回路を含む変換器側とをケーブルを介して分離する分離型であって、ケーブルの長さが３０ｍ以上の電磁流量計の励磁回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電磁流量計の励磁回路は、絶対値回路を備えるものである（例えば、特許文献２及び特許文献３参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−１６８６６７号公報
【特許文献２】
特開２００２−１８８９４５号公報
【特許文献３】
特開２００２−２０２１６５号公報
【０００４】
このような従来の電磁流量計の励磁回路について、図５を用いて説明する。
【０００５】
この図において、直流電圧Ｖｉｎの正極は、コンデンサＣｉｎ、スイッチング素子Ｑ１の一端、スイッチング素子Ｑ２の一端に接続する。また、その負極は、コンデンサＣｉｎ、スイッチング素子Ｑ３の一端、スイッチング素子Ｑ４の一端に接続する。
【０００６】
更に、励磁コイルＬ１の一端は、ケーブル２０を介して、スイッチング素子Ｑ１の他端とスイッチング素子Ｑ３の他端との接続点に接続する。また、励磁コイルＬ１の他端は、ケーブル２０及び抵抗Ｒ１を介して、スイッチング素子Ｑ２の他端とスイッチング素子Ｑ４の他端との接続点に接続する。
【０００７】
そして、ケーブル２０は励磁コイルＬ１に電流を供給する。
【０００８】
更にまた、ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１に並列に接続され、ダイオードＤ２はスイッチング素子Ｑ２に並列に接続され、ダイオードＤ３はスイッチング素子Ｑ３に並列に接続され、ダイオードＤ４はスイッチング素子Ｑ４に並列に接続される。
【０００９】
ここで、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の寄生ダイオードであってもよく、外付けの素子であってもよい。
【００１０】
また、コンデンサＣ１は励磁コイルＬ１に並列に接続され、コンデンサＣ１は、ケーブル２０の寄生容量及び励磁コイルＬ１の巻線容量等の等価容量に相当する。
【００１１】
更に、ケーブル２０と抵抗Ｒ１との接続点は共通電位ＣＯＭに接続し、抵抗Ｒ１と、スイッチング素子Ｑ２の他端とスイッチング素子Ｑ４の他端との接続点の信号は検出電圧Ｖｒとなり、検出電圧Ｖｒは絶対値回路１０に接続する。
【００１２】
絶対値回路１０の出力（電圧Ｖａ）は、抵抗Ｒ２を介して、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）に接続し、エラーアンプＵ１の非反転入力は基準電圧Ｖ１を接続する。また、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）とその出力（電圧Ｖｃ）との間に抵抗Ｒ３を接続する。
【００１３】
さらに、エラーアップＵ１の出力（電圧Ｖｃ）は、抵抗Ｒ４を介して、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）に接続する。また、発振器１１の出力（電圧Ｖｆ）は、抵抗Ｒ６を介して、コンパレータＵ２の反転入力（電圧Ｖｇ）に接続する。
【００１４】
さらに、コンパレータＵ２の反転入力（電圧Ｖｇ）には、コンデンサＣ２を接続する。また、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）とその出力（電圧Ｖｅ）との間に抵抗Ｒ５を接続する。
【００１５】
また、コンパレータＵ２の出力（電圧Ｖｅ）は、アンド回路Ｇ１とアンド回路Ｇ２とに接続する。さらに、励磁タイミング発生回路１２からのタイミング信号Ｔ４は、アンド回路Ｇ１に接続するとともに、インバータＧ３を介してアンド回路Ｇ２に接続する。また、タイミング信号Ｔ４は励磁基本周波数ｆ１のオンオフの信号である。そして、例えば、励磁基本周波数ｆ１は６ｋＨｚに設定する。
【００１６】
さらに、アンド回路Ｇ１からのタイミング信号Ｔ１は、アイソレータＰ１及び波形成型回路Ｂ１を介してスイッチング素子Ｑ１の制御端子に接続する。
【００１７】
また、アンド回路Ｇ２からのタイミング信号Ｔ２は、アイソレータＰ２及び波形成型回路Ｂ２を介してスイッチング素子Ｑ２の制御端子に接続する。
【００１８】
さらに、励磁タイミング発生回路１２からのタイミング信号Ｔ３は、アイソレータＰ３及び波形成型回路Ｂ３を介してスイッチング素子Ｑ３の制御端子に接続する。
【００１９】
また、インバータＧ３からのタイミング信号Ｔ３は、アイソレータＰ３及び波形成型回路Ｂ３を介してスイッチング素子Ｑ４の制御端子に接続する。
【００２０】
さらに、抵抗Ｒ１にはケーブル２０に流れる電流と、抵抗Ｒ１から共通電位ＣＯＭに流れる電流との和に対応する検出電圧Ｖｒが発生する。但し、抵抗Ｒ１から共通電位ＣＯＭに流れる電流は非常に小さい。つまり、抵抗Ｒ１はケーブル２０の電流検出手段として作用する。例えば、抵抗Ｒ１を１Ωとする。
【００２１】
また、ケーブル２０を流れる電流は、励磁コイルＬ１に流れる電流（励磁電流）とコンデンサＣ１に流れる電流の和であり、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流とスイッチング素子Ｑ３を流れる電流の和であり、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流とスイッチング素子Ｑ４を流れる電流の和である。
【００２２】
さらに、絶対値回路１０は検出電圧Ｖｒの絶対値となる電圧Ｖａを出力する。検出電圧Ｖｒは正負の振幅を持ち、電圧Ｖａは正の振幅を持つ。
【００２３】
また、反転入力（電圧Ｖｂ）と非反転入力（電圧Ｖ１）との差を増幅する。そして、抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３はエラーアンプＵ１のゲインを設定する。
【００２４】
また、発振器１１、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ２は、コンパレータＵ２の反転入力（電圧Ｖｇ）に励磁基本周波数ｆ１よりも高い励磁スイッチング周波数ｆ２のランプ状の波形を生成する。例えば、励磁スイッチング周波数ｆ２は１６ｋＨｚに設定する。
【００２５】
さらに、コンパレータＵ２は電圧Ｖｄから電圧Ｖｅにパルス幅変調する変調器として作用する。そして、抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５はコンパレータＵ２の動作にヒステリシスを生成し、動作を安定化する。
【００２６】
また、励磁タイミング発生回路１２は、励磁基本周波数ｆ１のタイミング信号Ｔ１及びタイミング信号Ｔ４を生成する。また、インバータＧ３は、タイミング信号Ｔ４と相補的なタイミング信号Ｔ２及びタイミング信号Ｔ３を生成する。
【００２７】
従って、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４と、スイッチングＱ２及びスイッチング素子Ｑ３とは、励磁基本周波数ｆ１で相補的にオンオフする。
【００２８】
そして、ケーブル２０と励磁コイルＬ１とからなる直列回路は、直流電圧Ｖｉｎが交互に印加され、その励磁方向が励磁基本周波数ｆ１で切り替えられる。
【００２９】
詳しくは、タイミング信号Ｔ４がロウレベル（スイッチング素子Ｑ４がオフ）のとき、タイミング信号Ｔ１はロウレベル（スイッチング素子Ｑ１はオフ）、タイミング信号Ｔ３はハイレベル（スイッチング素子Ｑ３はオン）となり、ケーブル２０と励磁コイルＬ１とからなる直列回路には、スイッチング素子Ｑ２のオンオフにより、直流電圧Ｖｉｎが順方向に断続的に印加される。このとき、検出電圧Ｖｒは正の振幅を生ずる。
【００３０】
このようにして、励磁コイルＬ１は２つの周波数で励磁される。
【００３１】
また、タイミング信号Ｔ４がハイレベル（スイッチング素子Ｑ４がオン）のときは、タイミング信号Ｔ２はロウレベル（スイッチング素子Ｑ２はオフ）、タイミング信号Ｔ３はロウレベル（スイッチング素子Ｑ３はオフ）となり、ケーブル２０と励磁コイルＬ１とからなる直列回路には、スイッチング素子Ｑ１のオンオフにより、直流電圧Ｖｉｎが逆方向に断続的に印加される。このとき、検出電圧Ｖｒは負の振幅を生ずる。
【００３２】
さらにまた、励磁コイルＬ１（検出器側）は、直流電圧Ｖｉｎ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４等とからなる変換器側にケーブル２０等で接続され、このケーブル２０の長さは、例えば３０ｍとする。
【００３３】
このような図５の従来例の動作を説明する。
まず、検出電圧Ｖｒが増加すると、絶対値回路１０の出力（電圧Ｖａ）が増加し、エラーアンプの反転入力（電圧Ｖｂ）が増加し、エラーアンプＵ１の出力（電圧Ｖｃ）は減少し、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）が減少し、コンパレータＵ２の出力（電圧Ｖｅ）のデューティ比が減少する。
【００３４】
これにより、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２のデューティ比は減少し、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２の電流は減少して検出電圧Ｖｒは減少する。
【００３５】
次に、検出電圧Ｖｒが減少すると、絶対値回路１０の出力（電圧Ｖａ）が減少し、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）が減少し、エラーアンプＵ１の出力（電圧Ｖｃ）が増加し、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）が増加する。
【００３６】
これにより、コンパレータＵ２の出力（電圧Ｖｅ）のデューティ比は増加し、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２のデューティ比は増加し、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２の電流が増加して検出電圧Ｖｒは増加する。
【００３７】
このようにして、検出電圧Ｖｒは所定の値となるように動作する。そして、ケーブル２０を流れる電流は所定の値で安定となるように制御される。
【００３８】
また、図６は、図５の従来例の動作波形である。
【００３９】
同図において、図６（ａ）はタイミング信号Ｔ３の波形であり、励磁基本周波数ｆ１の矩形波である。タイミング信号Ｔ３のハイレベルでスイッチング素子Ｑ３はオンし、ロウレベルでスイッチング素子Ｑ３はオフする。
【００４０】
また、図６（ｂ）はタイミング信号Ｔ４の波形であり、励磁基本周波数ｆ１の矩形波である。タイミング信号Ｔ３と相補的な波形であり、タイミング信号Ｔ４のハイレベルでスイッチング素子Ｑ４はオンし、ロウレベルでスイッチング素子Ｑ４はオフする。
【００４１】
さらに、図６（ｃ）は、タイミング信号Ｔ２の波形であり、タイミング信号Ｔ３の波形に励磁スイッチング周波数ｆ２の波形を重畳した波形となる。
【００４２】
また、図６（ｄ）は、タイミング信号Ｔ１の波形であり、タイミング信号Ｔ４の波形に励磁スイッチング周波数ｆ２の波形を重畳した波形となる。
【００４３】
さらに、図６（ｅ）は、検出電圧Ｖｒの波形である。検出電圧Ｖｒは、正負の振幅であり、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１がターンオンするときにサージが発生している。そしてまた、このサージはケーブル２０の寄生容量及びケーブル２０の寄生インダクタンス等の特性でリンギングする。
【００４４】
また、図６（ｆ）は、絶対値回路１０の出力（電圧Ｖａ）の波形である。電圧Ｖａは、検出電圧Ｖｒの絶対値であり、正の振幅である。
【００４５】
さらに、図６（ｇ）は、電圧Ｖｅの波形である。
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図５の従来例において、ケーブル２０の長さが長いときに励磁コイルの電流が変動し、流量を正確に計測できないという課題がある。特に、ケーブル２０の長さが２００ｍ程度になると、十分な測定精度は得られない。
【００４７】
励磁コイルＬ１の電流の変動の原因を以下に説明する。
ケーブル２０の長さが長くなると、ケーブル２０の寄生容量等も増加し、等価容量であるコンデンサＣ１の値は増加する。例えば、ケーブル２０の長さ１００ｍにおいて、コンデンサＣ１（等価容量）は約１０ｎＦ生ずる。また、ケーブル２０の寄生インダクタも増加する。
【００４８】
そして、コンデンサＣ１が増加すると、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２がターンオンするときのサージのリンギングは大きくなり、そのリンギングは正負に振動する。
【００４９】
そしてまた、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２がターンオンするときのサージのリンギングの負の成分は絶対値回路１０で正の振幅に変換される。
【００５０】
また、図６（ｅ）はリンギングが正負に振動する波形を示し、図６（ｆ）はリンギングの負の成分が正の振幅に変換される波形を示す。ケーブル２０の長さが長くなると、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２がターンオンするときのサージのリンギングは大きくなり、そのリンギングは正負に振動し、図６（ｅ）の検出電圧Ｖｒのリンギングの形状と、図６（ｆ）の電圧Ｖａのリンギングの形状とが異なるようになる。
【００５１】
電圧Ｖａの値は、検出電圧Ｖｒのリンギン及び電圧Ｖａのリンギングで変動する。ケーブル２０の長さが長くなると、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２がターンオンするときのサージのリンギングは大きくなり、そのリンギングは正負に振動し、図６（ｅ）の検出電圧Ｖｒのリンギングの形状と、図６（ｆ）の電圧Ｖａのリンギングの形状とが異なるようになる。電圧Ｖａの値は過剰に上昇する。そして、絶対値回路の出力（電圧Ｖａ）が増加すると、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）が増加し、その出力（電圧Ｖｃ）は減少し、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）が減少する。
【００５２】
これにより、コンパレータＵ２の出力（電圧Ｖｅ）のデューティ比は減少し、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２のデューティ比も減少し、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２の電流が減少して励磁コイルＬ１に流れる励磁電流が減少する。
【００５４】
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、ケーブルの長さが長い場合でも励磁コイルの電流が安定化するような電磁流量計の励磁回路を提供することにある。特に、ケーブルの長さが２００ｍ程度で十分な測定精度が得られる電磁流量計の励磁回路を提供することにある。
【００５５】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）励磁方向が励磁基本周波数で切り替えられる励磁コイルと、前記励磁コイルへ電流を供給するケーブルと、前記電流に対応する検出電圧に基づく値と所定の値との差を増幅するエラーアンプとを備え、前記エラーアンプの出力に基づき前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で前記励磁コイルを励磁する電磁流量計の励磁回路において、前記検出電圧を反転増幅する反転増幅器と、前記検出電圧を非反転増幅する非反転増幅器と、前記反転増幅器の出力と前記非反転増幅器の出力とを前記励磁基本周波数に同期して切り替え前記エラーアンプに出力する切り替え手段とを備えることを特徴とする電磁流量計の励磁回路。
（２）前記切り替え手段の出力を低インピーダンスにするバッファ回路を備えることを特徴とする（１）記載の電磁流量計の励磁回路。
（３）前記切り替え手段の出力の帯域を、前記励磁スイッチング周波数の０．５から１倍程度に制限する低域フィルタを備えることを特徴とする（１）記載の電磁流量計の励磁回路。
（４）励磁方向が励磁基本周波数で切り替えられる励磁コイルと、前記励磁コイルへ電流を供給するケーブルと、前記電流に対応する検出電圧に基づく値と所定の値との差に基づき前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で変調する変調器とを備え、前記変調器の出力に基づき前記励磁コイルを励磁する電磁流量計の励磁回路において、前記検出電圧を反転増幅する反転増幅器と、前記反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅し出力が第１のダイオードを介して前記変調器に接続される第１エラーアンプと、前記検出電圧を非反転増幅する非反転増幅器と、前記非反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅し出力が第２のダイオードを介して前記変調器に接続される第２エラーアンプとを備え、前記第１のダイオードがオンし前記第２のダイオードがオフする場合と、前記第１のダイオードがオフし前記第２のダイオードがオンする場合とが切り替わることを特徴とする電磁流量計の励磁回路。
（５）励磁方向が励磁基本周波数で切り替えられる励磁コイルと、前記励磁コイルへ電流を供給するケーブルとを備え、前記電流に対応する検出電圧に基づく値と所定の値との差に基づき前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で前記励磁コイルを励磁する電磁流量計の励磁回路において、前記検出電圧を反転増幅する反転増幅器と、前記反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅する第１エラーアンプと、前記第１エラーアンプの出力を前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で変調する第１変調器と、前記第１変調器の出力を前記励磁基本周波数に同期して選択し前記励磁コイルに断続的に電圧及び電流を印加する第１ゲートと、前記検出電圧を非反転増幅する非反転増幅器と、前記非反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅する第２エラーアンプと、前記第２エラーアンプの出力を前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で変調する第２変調器と、前記第２変調器の出力を前記第１ゲートと相補的に選択し前記励磁コイルに断続的に電圧及び電流を印加する第２ゲートとを備えることを特徴とする電磁流量計の励磁回路。
【００５６】
【発明の実施の形態】
以下に、図１に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係る電磁流量計の励磁回路の一実施例を示す構成図である。なお、図５の従来例と同一の要素には同一の符号を付し、その詳しい説明を省略する。
【００５７】
図１の実施例の特徴は、誤差増幅器Ｕ１１（非反転増幅器）と、誤差増幅器Ｕ１２（反転増幅器）と、アナログスイッチＳ１１（切り替え手段）とを備える点にあり、更に、誤差増幅器Ｕ１３（バッファ回路）とコンデンサＣ１１及びコンデンサＣ１２とを備える。
【００５８】
詳しくは、誤差増幅器Ｕ１１の非反転入力には検出電圧Ｖｒを接続する。また、誤差増幅器Ｕ１１の反転入力とその出力（電圧Ｖｈ）とをショートする。この誤差増幅器Ｕ１１は非反転増幅器を形成する。
【００５９】
さらに、誤差増幅器Ｕ１２の非反転入力には共通電位ＣＯＭを接続する。また、誤差増幅器Ｕ１１の反転入力（電圧Ｖｊ）は抵抗Ｒ１１を介して検出電圧Ｖｒに接続する。さらにまた、誤差増幅器Ｕ１２の反転入力（電圧Ｖｊ）は抵抗Ｒ１２を介してその出力（電圧Ｖｋ）に接続する。この誤差増幅器Ｕ１２は反転増幅器を形成する。
【００６０】
また、電圧Ｖｈと電圧ＶｋとをアナログスイッチＳ１１に接続する。さらに、インバータＧ３からのタイミング信号Ｔ３はアナログスイッチＳ１１の制御端子に接続する。
【００６１】
アナログスイッチＳ１１は、インバータＧ３の出力がハイレベルのときは電圧Ｖｈを選択し、インバータＧ３の出力がロウレベルのときは電圧Ｖｋを選択する。
【００６２】
さらに、誤差増幅器Ｕ１３の非反転入力にはアナログスイッチＳ１１の出力（電圧Ｖｍ）を接続する。また、誤差増幅器Ｕ１３の反転入力とその出力（電圧Ｖｎ）とをショートする。この誤差増幅器Ｕ１３はバッファ回路を形成する。
【００６３】
また、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）とその出力（電圧Ｖｃ）との間にコンデンサＣ１１を接続する。さらに、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｇ）にコンデンサＣ１２を接続する。
【００６４】
よって、エラーアンプＵ１、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ１１，Ｃ１２は低域フィルタを形成する。また、コンデンサＣ１１，Ｃ１２は等価であり、コンデンサＣ１１またはコンデンサＣ１２の一方を削除するような場合でも等価となる。
【００６５】
次に、図１の実施例の動作を説明する。
まず、タイミング信号Ｔ３がハイレベルの場合は、電圧Ｖｈは電圧Ｖｍとほぼ等しくなる。また、検出電圧Ｖｒは正の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１１の出力（電圧Ｖｈ）は正の振幅を生じ、電圧Ｖｍは正の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１３の出力（電圧Ｖｎ）は正の振幅を生じ、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）は振幅を生じる。
【００６６】
次に、タイミング信号Ｔ３がロウレベルの場合は、電圧Ｖｋは電圧Ｖｍとほぼ等しくなる。また、検出電圧Ｖｒは負の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１２の出力（電圧Ｖｋ）は正の振幅を生じ、電圧Ｖｍは正の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１３の出力（電圧Ｖｎ）は正の振幅を生じ、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）は振幅を生じる。
【００６７】
また、図１の実施例の動作について、図２を用いて詳しく説明する。図２は、図１の実施例の動作波形である。なお、図６の動作波形と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００６８】
図２において、図２（ａ）はタイミング信号Ｔ３の波形、（ｂ）はタイミング信号Ｔ４の波形、（ｃ）はタイミング信号Ｔ２の波形、（ｄ）はタイミング信号Ｔ４の波形、（ｅ）は検出電圧Ｖｒの波形、（ｆ）は誤差増幅器Ｕ１３の出力（電圧Ｖｎ）の波形、（ｇ）は電圧Ｖｅの波形である。
【００６９】
図２（ｆ）において、電圧Ｖｎは正負の振幅を有する波形となる。特に、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１がターンオンするときのサージのリンギングの負の成分を有する。
【００７０】
図１の実施例では、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１がターンオンするときのサージにおけるリンギングの負の成分を有し、電圧Ｖｎの値は過剰に上昇しない。
【００７１】
そして、図１の実施例は、図５の従来例と同様に、検出電圧Ｖｒは所定の値となるように動作する。そして、ケーブル２０を流れる電流は所定の値で安定となるように制御される。
【００７２】
このため、励磁コイルＬ１を流れる電流が安定となり、励磁コイルＬ１から測定流体（図示せず）に印加する磁場が安定となり、測定流体の流量を好適に計測することができる。
【００７３】
また、アナログスイッチＳ１１は、内部抵抗が大きく、内部抵抗のばらつきも大きいという特性がある。誤差増幅器Ｕ１３（バッファ回路）は、アナログスイッチＳ１１の出力（電圧Ｖｍ）を低インピーダンスの電圧Ｖｎに変換するため、アナログスイッチＳ１１のばらつき等の課題を解決する。
【００７４】
また、エラーアンプＵ１、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の低域フィルタは、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１がターンオンするときのサージのリンギングによるチャタリングを抑制し、図１の実施例の安定性を向上させる。
【００７５】
特に、図１の実施例において、エラーアンプＵ１、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ１１及びコンデンサＣ１２の低域フィルタの帯域を、励磁スイッチング周波数ｆ２の０．５から１倍程度に制限すると好適な特性となる。
【００７６】
また、図３は本発明に係る他の実施例を示す構成図である。なお、図１の実施例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００７７】
図３の実施例の特徴は、誤差増幅器Ｕ１２（反転増幅器）と、エラーアンプＵ１４（第１エラーアンプ）と、誤差増幅器Ｕ１１（非反転増幅器）と、エラーアンプＵ１５（第２エラーアンプ）と、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２並びに電流源Ｉ１１（重ね合わせ手段）とを備える点にある。
【００７８】
次に、図３の実施例の構成を説明する。
電圧Ｖｈは抵抗Ｒ１４を介して、エラーアンプＵ１５の反転入力（電圧Ｖｐ）に接続する。また、エラーアンプＵ１５の非反転入力には基準電圧Ｖ１を接続する。
【００７９】
さらに、エラーアンプＵ１５の出力にダイオードＤ１２のカソードを接続する。また、エラーアンプＵ１５の反転入力（電圧Ｖｐ）とダイオードＤ１２のアノード（電圧Ｖｑ）との間に抵抗Ｒ１６及びコンデンサＣ１４を接続する。
【００８０】
さらに、電圧Ｖｋは抵抗Ｒ１３を介して、エラーアンプＵ１４の反転入力（電圧Ｖｏ）に接続する。また、エラーアンプＵ１４の非反転入力には基準電圧Ｖ１を接続する。
【００８１】
さらに、エラーアンプＵ１４の出力にダイオードＤ１１のカソードを接続する。また、エラーアンプＵ１４の反転入力（電圧Ｖｏ）とダイオードＤ１１のアノード（電圧Ｖｑ）との間に抵抗Ｒ１５及びコンデンサＣ１３を接続する。
【００８２】
また、電圧Ｖｑに電流源Ｉ１１を接続する。さらに、電圧Ｖｑは抵抗Ｒ４を介してコンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）に接続する。
【００８３】
このような、図３の実施例の動作を説明する。
まず、タイミング信号Ｔ３がハイレベルの場合は、検出電圧Ｖｒは正の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１１の出力（電圧Ｖｈ）は正の振幅を生じる。
【００８４】
また、電圧Ｖｐは正の振幅を生じ、ダイオードＤ１２はオンし、電圧Ｖｑは振幅を生じ、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）は振幅を生じる。
【００８５】
このとき、誤差増幅器Ｕ１２の出力（電圧Ｖｋ）はロウレベルとなり、電圧Ｖｏはロウレベルとなり、誤差増幅器Ｕ１４の出力はハイレベルとなり、ダイオードＤ１１はオフとなる。
【００８６】
次に、タイミング信号Ｔ３がロウレベルの場合は、検出電圧Ｖｒは負の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１２の出力（電圧Ｖｋ）は正の振幅を生じ、電圧Ｖｏは正の振幅を生じ、ダイオードＤ１１はオンし、電圧Ｖｑは振幅を生じ、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）は振幅を生じる。
【００８７】
このとき、誤差増幅器Ｕ１１の出力（電圧Ｖｈ）はロウレベルとなり、電圧Ｖｐはロウレベルとなり、誤差増幅器Ｕ１５の出力はハイレベルとなり、ダイオードＤ１２はオフとなる。
【００８８】
したがって、図３の実施例は、図１の実施例と同様に、誤差増幅器Ｕ１２からエラーアンプＵ１４までの回路に係る出力と、誤差増幅器Ｕ１１からエラーアンプＵ１５までの回路に係る出力とが自動的に切り替わる。
【００８９】
また、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２並びに電流源Ｉ１１は、エラーアンプＵ１４（第１エラーアンプ）の出力とエラーアンプＵ１５（第２エラーアンプ）の出力とを重ね合わせ、コンパレータＵ２（変調器）に出力する。
つまり、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２並びに電流源Ｉ１１は重ね合わせ手段を形成する。
【００９０】
そして、図３の実施例は、図１の実施例と同様に、検出電圧Ｖｒは所定の値となるように動作し、ケーブル２０を流れる電流は所定の値で安定となるように制御される。
【００９１】
また、図４は本発明に係る電磁流量計の励磁回路の他の実施例を示す構成図である。なお、図３の実施例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００９２】
図４の実施例の特徴は、誤差増幅器Ｕ１２（反転増幅器）と、エラーアンプＵ１８（第１エラーアンプ）と、コンパレータＵ１６（第１変調器）と、アンド回路Ｇ４（第１ゲート）と、誤差増幅器Ｕ１２（非反転増幅器）と、エラーアンプＵ１９（第２エラーアンプ）と、コンパレータＵ１７（第２変調器）と、アンド回路Ｇ５（第２ゲート）とを備える点にある。
【００９３】
図４の実施例の構成を説明する。
電圧Ｖｋは、抵抗Ｒ１３を介して、エラーアンプＵ１８の反転入力（電圧Ｖｏ）に接続する。また、エラーアンプＵ１８の非反転入力には基準電圧Ｖ１を接続する。さらに、エラーアンプＵ１８の反転入力（電圧Ｖｏ）とエラーアンプＵ１８の出力（電圧Ｖｒ）との間に抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ１５を接続する。
【００９４】
また、電圧Ｖｒは、抵抗Ｒ１７を介して、コンパレータＵ１６の非反転入力（電圧Ｖｓ）に接続する。さらに、コンパレータＵ１６の反転入力には電圧Ｖｇを接続する。
【００９５】
また、コンパレータＵ１６の非反転入力（電圧Ｖｓ）とその出力（電圧Ｖｔ）との間に抵抗Ｒ１８を接続する。さらにまた、電圧Ｖｔはアンド回路Ｇ４に接続する。
【００９６】
さらに、電圧Ｖｈは、抵抗Ｒ１４を介して、エラーアンプＵ１９の反転入力（電圧Ｖｐ）に接続する。また、エラーアンプＵ１９の非反転入力には基準電圧Ｖ１を接続する。さらに、エラーアンプＵ１８の反転入力（電圧Ｖｐ）とエラーアンプＵ１９の出力（電圧Ｖｕ）との間に抵抗Ｒ２２及びコンデンサＣ１６を接続する。
【００９７】
また、電圧Ｖｕは、抵抗Ｒ１９を介して、コンパレータＵ１７の非反転入力（電圧Ｖｖ）に接続する。さらに、コンパレータＵ１７の反転入力には電圧Ｖｇを接続する。
【００９８】
また、コンパレータＵ１７の非反転入力（電圧Ｖｖ）とその出力（電圧Ｖｗ）との間に抵抗Ｒ２０を接続する。さらにまた、電圧Ｖｗはアンド回路Ｇ５に接続する。
【００９９】
さらに、励磁タイミング発生回路１２からのタイミング信号Ｔ４は、アンド回路Ｇ４に接続するとともに、インバータＧ３を介してアンド回路Ｇ５に接続する。
【０１００】
このような、図４の実施例の動作を説明する。
まず、タイミング信号Ｔ３がハイレベルの場合は、検出電圧Ｖｒは正の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１１の出力（電圧Ｖｈ）は正の振幅を生じ、電圧Ｖｐは正の振幅を生じ、エラーアンプＵ１９の出力（電圧Ｖｕ）は振幅を生じ、コンパレータＵ１７の非反転入力（電圧Ｖｖ）は振幅を生じ、コンパレータＵ１７の出力（電圧Ｖｗ）を生成し、タイミング信号Ｔ２を生成する。
【０１０１】
そして、このとき、アンド回路Ｇ１は、タイミング信号Ｔ４がロウレベルとなるため、オフとなる。
【０１０２】
次に、タイミング信号Ｔ３がロウレベルの場合は、検出電圧Ｖｒは負の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１２の出力（電圧Ｖｋ）は正の振幅を生じ、電圧Ｖｏは正の振幅を生じ、エラーアンプＵ１８の出力（電圧Ｖｒ）は振幅を生じ、コンパレータＵ１６の非反転入力（電圧Ｖｓ）は振幅を生じ、コンパレータＵ１６の出力（電圧Ｖｔ）を生成し、タイミング信号Ｔ１を生成する。
そして、このとき、アンド回路Ｇ２はオフとなる。
【０１０３】
したがって、図４の実施例は、図１の実施例及び図３の実施例と同様に、誤差増幅器Ｕ１２からコンパレータＵ１６までの回路に係る出力と、誤差増幅器Ｕ１１からコンパレータＵ１７までの回路に係る出力とが自動的に切り替わる。
【０１０４】
そして、図４の実施例は、図１の実施例及び図３の実施例と同様に、検出電圧Ｖｒは所定の値となるように動作する。そして、ケーブル２０を流れる電流は所定の値で安定となるように制御される。
【０１０５】
また、前述の例では、基準電圧Ｖ１は一定電圧であったが、これとは別に、例えば、基準電圧をランプ状に変化させても良い。
【０１０６】
さらに、前述の例では、コンパレータＵ２は固定周波数で変調をするものであったが、これとは別に、変調周波数が変動するものであってもよい。
【０１０７】
【発明の効果】
以上のことにより、本発明によれば、ケーブルの長さが長い場合でも励磁コイルの電流が安定化するような電磁流量計の励磁回路を提供できる。
特に、本発明によれば、ケーブルの長さが２００メートル程度（３０ｍ以上）でも十分な測定精度が得られる電磁流量計の励磁回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】図１の実施例の動作波形である。
【図３】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図４】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図５】従来の電磁流量計の励磁回路の構成図である。
【図６】図５の従来例の動作波形である。
【符号の説明】
Ｌ１ 励磁コイル
Ｃ１ コンデンサ（等価容量）
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５，Ｃ１６ コンデンサ
Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
Ｇ１，Ｇ２ アンド回路
Ｇ４ アンド回路（第１ゲート）
Ｇ５ アンド回路（第２ゲート）
Ｇ３ インバータ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
Ｒ１ 抵抗（電流検出手段）
Ｓ１１ アナログスイッチ（切り替え手段）
Ｕ１，Ｕ１４，Ｕ１５、Ｕ１８，Ｕ１９ エラーアンプ
Ｕ１１，Ｕ１２ 誤差増幅器
Ｕ１３ 誤差増幅器（バッファ回路）
Ｕ２ コンパレータ（変調器）
Ｕ１６ コンパレータ（第１変調器）
Ｕ１７ コンパレータ（第２変調器）
１０ 絶対値回路
１１ 発振器
１２ 励磁タイミング発生回路
２０ ケーブル
Ｖｉｎ 直流電圧
ＣＯＭ 共通電位
Ｖｒ 検出電圧
Ｖ１ 基準電圧
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４ タイミング信号
ｆ１ 励磁基本周波数
ｆ２ 励磁スイッチング周波数
【発明の属する技術分野】
本発明は、測定流体の流量を計測する電磁流量計の励磁回路に関し、特に、励磁コイルを含む検出器側と励磁回路を含む変換器側とをケーブルを介して分離する分離型であって、ケーブルの長さが３０ｍ以上の電磁流量計の励磁回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の電磁流量計の励磁回路は、絶対値回路を備えるものである（例えば、特許文献２及び特許文献３参照。）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２００２−１６８６６７号公報
【特許文献２】
特開２００２−１８８９４５号公報
【特許文献３】
特開２００２−２０２１６５号公報
【０００４】
このような従来の電磁流量計の励磁回路について、図５を用いて説明する。
【０００５】
この図において、直流電圧Ｖｉｎの正極は、コンデンサＣｉｎ、スイッチング素子Ｑ１の一端、スイッチング素子Ｑ２の一端に接続する。また、その負極は、コンデンサＣｉｎ、スイッチング素子Ｑ３の一端、スイッチング素子Ｑ４の一端に接続する。
【０００６】
更に、励磁コイルＬ１の一端は、ケーブル２０を介して、スイッチング素子Ｑ１の他端とスイッチング素子Ｑ３の他端との接続点に接続する。また、励磁コイルＬ１の他端は、ケーブル２０及び抵抗Ｒ１を介して、スイッチング素子Ｑ２の他端とスイッチング素子Ｑ４の他端との接続点に接続する。
【０００７】
そして、ケーブル２０は励磁コイルＬ１に電流を供給する。
【０００８】
更にまた、ダイオードＤ１はスイッチング素子Ｑ１に並列に接続され、ダイオードＤ２はスイッチング素子Ｑ２に並列に接続され、ダイオードＤ３はスイッチング素子Ｑ３に並列に接続され、ダイオードＤ４はスイッチング素子Ｑ４に並列に接続される。
【０００９】
ここで、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の寄生ダイオードであってもよく、外付けの素子であってもよい。
【００１０】
また、コンデンサＣ１は励磁コイルＬ１に並列に接続され、コンデンサＣ１は、ケーブル２０の寄生容量及び励磁コイルＬ１の巻線容量等の等価容量に相当する。
【００１１】
更に、ケーブル２０と抵抗Ｒ１との接続点は共通電位ＣＯＭに接続し、抵抗Ｒ１と、スイッチング素子Ｑ２の他端とスイッチング素子Ｑ４の他端との接続点の信号は検出電圧Ｖｒとなり、検出電圧Ｖｒは絶対値回路１０に接続する。
【００１２】
絶対値回路１０の出力（電圧Ｖａ）は、抵抗Ｒ２を介して、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）に接続し、エラーアンプＵ１の非反転入力は基準電圧Ｖ１を接続する。また、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）とその出力（電圧Ｖｃ）との間に抵抗Ｒ３を接続する。
【００１３】
さらに、エラーアップＵ１の出力（電圧Ｖｃ）は、抵抗Ｒ４を介して、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）に接続する。また、発振器１１の出力（電圧Ｖｆ）は、抵抗Ｒ６を介して、コンパレータＵ２の反転入力（電圧Ｖｇ）に接続する。
【００１４】
さらに、コンパレータＵ２の反転入力（電圧Ｖｇ）には、コンデンサＣ２を接続する。また、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）とその出力（電圧Ｖｅ）との間に抵抗Ｒ５を接続する。
【００１５】
また、コンパレータＵ２の出力（電圧Ｖｅ）は、アンド回路Ｇ１とアンド回路Ｇ２とに接続する。さらに、励磁タイミング発生回路１２からのタイミング信号Ｔ４は、アンド回路Ｇ１に接続するとともに、インバータＧ３を介してアンド回路Ｇ２に接続する。また、タイミング信号Ｔ４は励磁基本周波数ｆ１のオンオフの信号である。そして、例えば、励磁基本周波数ｆ１は６ｋＨｚに設定する。
【００１６】
さらに、アンド回路Ｇ１からのタイミング信号Ｔ１は、アイソレータＰ１及び波形成型回路Ｂ１を介してスイッチング素子Ｑ１の制御端子に接続する。
【００１７】
また、アンド回路Ｇ２からのタイミング信号Ｔ２は、アイソレータＰ２及び波形成型回路Ｂ２を介してスイッチング素子Ｑ２の制御端子に接続する。
【００１８】
さらに、励磁タイミング発生回路１２からのタイミング信号Ｔ３は、アイソレータＰ３及び波形成型回路Ｂ３を介してスイッチング素子Ｑ３の制御端子に接続する。
【００１９】
また、インバータＧ３からのタイミング信号Ｔ３は、アイソレータＰ３及び波形成型回路Ｂ３を介してスイッチング素子Ｑ４の制御端子に接続する。
【００２０】
さらに、抵抗Ｒ１にはケーブル２０に流れる電流と、抵抗Ｒ１から共通電位ＣＯＭに流れる電流との和に対応する検出電圧Ｖｒが発生する。但し、抵抗Ｒ１から共通電位ＣＯＭに流れる電流は非常に小さい。つまり、抵抗Ｒ１はケーブル２０の電流検出手段として作用する。例えば、抵抗Ｒ１を１Ωとする。
【００２１】
また、ケーブル２０を流れる電流は、励磁コイルＬ１に流れる電流（励磁電流）とコンデンサＣ１に流れる電流の和であり、スイッチング素子Ｑ１を流れる電流とスイッチング素子Ｑ３を流れる電流の和であり、スイッチング素子Ｑ２を流れる電流とスイッチング素子Ｑ４を流れる電流の和である。
【００２２】
さらに、絶対値回路１０は検出電圧Ｖｒの絶対値となる電圧Ｖａを出力する。検出電圧Ｖｒは正負の振幅を持ち、電圧Ｖａは正の振幅を持つ。
【００２３】
また、反転入力（電圧Ｖｂ）と非反転入力（電圧Ｖ１）との差を増幅する。そして、抵抗Ｒ２及び抵抗Ｒ３はエラーアンプＵ１のゲインを設定する。
【００２４】
また、発振器１１、抵抗Ｒ６及びコンデンサＣ２は、コンパレータＵ２の反転入力（電圧Ｖｇ）に励磁基本周波数ｆ１よりも高い励磁スイッチング周波数ｆ２のランプ状の波形を生成する。例えば、励磁スイッチング周波数ｆ２は１６ｋＨｚに設定する。
【００２５】
さらに、コンパレータＵ２は電圧Ｖｄから電圧Ｖｅにパルス幅変調する変調器として作用する。そして、抵抗Ｒ４及び抵抗Ｒ５はコンパレータＵ２の動作にヒステリシスを生成し、動作を安定化する。
【００２６】
また、励磁タイミング発生回路１２は、励磁基本周波数ｆ１のタイミング信号Ｔ１及びタイミング信号Ｔ４を生成する。また、インバータＧ３は、タイミング信号Ｔ４と相補的なタイミング信号Ｔ２及びタイミング信号Ｔ３を生成する。
【００２７】
従って、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ４と、スイッチングＱ２及びスイッチング素子Ｑ３とは、励磁基本周波数ｆ１で相補的にオンオフする。
【００２８】
そして、ケーブル２０と励磁コイルＬ１とからなる直列回路は、直流電圧Ｖｉｎが交互に印加され、その励磁方向が励磁基本周波数ｆ１で切り替えられる。
【００２９】
詳しくは、タイミング信号Ｔ４がロウレベル（スイッチング素子Ｑ４がオフ）のとき、タイミング信号Ｔ１はロウレベル（スイッチング素子Ｑ１はオフ）、タイミング信号Ｔ３はハイレベル（スイッチング素子Ｑ３はオン）となり、ケーブル２０と励磁コイルＬ１とからなる直列回路には、スイッチング素子Ｑ２のオンオフにより、直流電圧Ｖｉｎが順方向に断続的に印加される。このとき、検出電圧Ｖｒは正の振幅を生ずる。
【００３０】
このようにして、励磁コイルＬ１は２つの周波数で励磁される。
【００３１】
また、タイミング信号Ｔ４がハイレベル（スイッチング素子Ｑ４がオン）のときは、タイミング信号Ｔ２はロウレベル（スイッチング素子Ｑ２はオフ）、タイミング信号Ｔ３はロウレベル（スイッチング素子Ｑ３はオフ）となり、ケーブル２０と励磁コイルＬ１とからなる直列回路には、スイッチング素子Ｑ１のオンオフにより、直流電圧Ｖｉｎが逆方向に断続的に印加される。このとき、検出電圧Ｖｒは負の振幅を生ずる。
【００３２】
さらにまた、励磁コイルＬ１（検出器側）は、直流電圧Ｖｉｎ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４等とからなる変換器側にケーブル２０等で接続され、このケーブル２０の長さは、例えば３０ｍとする。
【００３３】
このような図５の従来例の動作を説明する。
まず、検出電圧Ｖｒが増加すると、絶対値回路１０の出力（電圧Ｖａ）が増加し、エラーアンプの反転入力（電圧Ｖｂ）が増加し、エラーアンプＵ１の出力（電圧Ｖｃ）は減少し、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）が減少し、コンパレータＵ２の出力（電圧Ｖｅ）のデューティ比が減少する。
【００３４】
これにより、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２のデューティ比は減少し、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２の電流は減少して検出電圧Ｖｒは減少する。
【００３５】
次に、検出電圧Ｖｒが減少すると、絶対値回路１０の出力（電圧Ｖａ）が減少し、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）が減少し、エラーアンプＵ１の出力（電圧Ｖｃ）が増加し、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）が増加する。
【００３６】
これにより、コンパレータＵ２の出力（電圧Ｖｅ）のデューティ比は増加し、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２のデューティ比は増加し、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２の電流が増加して検出電圧Ｖｒは増加する。
【００３７】
このようにして、検出電圧Ｖｒは所定の値となるように動作する。そして、ケーブル２０を流れる電流は所定の値で安定となるように制御される。
【００３８】
また、図６は、図５の従来例の動作波形である。
【００３９】
同図において、図６（ａ）はタイミング信号Ｔ３の波形であり、励磁基本周波数ｆ１の矩形波である。タイミング信号Ｔ３のハイレベルでスイッチング素子Ｑ３はオンし、ロウレベルでスイッチング素子Ｑ３はオフする。
【００４０】
また、図６（ｂ）はタイミング信号Ｔ４の波形であり、励磁基本周波数ｆ１の矩形波である。タイミング信号Ｔ３と相補的な波形であり、タイミング信号Ｔ４のハイレベルでスイッチング素子Ｑ４はオンし、ロウレベルでスイッチング素子Ｑ４はオフする。
【００４１】
さらに、図６（ｃ）は、タイミング信号Ｔ２の波形であり、タイミング信号Ｔ３の波形に励磁スイッチング周波数ｆ２の波形を重畳した波形となる。
【００４２】
また、図６（ｄ）は、タイミング信号Ｔ１の波形であり、タイミング信号Ｔ４の波形に励磁スイッチング周波数ｆ２の波形を重畳した波形となる。
【００４３】
さらに、図６（ｅ）は、検出電圧Ｖｒの波形である。検出電圧Ｖｒは、正負の振幅であり、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１がターンオンするときにサージが発生している。そしてまた、このサージはケーブル２０の寄生容量及びケーブル２０の寄生インダクタンス等の特性でリンギングする。
【００４４】
また、図６（ｆ）は、絶対値回路１０の出力（電圧Ｖａ）の波形である。電圧Ｖａは、検出電圧Ｖｒの絶対値であり、正の振幅である。
【００４５】
さらに、図６（ｇ）は、電圧Ｖｅの波形である。
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図５の従来例において、ケーブル２０の長さが長いときに励磁コイルの電流が変動し、流量を正確に計測できないという課題がある。特に、ケーブル２０の長さが２００ｍ程度になると、十分な測定精度は得られない。
【００４７】
励磁コイルＬ１の電流の変動の原因を以下に説明する。
ケーブル２０の長さが長くなると、ケーブル２０の寄生容量等も増加し、等価容量であるコンデンサＣ１の値は増加する。例えば、ケーブル２０の長さ１００ｍにおいて、コンデンサＣ１（等価容量）は約１０ｎＦ生ずる。また、ケーブル２０の寄生インダクタも増加する。
【００４８】
そして、コンデンサＣ１が増加すると、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２がターンオンするときのサージのリンギングは大きくなり、そのリンギングは正負に振動する。
【００４９】
そしてまた、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２がターンオンするときのサージのリンギングの負の成分は絶対値回路１０で正の振幅に変換される。
【００５０】
また、図６（ｅ）はリンギングが正負に振動する波形を示し、図６（ｆ）はリンギングの負の成分が正の振幅に変換される波形を示す。ケーブル２０の長さが長くなると、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２がターンオンするときのサージのリンギングは大きくなり、そのリンギングは正負に振動し、図６（ｅ）の検出電圧Ｖｒのリンギングの形状と、図６（ｆ）の電圧Ｖａのリンギングの形状とが異なるようになる。
【００５１】
電圧Ｖａの値は、検出電圧Ｖｒのリンギン及び電圧Ｖａのリンギングで変動する。ケーブル２０の長さが長くなると、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２がターンオンするときのサージのリンギングは大きくなり、そのリンギングは正負に振動し、図６（ｅ）の検出電圧Ｖｒのリンギングの形状と、図６（ｆ）の電圧Ｖａのリンギングの形状とが異なるようになる。電圧Ｖａの値は過剰に上昇する。そして、絶対値回路の出力（電圧Ｖａ）が増加すると、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）が増加し、その出力（電圧Ｖｃ）は減少し、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）が減少する。
【００５２】
これにより、コンパレータＵ２の出力（電圧Ｖｅ）のデューティ比は減少し、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２のデューティ比も減少し、スイッチング素子Ｑ１またはスイッチング素子Ｑ２の電流が減少して励磁コイルＬ１に流れる励磁電流が減少する。
【００５４】
本発明の目的は、以上説明した課題を解決するものであり、ケーブルの長さが長い場合でも励磁コイルの電流が安定化するような電磁流量計の励磁回路を提供することにある。特に、ケーブルの長さが２００ｍ程度で十分な測定精度が得られる電磁流量計の励磁回路を提供することにある。
【００５５】
【課題を解決するための手段】
このような目的を達成する本発明は、次の通りである。
（１）励磁方向が励磁基本周波数で切り替えられる励磁コイルと、前記励磁コイルへ電流を供給するケーブルと、前記電流に対応する検出電圧に基づく値と所定の値との差を増幅するエラーアンプとを備え、前記エラーアンプの出力に基づき前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で前記励磁コイルを励磁する電磁流量計の励磁回路において、前記検出電圧を反転増幅する反転増幅器と、前記検出電圧を非反転増幅する非反転増幅器と、前記反転増幅器の出力と前記非反転増幅器の出力とを前記励磁基本周波数に同期して切り替え前記エラーアンプに出力する切り替え手段とを備えることを特徴とする電磁流量計の励磁回路。
（２）前記切り替え手段の出力を低インピーダンスにするバッファ回路を備えることを特徴とする（１）記載の電磁流量計の励磁回路。
（３）前記切り替え手段の出力の帯域を、前記励磁スイッチング周波数の０．５から１倍程度に制限する低域フィルタを備えることを特徴とする（１）記載の電磁流量計の励磁回路。
（４）励磁方向が励磁基本周波数で切り替えられる励磁コイルと、前記励磁コイルへ電流を供給するケーブルと、前記電流に対応する検出電圧に基づく値と所定の値との差に基づき前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で変調する変調器とを備え、前記変調器の出力に基づき前記励磁コイルを励磁する電磁流量計の励磁回路において、前記検出電圧を反転増幅する反転増幅器と、前記反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅し出力が第１のダイオードを介して前記変調器に接続される第１エラーアンプと、前記検出電圧を非反転増幅する非反転増幅器と、前記非反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅し出力が第２のダイオードを介して前記変調器に接続される第２エラーアンプとを備え、前記第１のダイオードがオンし前記第２のダイオードがオフする場合と、前記第１のダイオードがオフし前記第２のダイオードがオンする場合とが切り替わることを特徴とする電磁流量計の励磁回路。
（５）励磁方向が励磁基本周波数で切り替えられる励磁コイルと、前記励磁コイルへ電流を供給するケーブルとを備え、前記電流に対応する検出電圧に基づく値と所定の値との差に基づき前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で前記励磁コイルを励磁する電磁流量計の励磁回路において、前記検出電圧を反転増幅する反転増幅器と、前記反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅する第１エラーアンプと、前記第１エラーアンプの出力を前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で変調する第１変調器と、前記第１変調器の出力を前記励磁基本周波数に同期して選択し前記励磁コイルに断続的に電圧及び電流を印加する第１ゲートと、前記検出電圧を非反転増幅する非反転増幅器と、前記非反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅する第２エラーアンプと、前記第２エラーアンプの出力を前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で変調する第２変調器と、前記第２変調器の出力を前記第１ゲートと相補的に選択し前記励磁コイルに断続的に電圧及び電流を印加する第２ゲートとを備えることを特徴とする電磁流量計の励磁回路。
【００５６】
【発明の実施の形態】
以下に、図１に基づいて本発明を詳細に説明する。図１は本発明に係る電磁流量計の励磁回路の一実施例を示す構成図である。なお、図５の従来例と同一の要素には同一の符号を付し、その詳しい説明を省略する。
【００５７】
図１の実施例の特徴は、誤差増幅器Ｕ１１（非反転増幅器）と、誤差増幅器Ｕ１２（反転増幅器）と、アナログスイッチＳ１１（切り替え手段）とを備える点にあり、更に、誤差増幅器Ｕ１３（バッファ回路）とコンデンサＣ１１及びコンデンサＣ１２とを備える。
【００５８】
詳しくは、誤差増幅器Ｕ１１の非反転入力には検出電圧Ｖｒを接続する。また、誤差増幅器Ｕ１１の反転入力とその出力（電圧Ｖｈ）とをショートする。この誤差増幅器Ｕ１１は非反転増幅器を形成する。
【００５９】
さらに、誤差増幅器Ｕ１２の非反転入力には共通電位ＣＯＭを接続する。また、誤差増幅器Ｕ１１の反転入力（電圧Ｖｊ）は抵抗Ｒ１１を介して検出電圧Ｖｒに接続する。さらにまた、誤差増幅器Ｕ１２の反転入力（電圧Ｖｊ）は抵抗Ｒ１２を介してその出力（電圧Ｖｋ）に接続する。この誤差増幅器Ｕ１２は反転増幅器を形成する。
【００６０】
また、電圧Ｖｈと電圧ＶｋとをアナログスイッチＳ１１に接続する。さらに、インバータＧ３からのタイミング信号Ｔ３はアナログスイッチＳ１１の制御端子に接続する。
【００６１】
アナログスイッチＳ１１は、インバータＧ３の出力がハイレベルのときは電圧Ｖｈを選択し、インバータＧ３の出力がロウレベルのときは電圧Ｖｋを選択する。
【００６２】
さらに、誤差増幅器Ｕ１３の非反転入力にはアナログスイッチＳ１１の出力（電圧Ｖｍ）を接続する。また、誤差増幅器Ｕ１３の反転入力とその出力（電圧Ｖｎ）とをショートする。この誤差増幅器Ｕ１３はバッファ回路を形成する。
【００６３】
また、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）とその出力（電圧Ｖｃ）との間にコンデンサＣ１１を接続する。さらに、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｇ）にコンデンサＣ１２を接続する。
【００６４】
よって、エラーアンプＵ１、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ１１，Ｃ１２は低域フィルタを形成する。また、コンデンサＣ１１，Ｃ１２は等価であり、コンデンサＣ１１またはコンデンサＣ１２の一方を削除するような場合でも等価となる。
【００６５】
次に、図１の実施例の動作を説明する。
まず、タイミング信号Ｔ３がハイレベルの場合は、電圧Ｖｈは電圧Ｖｍとほぼ等しくなる。また、検出電圧Ｖｒは正の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１１の出力（電圧Ｖｈ）は正の振幅を生じ、電圧Ｖｍは正の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１３の出力（電圧Ｖｎ）は正の振幅を生じ、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）は振幅を生じる。
【００６６】
次に、タイミング信号Ｔ３がロウレベルの場合は、電圧Ｖｋは電圧Ｖｍとほぼ等しくなる。また、検出電圧Ｖｒは負の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１２の出力（電圧Ｖｋ）は正の振幅を生じ、電圧Ｖｍは正の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１３の出力（電圧Ｖｎ）は正の振幅を生じ、エラーアンプＵ１の反転入力（電圧Ｖｂ）は振幅を生じる。
【００６７】
また、図１の実施例の動作について、図２を用いて詳しく説明する。図２は、図１の実施例の動作波形である。なお、図６の動作波形と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００６８】
図２において、図２（ａ）はタイミング信号Ｔ３の波形、（ｂ）はタイミング信号Ｔ４の波形、（ｃ）はタイミング信号Ｔ２の波形、（ｄ）はタイミング信号Ｔ４の波形、（ｅ）は検出電圧Ｖｒの波形、（ｆ）は誤差増幅器Ｕ１３の出力（電圧Ｖｎ）の波形、（ｇ）は電圧Ｖｅの波形である。
【００６９】
図２（ｆ）において、電圧Ｖｎは正負の振幅を有する波形となる。特に、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１がターンオンするときのサージのリンギングの負の成分を有する。
【００７０】
図１の実施例では、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１がターンオンするときのサージにおけるリンギングの負の成分を有し、電圧Ｖｎの値は過剰に上昇しない。
【００７１】
そして、図１の実施例は、図５の従来例と同様に、検出電圧Ｖｒは所定の値となるように動作する。そして、ケーブル２０を流れる電流は所定の値で安定となるように制御される。
【００７２】
このため、励磁コイルＬ１を流れる電流が安定となり、励磁コイルＬ１から測定流体（図示せず）に印加する磁場が安定となり、測定流体の流量を好適に計測することができる。
【００７３】
また、アナログスイッチＳ１１は、内部抵抗が大きく、内部抵抗のばらつきも大きいという特性がある。誤差増幅器Ｕ１３（バッファ回路）は、アナログスイッチＳ１１の出力（電圧Ｖｍ）を低インピーダンスの電圧Ｖｎに変換するため、アナログスイッチＳ１１のばらつき等の課題を解決する。
【００７４】
また、エラーアンプＵ１、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ１１，Ｃ１２の低域フィルタは、スイッチング素子Ｑ２及びスイッチング素子Ｑ１がターンオンするときのサージのリンギングによるチャタリングを抑制し、図１の実施例の安定性を向上させる。
【００７５】
特に、図１の実施例において、エラーアンプＵ１、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンデンサＣ１１及びコンデンサＣ１２の低域フィルタの帯域を、励磁スイッチング周波数ｆ２の０．５から１倍程度に制限すると好適な特性となる。
【００７６】
また、図３は本発明に係る他の実施例を示す構成図である。なお、図１の実施例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００７７】
図３の実施例の特徴は、誤差増幅器Ｕ１２（反転増幅器）と、エラーアンプＵ１４（第１エラーアンプ）と、誤差増幅器Ｕ１１（非反転増幅器）と、エラーアンプＵ１５（第２エラーアンプ）と、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２並びに電流源Ｉ１１（重ね合わせ手段）とを備える点にある。
【００７８】
次に、図３の実施例の構成を説明する。
電圧Ｖｈは抵抗Ｒ１４を介して、エラーアンプＵ１５の反転入力（電圧Ｖｐ）に接続する。また、エラーアンプＵ１５の非反転入力には基準電圧Ｖ１を接続する。
【００７９】
さらに、エラーアンプＵ１５の出力にダイオードＤ１２のカソードを接続する。また、エラーアンプＵ１５の反転入力（電圧Ｖｐ）とダイオードＤ１２のアノード（電圧Ｖｑ）との間に抵抗Ｒ１６及びコンデンサＣ１４を接続する。
【００８０】
さらに、電圧Ｖｋは抵抗Ｒ１３を介して、エラーアンプＵ１４の反転入力（電圧Ｖｏ）に接続する。また、エラーアンプＵ１４の非反転入力には基準電圧Ｖ１を接続する。
【００８１】
さらに、エラーアンプＵ１４の出力にダイオードＤ１１のカソードを接続する。また、エラーアンプＵ１４の反転入力（電圧Ｖｏ）とダイオードＤ１１のアノード（電圧Ｖｑ）との間に抵抗Ｒ１５及びコンデンサＣ１３を接続する。
【００８２】
また、電圧Ｖｑに電流源Ｉ１１を接続する。さらに、電圧Ｖｑは抵抗Ｒ４を介してコンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）に接続する。
【００８３】
このような、図３の実施例の動作を説明する。
まず、タイミング信号Ｔ３がハイレベルの場合は、検出電圧Ｖｒは正の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１１の出力（電圧Ｖｈ）は正の振幅を生じる。
【００８４】
また、電圧Ｖｐは正の振幅を生じ、ダイオードＤ１２はオンし、電圧Ｖｑは振幅を生じ、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）は振幅を生じる。
【００８５】
このとき、誤差増幅器Ｕ１２の出力（電圧Ｖｋ）はロウレベルとなり、電圧Ｖｏはロウレベルとなり、誤差増幅器Ｕ１４の出力はハイレベルとなり、ダイオードＤ１１はオフとなる。
【００８６】
次に、タイミング信号Ｔ３がロウレベルの場合は、検出電圧Ｖｒは負の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１２の出力（電圧Ｖｋ）は正の振幅を生じ、電圧Ｖｏは正の振幅を生じ、ダイオードＤ１１はオンし、電圧Ｖｑは振幅を生じ、コンパレータＵ２の非反転入力（電圧Ｖｄ）は振幅を生じる。
【００８７】
このとき、誤差増幅器Ｕ１１の出力（電圧Ｖｈ）はロウレベルとなり、電圧Ｖｐはロウレベルとなり、誤差増幅器Ｕ１５の出力はハイレベルとなり、ダイオードＤ１２はオフとなる。
【００８８】
したがって、図３の実施例は、図１の実施例と同様に、誤差増幅器Ｕ１２からエラーアンプＵ１４までの回路に係る出力と、誤差増幅器Ｕ１１からエラーアンプＵ１５までの回路に係る出力とが自動的に切り替わる。
【００８９】
また、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２並びに電流源Ｉ１１は、エラーアンプＵ１４（第１エラーアンプ）の出力とエラーアンプＵ１５（第２エラーアンプ）の出力とを重ね合わせ、コンパレータＵ２（変調器）に出力する。
つまり、ダイオードＤ１１及びダイオードＤ１２並びに電流源Ｉ１１は重ね合わせ手段を形成する。
【００９０】
そして、図３の実施例は、図１の実施例と同様に、検出電圧Ｖｒは所定の値となるように動作し、ケーブル２０を流れる電流は所定の値で安定となるように制御される。
【００９１】
また、図４は本発明に係る電磁流量計の励磁回路の他の実施例を示す構成図である。なお、図３の実施例と同一の要素には同一の符号を付し、説明を省略する。
【００９２】
図４の実施例の特徴は、誤差増幅器Ｕ１２（反転増幅器）と、エラーアンプＵ１８（第１エラーアンプ）と、コンパレータＵ１６（第１変調器）と、アンド回路Ｇ４（第１ゲート）と、誤差増幅器Ｕ１２（非反転増幅器）と、エラーアンプＵ１９（第２エラーアンプ）と、コンパレータＵ１７（第２変調器）と、アンド回路Ｇ５（第２ゲート）とを備える点にある。
【００９３】
図４の実施例の構成を説明する。
電圧Ｖｋは、抵抗Ｒ１３を介して、エラーアンプＵ１８の反転入力（電圧Ｖｏ）に接続する。また、エラーアンプＵ１８の非反転入力には基準電圧Ｖ１を接続する。さらに、エラーアンプＵ１８の反転入力（電圧Ｖｏ）とエラーアンプＵ１８の出力（電圧Ｖｒ）との間に抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ１５を接続する。
【００９４】
また、電圧Ｖｒは、抵抗Ｒ１７を介して、コンパレータＵ１６の非反転入力（電圧Ｖｓ）に接続する。さらに、コンパレータＵ１６の反転入力には電圧Ｖｇを接続する。
【００９５】
また、コンパレータＵ１６の非反転入力（電圧Ｖｓ）とその出力（電圧Ｖｔ）との間に抵抗Ｒ１８を接続する。さらにまた、電圧Ｖｔはアンド回路Ｇ４に接続する。
【００９６】
さらに、電圧Ｖｈは、抵抗Ｒ１４を介して、エラーアンプＵ１９の反転入力（電圧Ｖｐ）に接続する。また、エラーアンプＵ１９の非反転入力には基準電圧Ｖ１を接続する。さらに、エラーアンプＵ１８の反転入力（電圧Ｖｐ）とエラーアンプＵ１９の出力（電圧Ｖｕ）との間に抵抗Ｒ２２及びコンデンサＣ１６を接続する。
【００９７】
また、電圧Ｖｕは、抵抗Ｒ１９を介して、コンパレータＵ１７の非反転入力（電圧Ｖｖ）に接続する。さらに、コンパレータＵ１７の反転入力には電圧Ｖｇを接続する。
【００９８】
また、コンパレータＵ１７の非反転入力（電圧Ｖｖ）とその出力（電圧Ｖｗ）との間に抵抗Ｒ２０を接続する。さらにまた、電圧Ｖｗはアンド回路Ｇ５に接続する。
【００９９】
さらに、励磁タイミング発生回路１２からのタイミング信号Ｔ４は、アンド回路Ｇ４に接続するとともに、インバータＧ３を介してアンド回路Ｇ５に接続する。
【０１００】
このような、図４の実施例の動作を説明する。
まず、タイミング信号Ｔ３がハイレベルの場合は、検出電圧Ｖｒは正の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１１の出力（電圧Ｖｈ）は正の振幅を生じ、電圧Ｖｐは正の振幅を生じ、エラーアンプＵ１９の出力（電圧Ｖｕ）は振幅を生じ、コンパレータＵ１７の非反転入力（電圧Ｖｖ）は振幅を生じ、コンパレータＵ１７の出力（電圧Ｖｗ）を生成し、タイミング信号Ｔ２を生成する。
【０１０１】
そして、このとき、アンド回路Ｇ１は、タイミング信号Ｔ４がロウレベルとなるため、オフとなる。
【０１０２】
次に、タイミング信号Ｔ３がロウレベルの場合は、検出電圧Ｖｒは負の振幅を生じ、誤差増幅器Ｕ１２の出力（電圧Ｖｋ）は正の振幅を生じ、電圧Ｖｏは正の振幅を生じ、エラーアンプＵ１８の出力（電圧Ｖｒ）は振幅を生じ、コンパレータＵ１６の非反転入力（電圧Ｖｓ）は振幅を生じ、コンパレータＵ１６の出力（電圧Ｖｔ）を生成し、タイミング信号Ｔ１を生成する。
そして、このとき、アンド回路Ｇ２はオフとなる。
【０１０３】
したがって、図４の実施例は、図１の実施例及び図３の実施例と同様に、誤差増幅器Ｕ１２からコンパレータＵ１６までの回路に係る出力と、誤差増幅器Ｕ１１からコンパレータＵ１７までの回路に係る出力とが自動的に切り替わる。
【０１０４】
そして、図４の実施例は、図１の実施例及び図３の実施例と同様に、検出電圧Ｖｒは所定の値となるように動作する。そして、ケーブル２０を流れる電流は所定の値で安定となるように制御される。
【０１０５】
また、前述の例では、基準電圧Ｖ１は一定電圧であったが、これとは別に、例えば、基準電圧をランプ状に変化させても良い。
【０１０６】
さらに、前述の例では、コンパレータＵ２は固定周波数で変調をするものであったが、これとは別に、変調周波数が変動するものであってもよい。
【０１０７】
【発明の効果】
以上のことにより、本発明によれば、ケーブルの長さが長い場合でも励磁コイルの電流が安定化するような電磁流量計の励磁回路を提供できる。
特に、本発明によれば、ケーブルの長さが２００メートル程度（３０ｍ以上）でも十分な測定精度が得られる電磁流量計の励磁回路を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】図１の実施例の動作波形である。
【図３】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図４】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図５】従来の電磁流量計の励磁回路の構成図である。
【図６】図５の従来例の動作波形である。
【符号の説明】
Ｌ１ 励磁コイル
Ｃ１ コンデンサ（等価容量）
Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３，Ｃ１４，Ｃ１５，Ｃ１６ コンデンサ
Ｄ１１，Ｄ１２ ダイオード
Ｇ１，Ｇ２ アンド回路
Ｇ４ アンド回路（第１ゲート）
Ｇ５ アンド回路（第２ゲート）
Ｇ３ インバータ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
Ｒ１ 抵抗（電流検出手段）
Ｓ１１ アナログスイッチ（切り替え手段）
Ｕ１，Ｕ１４，Ｕ１５、Ｕ１８，Ｕ１９ エラーアンプ
Ｕ１１，Ｕ１２ 誤差増幅器
Ｕ１３ 誤差増幅器（バッファ回路）
Ｕ２ コンパレータ（変調器）
Ｕ１６ コンパレータ（第１変調器）
Ｕ１７ コンパレータ（第２変調器）
１０ 絶対値回路
１１ 発振器
１２ 励磁タイミング発生回路
２０ ケーブル
Ｖｉｎ 直流電圧
ＣＯＭ 共通電位
Ｖｒ 検出電圧
Ｖ１ 基準電圧
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４ タイミング信号
ｆ１ 励磁基本周波数
ｆ２ 励磁スイッチング周波数
Claims (5)
- 励磁方向が励磁基本周波数で切り替えられる励磁コイルと、前記励磁コイルへ電流を供給するケーブルと、前記電流に対応する検出電圧に基づく値と所定の値との差を増幅するエラーアンプとを備え、
前記エラーアンプの出力に基づき前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で前記励磁コイルを励磁する電磁流量計の励磁回路において、
前記検出電圧を反転増幅する反転増幅器と、
前記検出電圧を非反転増幅する非反転増幅器と、
前記反転増幅器の出力と前記非反転増幅器の出力とを前記励磁基本周波数に同期して切り替え前記エラーアンプに出力する切り替え手段とを備える
ことを特徴とする電磁流量計の励磁回路。 - 前記切り替え手段の出力を低インピーダンスにするバッファ回路を備える
ことを特徴とする請求項１記載の電磁流量計の励磁回路。 - 前記切り替え手段の出力の帯域を、前記励磁スイッチング周波数の０．５から１倍程度に制限する低域フィルタを備える
ことを特徴とする請求項１記載の電磁流量計の励磁回路。 - 励磁方向が励磁基本周波数で切り替えられる励磁コイルと、前記励磁コイルへ電流を供給するケーブルと、前記電流に対応する検出電圧に基づく値と所定の値との差に基づき前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で変調する変調器とを備え、
前記変調器の出力に基づき前記励磁コイルを励磁する電磁流量計の励磁回路において、
前記検出電圧を反転増幅する反転増幅器と、
前記反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅し出力が第１のダイオードを介して前記変調器に接続される第１エラーアンプと、
前記検出電圧を非反転増幅する非反転増幅器と、
前記非反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅し出力が第２のダイオードを介して前記変調器に接続される第２エラーアンプとを備え、
前記第１のダイオードがオンし前記第２のダイオードがオフする場合と、前記第１のダイオードがオフし前記第２のダイオードがオンする場合とが切り替わる
ことを特徴とする電磁流量計の励磁回路。 - 励磁方向が励磁基本周波数で切り替えられる励磁コイルと、前記励磁コイルへ電流を供給するケーブルとを備え、
前記電流に対応する検出電圧に基づく値と所定の値との差に基づき前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で前記励磁コイルを励磁する電磁流量計の励磁回路において、
前記検出電圧を反転増幅する反転増幅器と、
前記反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅する第１エラーアンプと、
前記第１エラーアンプの出力を前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で変調する第１変調器と、
前記第１変調器の出力を前記励磁基本周波数に同期して選択し前記励磁コイルに断続的に電圧及び電流を印加する第１ゲートと、
前記検出電圧を非反転増幅する非反転増幅器と、
前記非反転増幅器の出力と所定の値との差を増幅する第２エラーアンプと、
前記第２エラーアンプの出力を前記励磁基本周波数よりも高い励磁スイッチング周波数で変調する第２変調器と、
前記第２変調器の出力を前記第１ゲートと相補的に選択し前記励磁コイルに断続的に電圧及び電流を印加する第２ゲートとを備える
ことを特徴とする電磁流量計の励磁回路。
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