JP4796605B2 - 距離区間測定回路 - Google Patents

Description

本発明は、少なくとも２つの入力端と少なくとも１つの測定コイルと少なくとも１つの信号源とを有する距離区間測定回路に関するものであって、信号源によって少なくとも２つの入力信号が生成可能で、入力端は入力信号によって駆動可能であり、かつ入力信号は、前処理されて測定コイルの入力端に印加されている。

本発明は、ＤＥ４２２５９６８Ａ１及びこれに対応する米国特許第５，６２９，６１９号において開示されたところの、一般的なタイプの距離測定回路に関する。
これらの先願特許は、測定コイル手段により、非接触で距離を測定する回路を開示するものである。
その回路は、１ｋＨｚから１０ｋＨｚのレンジの比較的低い周波数帯で駆動されるコイル要素を含む（ｉｎｄｕｃｔｉｖｅ）距離センサーとなっている。
測定の精度を高めるために、測定された数値における温度の影響を定める必要がある。
前記公知の回路においては、こうしたことは、個別素子によって構成された（ｄｉｓｃｒｅｔｅ）回路手段によって行われており、そこでは、交流電圧によって駆動される回路を伴った直流電圧素子（ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）を決定するようにしている。
この回路は、２つの入力端を備えており、これらの入力端は１つの信号源によって作られた２つの入力信号により、逆位相で動作状態におかれるようになっている。
これらの入力端に接続されるオペアンプは、抵抗群と協働して電圧／電流変換器として機能し、その（変換された）電流は、両端から測定コイルへとつながるようになっている。

正常駆動、すなわち、測定駆動においては、回路は２つの逆位相の交流電圧によって駆動するようになっている。
温度変化を定めるために、交流電圧にＤＣ−オフセット電圧信号、すなわち、直流電圧成分が重畳されている。
供給される電流は、回路に基づいて測定コイルの両端において同一でなければならないので、測定コイルに付設され、さらに、それぞれ演算増幅器回路に対応づけられている抵抗を介して異なる電圧が発生され、その電圧は、交流電圧と測定コイルおよび温度に依存する成分のオフセットによりもたらされている。
温度に依存する出力電圧、すなわち、直流電圧は、他の演算増幅器によって定められている。

重ね合わせの原理を使用する場合には、回路の下方の入力端は、ローパス特性を有し、回路の上方の入力端は、バンドパス特性を有していることが認識されている。
従って、理想的な逆位相の入力信号のためには、全伝達関数は、ローパス関数であって、そのローパス機能は、他のキャパシタンスによって平滑化されている。
ローパスは、ハイパスとそれに整合された増幅路との差によって生じる。

オフセットは、第１近似において温度に反比例するので、

（１）
それによって温度を定めて、温度によってもたらされる測定エラーは、補正することができる。
しかし、これらの測定は、純粋に交流電圧に従う入力信号による正常な測定内へは希にしか挿入されない。
純粋に交流電圧に基づく入力信号による測定の間に、直流電圧成分を求めることもでき、その直流電圧成分は、測定コイルの温度ドリフトを検出して、補正するために用いられている。

この既知の回路は、特に、発生するフィルタリングの時定数が極めて大きく、既知の回路は、その構造に基づいて比較的大きく形成されており、従って回路のために極めてわずかなスペースしか存在していない場合の使用には適していないことが問題である。

従って本発明の課題は、回路のために設けられているスペースがわずかである場合でも、回路の使用が可能となる、冒頭で挙げた種類の距離区間測定回路を提供することである。

本発明によれば、上述した課題は、請求項１の距離区間測定回路によって解決されている。
本発明の距離区間測定回路は、入力信号が少なくとも１つの、好ましくはクロックされるＳＣネットワークへ印加され、かつ測定信号および／または温度影響に依存する出力信号を発生させるために用いられるように形成され、かつ展開されている。
そして、前記ＳＣネットワークは、ＳＣ加算器、ＳＣ差動増幅器、ＳＣ増幅器あるいはＳＣ積分器によって、入力信号を加算、減算、乗算、あるいは積分をする少なくとも３つのＳＣユニットを有し、その内の２つのＳＣユニットは、前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）を処理するために備えられており、前記２つのＳＣユニットの出力信号は、第３のＳＣユニットへの入力信号であり、前記第３のＳＣユニットが、ＳＣ加算器またはＳＣ差動増幅器を有することを特徴としている。
なお、本発明で意味する「ＳＣ」とは、スイッチトキャパシタ（Ｓｗｉｃｈｅｄ Ｃａｐａｃｉｔｏｒ）のことである。

従って、本発明で意味する「ＳＣユニット」とは、スイッチトキャパシタユニットを、本発明で意味する「ＳＣ加算器」とは、スイッチトキャパシタ加算器を、本発明で意味する「ＳＣ差動増幅器」とは、スイッチトキャパシタ差動増幅器を、本発明で意味する「ＳＣ増幅器」とは、スイッチトキャパシタ増幅器を、本発明で意味する「ＳＣ積分器」とは、スイッチトキャパシタ積分器のことである。

本発明に従って回路の使用可能性を広げるためには、従来の回路の小型化を達成しなければならないことが認識された。
これは、回路が、集積回路として構成可能であり、かつ既知の回路の同様な伝達関数においてＡＳＩＣへの集積が可能であるように形成されることによって達成される。
これは、ＳＣネットワーク（すなわち、スイッチトキャパシタネットワーク）の使用によって達成され、そのＳＣネットワークは、良好なマッチング特性を有しており、かつ回路を特に簡単に集積し、従って小型化することを許し、それによって、回路は組込み空間がわずかな場合でも、普遍的に、使用可能であって、かつ回路の値段を低く抑えることができる。

その場合に、ハイパス回路は、等価のパッシブなダブル抵抗の基準ネットワークによって代用され、その基準ネットワークは、分圧器と、分圧器の抵抗に対して並列に接続されたインダクタンスとを有している。
このフィルタの伝達関数は、第１次のハイパスのそれである：

（２）

伝達関数は、ｐ＝０におけるゼロ点とｐ＝−Ｒ１Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）１／Ｌにおける極を有しており、その場合に、ｐは、一般的な複素数の周波数変数である。

既知の方法を用いて、対応する波形フローダイアグラムを形成することができるようになっている。
３ポートパラレルアダプタが、基準ネットワークの３つのコンポーネントの異なる波形インピーダンスを互いに適合させるために用いられている。
３ポートパラレルアダプタの左側には、抵抗を伴う電圧源の波形フローダイアグラム、中央には、インダクタンスの波形フローダイアグラム、そして、右側には、終端抵抗の波形フローダイアグラムが設けられている。
波形フィルタは、時間離散型であるので、複素数の周波数変数ｐの代わりに、新しい周波数変数Ψが、

および ｚ＝ｅｐＴ （３）
によって定義され、その場合に、Ｔ＝１／Ｆは検出周期であり、Ｆは検出周波数である。
純粋に仮想の周波数については、ｐは、ｊωに、従って

（４）
になる。

この場合において、アダプタ方程式は、次のように立てられる：
ｉ＝１、２、３について、入射する電圧波ａｉと出射する電圧波ｂｉを用いて、

（５）
ｂ２＝ｂ３−ａ２ （６）
出力電圧は、

（７）
に従って得られる。

さらに、インダクタンスの波形フローダイアグラム内で信号の反転が実現される。
ｂ２＊＝−ｂ２・ （８）

寄生的な電流を許可しないようにする場合には、ポジティブに遅延し、あるいはネガティブに遅延しないで増幅し、あるいは積分することができる。
この技術を用いて、スイッチトキャパシタ波形フィルタ（すなわち、ＳＣフィルタ）の種々の種類が実現できることが知られている。

温度影響を非常に良好に決定できる領域内において、少なくとも２つの入力信号を単極および／または逆位相とすることができる。
好ましくは、入力信号は、矩形電圧である。というのは、その場合には、逆位相の入力信号が特に簡単に発生可能であるからである。

入力信号における低い周波数を減少させるために、入力信号は、少なくとも１つのフィルタによって、および／またはハイパスによって比例的にフィルタリングすることができる。

特に簡単な実施に関して、ＳＣネットワークは、少なくとも１つのＳＣ増幅器を有することができる。
これは、回路を特に簡単に構成することを許すものである。

他の好ましい形態において、第１のＳＣ増幅器は、正の遅延されるＳＣ増幅器として実現することができ、かつ／または２つの入力信号をそれぞれファクターによって乗算できるようになっている。
このようにして、ＳＣ増幅器を正の遅延されるＳＣ増幅器として実現する場合には、寄生的な電流を減少させることができる。

寄生的な電流をさらに回避するために、第２のＳＣ増幅器は、正の遅延されるＳＣ増幅器として実現することができ、かつ／または入力信号の少なくとも１つは、増幅されずに、クロック周期の半周期だけ遅延されている。

ＳＣネットワークは、少なくとも１つのＳＣ積分器を有している。
寄生的な電流の回避に関して、ＳＣ積分器は、負の遅延されないＳＣ積分器として実現することができ、かつ／または１の増幅を有し、かつ／または損失を伴うことができるようになっている。

特に簡単な方法においては、ＳＣ積分器の出力信号を第１のＳＣ増幅器の第２の入力端へ印加することができる。

温度影響の特に簡単な決定に関して、ＳＣ加算器は、第１のＳＣ増幅器と第２のＳＣ増幅器の出力信号を加算できるようになっている。
従って、ＳＣ加算器の出力信号において温度に依存する出力信号を取り出すことができ、その出力信号は、温度影響を補償するために使用することができる。

第１のＳＣ増幅器の出力信号は、ＳＣ積分器および／またはＳＣ加算器の入力端に印加することができる。
付加的に、あるいはその代わりに、第２のＳＣ増幅器の出力信号は、ＳＣ加算器の第２の入力端へ印加することができる。

さらに、ＳＣネットワークは、少なくとも１つのＳＣ増幅器および／または少なくとも１つのＳＣ積分器および／または少なくとも１つのＳＣ加算器を有することができる。

寄生的な電流を回避するために、第１のＳＣ増幅器および／または第２のＳＣ増幅器および／またはＳＣ加算器は、負で遅延されないように実現できるようになっている。
付加的に、あるいはその代わりに、ＳＣ積分器は、正で遅延するように実現できるようになっている。
従って出力信号は、反転させることができる。

好ましい形態の枠内で、ＳＣネットワークは、少なくとも１つのＳＣ増幅器および／または少なくとも１つのＳＣ積分器および／または少なくとも１つのＳＣ差動増幅器を有することができる。

他の好ましい方法において、ファクターによって乗算された入力信号の少なくとも１つを、ＳＣ積分器内に記憶させることができる。
他のファクターは、ＳＣ積分器の容量からそれぞれ各クロック周期内の結果によって再び消去することができる。

好ましい方法において、ＳＣ増幅器は、正の遅延されるＳＣ増幅器として実現できるようになっており、かつ／または、入力信号の少なくとも１つを増幅せず、かつ／またはクロック周波数の半周期だけ遅延できるようになっている。

温度影響を求めるために、ＳＣ増幅器とＳＣ積分器の出力信号は、ＳＣ差動増幅器によって減算でき、および／または、クロック周波数の半周期だけ遅延することができる。

特に簡単な方法において、ＳＣ増幅器の出力信号は、ＳＣ積分器の第２の入力端へ印加することができる。
従って、出力信号は、１クロック周期の遅延を有している。

本発明に基づく方法は、特に上の説明に基づく回路を駆動するために用いることができる。
本方法において、この方法によって駆動される回路が、その良好なマッチング特性に基づいて簡単に集積可能であることが、効果的である。

本発明の教示を好ましい方法で形成し、かつ展開する種々の可能性がある。
それについて、一方では、この応用の請求項を、他方では、距離区間を測定するための本発明に基づく回路と本発明に基づく方法の好ましい実施例の図面による説明を参照するよう指示される。
本発明に基づく回路および本発明に基づく方法の好ましい実施例の図面による説明と組み合わせて、教示の一般に好ましい形態と展開も説明される。

距離区間を測定するための既知の回路は、ディスクリートな回路として構成されており、２つの入力端１０１、１０２と測定コイル１０３を有している。
信号源（図示されていない）を用いて、２つの入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇを形成することができる。
その場合に、入力端１０１、１０２は、入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇによって駆動され、これらの入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇは、前処理されて測定コイル１０３の入力端１０１、１０２へ印加される。

その場合に、既知の交流電圧に基づいて励磁される回路は、温度に比例する直流電圧成分の測定技術的検出を可能にしている。
入力端１０１、１０２の後段の演算増幅器は、その抵抗により電圧／電流変換器を構成している。電流は、２つの側から測定コイル１０３内へ結合されている。
正常駆動において、すなわち、測定駆動においては、図２ａに示す交流電圧に基づく入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇが、入力端を駆動するために利用されている。
それに対して回路と測定コイル１０３の線形に依存する温度動態を定めるためには、図２ｂに示す入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇが使用される。

図２ｂから非常によくわかるように、これらの入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇは、交流電圧に相当し、その交流電圧に直流電圧が重畳されている。
供給される電流は回路に従って２つの測定コイル端部において等しくなければならないので、異なる電圧は、抵抗Ｒ１１とＲ１２を介して入力信号ｅｐｏｓおよびｅｎｅｇと測定コイル１０３および温度に従う成分のオフセットに基づいて調節されている。
この電圧から、演算増幅器１０４は、温度に依存する出力電圧Ｕ（直流電圧）を定めるようになっている。

重ね合わせの原理を使用する場合には、入力端１０１に付設された演算増幅器５が抵抗Ｒ２、Ｒ３およびキャパシタンスＣ２との組み合わせにおいてローパス特性を有し、入力端１０２に付設された演算増幅器１０６は、抵抗Ｒ１、Ｒ３とキャパシタンスＣ１およびＣ２との組み合わせにおいてバンドパス特性を有していることが理解される。
理想的に逆位相の入力信号のためには、全伝達関数は、キャパシタンスＣ２によって平滑化されるローパス関数である。
ローパスは、ハイパスとそれに整合される増幅路の差によって生じるようになっている。

オフセットは、第１近似において逆比例して温度に依存するので、

（９）

それによって温度を定めて、温度に基づく効果を補正することができる。

図３は、ハイパス回路の等価のパッシブなダブル抵抗基準ネットワークを示している。
基準ネットワークは、電圧源ｅ、抵抗Ｒ１とＲ２の分圧器および抵抗Ｒ２に対して並列に接続されたインダクタンスＬからなる。
このフィルタの伝達関数は、ｐ＝０におけるゼロ点とｐ＝−Ｒ１、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）１／Ｌにおける極を有する、第１次のハイパスのそれであって、

（１０）
その場合に、ｐは、ここでも複素数の周波数変数である。

そして、図４に示すような、適当な波形フローダイアグラムを形成することができる。
波形フローダイアグラムは、３ポートパラレルアダプタ７を有しており、その中で図３の３つのコンポーネントの異なる波形インピーダンスが互いに適合される。
左側には、抵抗を有する電圧源ｅの波形フローダイアグラムが、中央上には、インダクタンスＬの波形フローダイアグラムが、そして右側には、終端抵抗Ｒ２が配置されている。
波形フィルタは、時間離散型であるので、複素数の周波数変数ｐの代わりに、

および ｚ＝ｅｐＴ （１１）
を有する新しい周波数変数Ψを定めなければならず、その場合に、Ｔ＝１／Ｆは検出周期であり、Ｆは検出周波数である。純粋に想像上の周波数については、ｐはｊωに、従ってΨは

（１２）
となる。

計算すべきアダプタ方程式は、この場合には次のように形成される：
ｉ＝１、２、３について、入射する電圧波ａｉと出射する電圧波ｂｉを有し、

（１３）
ｂ２＝ｂ３−ａ２ （１４）
出力電圧は、

（１５）
によって得られる。

付加的に、インダクタンスＬの波形フローダイアグラムにおいて信号の反転が実現される。
ｂ２＊＝−ｂ２・ （１６）

この技術によって、スイッチトキャパシタ波形フィルタ（ＳＣフィルタ）の種々の実現方法が記述される。

図５は、ハイパス回路の本発明に基づくＳＣ実現を示している。その場合に回路は、ＳＣネットワークを有しており、その場合にＳＣ増幅器８は式１３をシミュレートするために用いられる。ＳＣ増幅器８の入力信号ｅｐｏｓと入力信号ｂ２＊は、ポジティブに遅延され、従って式１３はファクターすなわち係数γ１ないしγ２で乗算される。ＳＣ増幅器８の出力端は、同時にハイパス回路の出力端となる。

式１５に基づく出力電圧は、入射する電圧波と反転された電圧波の算術的平均値として生じるので、出力端において０ｄＢレベルが達成される。というのは、ファクター２による除算は実施されないからである。
式１３の２つの係数は、信号路内の容量比としてシミュレートされる。
式１３と式１５の実現は、遅延されない負のＳＣ積分器９によって形成される。
ＳＣ積分器９の出力信号を相φにおいてＳＣ増幅器８内へ結合することによって、フィードバックループが閉成される。
ハイパス回路の伝達関数が、図６に示されている。この場合にハイパス回路の時間離散型のハイパス関数が、はっきりと見られる。

距離区間を測定するための本発明に基づく回路が、図７に示されている。
回路は、２つの入力端１、２、信号源および測定コイルを有している。
入力端１、２は、信号源から発生される２つの入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇによって駆動される。
本発明によれば、入力信号ｅｐｏｓとｅｎｅｇは、クロックされるＳＣネットワークへ印加され、かつ測定信号および／または温度影響に依存する出力信号Ｕを発生させるために用いられる。

その場合に回路の一部は、図５のハイパス回路に相当する。
回路は、さらにＳＣ増幅器１０を有しており、その場合に入力信号ｅｎｅｇは、ＳＣ増幅器８が演算増幅器において出力信号を供給するのと同じ時点で、ＳＣ増幅器１０の演算増幅器の出力端に現れる。
ＳＣ増幅器１０のクロックは、さらに、上方のＳＣ増幅器８のクロックと同一である。

入力信号ｅｎｅｇは、半分のクロック周期だけ正に遅延されて出力端へシフトされる。
さらにＳＣネットワークは、ＳＣ加算器１１を有しており、そのＳＣ加算器は２つの入力信号、すなわちＳＣ増幅器８とＳＣ増幅器１０の出力信号を加算するために用いられる。
ＳＣネットワークは、正に遅延されるＳＣ回路であって、その場合に、この回路は、１クロック周期の全体遅延を有している。
これが高すぎる場合には、入力増幅器と出力増幅器を負に遅延しないで実現することもできる。
その場合にはＳＣ積分器は、正に遅延するように実現されなければならない。
この場合には、出力信号は反転される。

図８は、図７の回路の伝達関数を示している。
はっきりと見て取れるように、ＳＣネットワークはローパス特性を有しており、その限りにおいて直流電圧測定に極めてよく適している。

信号を反転するために、ｂ２＊は次のように導き出される：

（１７）
ハイパスの出力電圧は、抵抗Ｒ２を介した電圧ないしインダクタンスＬを介した電圧である。
というのは、２つのエレメントは並列に接続されているからである。
入射する波形が常に０に等しくなる抵抗Ｒ２とは異なり、インダクタンスの電圧は、

（１８）
によって定義される。

従って、出力電圧は、２で割り算された入射する波形ａ２と負の反転された波形ｂ２の差として得られる。
割り算なしでは、ここでも０ｄＢの最大レベルが得られ、従って信号を再び入力信号ｅｎｅｇに加算することができる。

これを実現する回路が、図９に示されている。
回路は、正の遅延されるＳＣ増幅器１２、損失を伴うＳＣ積分器１３およびＳＣ差動増幅器１４を有している。
ファクター（１−γ２）は、図９に示すように、損失を伴うＳＣ積分器１３によって実現される。
γ２が１よりも小さい場合には、大きさ（１−γ２）の積分器キャパシタンスが使用され、それに対して並列に次数γ２のキャパシタンスが接続され、そのキャパシタンスは周期的に放電される。

上述した使用のためには、ハイパスの限界周波数は明らかに常に０から検出周波数の４分の１までの周波数領域内にあるので、γ２は常に１より小さい。
ＳＣ積分器１３の出力値は、常に正でなければならないので、回路内で入力信号ｅｐｏｓは、γ１で乗算されて正に遅延されている。
ハイパスの出力信号は、ＳＣ差動増幅器１４によって発生される。
損失を伴うＳＣ積分器１３のための入力容量として、差ａ２−ｂ２＊が発生される。
このために、ＳＣ差動増幅器１４はφで初期化され、従って出力信号Ｕは反転される。
第２の出力信号ｅｎｅｇは、図７に関して、すでに説明したように、ＳＣ増幅器１２へ印加されて、さらにＳＣ差動増幅器１４へ案内される。

図９に示す回路の伝達関数が、図１０に示されている。
図から明らかなように、１８０°だけ位相回転するまでは、図８の伝達関数に対して何ら変化は見られない。
回路の良好なマッチング特性に基づいて、測定された直流電圧出力信号Ｕは、温度補正に極めてよく適している。

これ以上の詳細については、繰返しを避けるために、一般的な説明を参照するよう指示する。

最後にはっきりとさせておくが、上述した実施例は、請求されている教示を論議するためだけに用いられるものであって、教示はこれらの実施例に限定されない。

温度影響を定めるための既知の回路を示す概略図。 既知の回路を駆動するための信号をグラフで示した図。 ハイパス回路のパッシブなダブル抵抗基準ネットワークを示す概略図。 図３のハイパス回路の波形フローダイアグラムを示す概略図。 ハイパス回路のＳＣ実現を示す概略図。 図５のハイパス回路の伝達関数を示す図。 本発明に基づく回路の実施例を示す概略図。 図７に示す回路の伝達関数を示す図。 本発明に基づく回路の他の実施例を示す概略図。 図９に示す回路の伝達関数を示す図。

Claims (23)

1. 複数の入力端（１、２）と、測定コイル（３）と、複数の入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）を発生するための信号源とを有し、前記複数の入力端（１、２）は、前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）によって駆動可能であり、前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）は、前記測定コイル（３）の入力端へ印加され、
   前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）は、ＳＣネットワークに印加され、かつ温度影響に依存する測定信号および出力信号（Ｕ）を発生させるために用いられ、
   前記ＳＣネットワークは、ＳＣ加算器、ＳＣ差動増幅器、ＳＣ増幅器あるいはＳＣ積分器によって、前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）を加算、減算、乗算、あるいは積分をする３つ以上のＳＣユニットを有し、これらＳＣユニットのうちの２つは前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）を入力されて処理するために備えられており、前記２つのＳＣユニットの出力信号は第３のＳＣユニットへの入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）であり、前記第３のＳＣユニットがＳＣ加算器またはＳＣ差動増幅器を有することを特徴とする距離区間測定回路。
2. 前記複数の入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）が、実質上単極または逆位相であることを特徴とする請求項１に記載の距離区間測定回路。
3. 前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）が、フィルタによって、またはハイパスによって比例的にフィルタリングされることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の距離区間測定回路。
4. 前記ＳＣネットワークが、２つのＳＣ増幅器（８、１０）を有していることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の距離区間測定回路。
5. 前記ＳＣ増幅器の1つである第１ＳＣ増幅器（８）が、正の遅延されるＳＣ増幅器として実現されており、または前記複数の入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）がそれぞれファクターによって乗算されるように構成されていることを特徴とする請求項４に記載の距離区間測定回路。
6. 前記ＳＣ増幅器の別の１つである第２ＳＣ増幅器（１０）が、正の遅延されるＳＣ増幅器として実現されており、または前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）を増幅せずに、クロック周波数の半周期だけ遅延するように構成されていることを特徴とする請求項４または請求項５に記載の距離区間測定回路。
7. 前記ＳＣネットワークが、ＳＣ積分器（９）を有していることを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の距離区間測定回路。
8. 前記ＳＣ積分器（９）が、負の遅延されないＳＣ積分器として実現されているか、または１の増幅器を有しているか、または損失を伴うように構成されていることを特徴とする請求項７に記載の距離区間測定回路。
9. 前記ＳＣ積分器（９）の出力信号が、前記第１ＳＣ増幅器（８）の第２の入力端に印加されることを特徴とする請求項７または請求項８に記載の距離区間測定回路。
10. 前記第１ＳＣ増幅器（８）と第２ＳＣ増幅器（１０）の出力信号が、ＳＣ加算器（１１）によって加算されることを特徴とする請求項５から請求項９のいずれか１項に記載の距離区間測定回路。
11. 前記第１ＳＣ増幅器（８）の出力信号が、前記ＳＣ積分器（９）またはＳＣ加算器（１１）の入力端に印加されることを特徴とする請求項１０に記載の距離区間測定回路。
12. 前記第２ＳＣ増幅器（１０）の出力信号が、前記ＳＣ加算器（１１）の第２の入力端に印加されることを特徴とする請求項１１に記載の距離区間測定回路。
13. 前記ＳＣネットワークが、ＳＣ増幅器（８、１０）またはＳＣ積分器（９）またはＳＣ加算器（１１）を有していることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の距離区間測定回路。
14. 前記ＳＣネットワークが、ＳＣ増幅器（８、１０）またはＳＣ加算器（１１）を有し、該ＳＣ増幅器（８、１０）またはＳＣ加算器（１１）が、負に遅延されずに実現されるように構成されていることを特徴とする請求項１３に記載の距離区間測定回路。
15. 前記ＳＣネットワークがＳＣ積分器（９）を有し、該ＳＣ積分器（９）が、正に遅延されて実現されるように構成されていることを特徴とする請求項１３または請求項１４に記載の距離区間測定回路。
16. 前記出力信号（Ｕ）が、反転されていることを特徴とする請求項１３から請求項１５のいずれか１項に記載の距離区間測定回路。
17. 前記ＳＣネットワークが、ＳＣ増幅器（１２）またはＳＣ積分器（１３）またはＳＣ差動増幅器（１４）を有していることを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の距離区間測定回路。
18. 前記入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）が、ファクター（γ１、γ２）で乗算され、前記ＳＣ積分器（１３）内に記憶されることを特徴とする請求項１７に記載の距離区間測定回路。
19. 前記ファクター（γ１、γ２）のうち１つのファクター（γ２）が、前記ＳＣ積分器（１３）の容量からそれぞれ各クロック周期内の結果によって再び消去されることを特徴とする請求項１８に記載の距離区間測定回路。
20. 前記ＳＣネットワークがＳＣ増幅器（１２）を有し、該ＳＣ増幅器（１２）が、正の遅延されるＳＣ増幅器として実現されており、または入力信号（ｅｐｏｓ、ｅｎｅｇ）を増幅せず、またはクロック周波数の半周期だけ遅延させるように構成されていることを特徴とする請求項１７から請求項１９のいずれか１項に記載の距離区間測定回路。
21. 前記ＳＣネットワークがＳＣ増幅器（１２）とＳＣ積分器（１３）とＳＣ差動増幅器（１４）とを有し、前記ＳＣ増幅器（１２）とＳＣ積分器（１３）の出力信号が、前記ＳＣ差動増幅器（１４）によって減算でき、またはクロック周波数の半周期だけ遅延できることを特徴とする請求項１７から請求項２０のいずれか１項に記載の距離区間測定回路。
22. 前記ＳＣネットワークがＳＣ増幅器（１２）を有し、該ＳＣ増幅器（１２）の出力信号が、前記ＳＣ積分器（１３）の第２の入力端に印加されることを特徴とする請求項１７から請求項２１のいずれか１項に記載の距離区間測定回路。
23. 前記出力信号（Ｕ）が、１クロック周期の遅延を有していることを特徴とする請求項１から請求項２１のいずれか１項に記載の距離区間測定回路。

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