JP2000310549A - 差分電圧のための信号処理回路 - Google Patents
差分電圧のための信号処理回路Info
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- G01F1/56—Measuring the volume flow or mass flow of fluid or fluent solid material wherein the fluid passes through a meter in a continuous flow by using electric or magnetic effects
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 処理すべき信号である差分電圧のための信号
処理回路例えば磁気誘導形流量計のための信号処理回路
を改善して、比較的簡単かつコスト的に有利に、一方で
はコモンモード信号を強力に抑圧し、他方では測定周波
数よりも低い差分信号の低周波成分を強力に抑圧するこ
とのできる信号処理回路を提供すること。 【解決手段】 例えば磁気誘導形流量計に対する信号処
理回路であって、少なくとも１つのプリアンプ（１）を
有する、処理すべき信号である差分電圧に対する信号処
理回路において、上記のプリアンプ（１）は差動プリア
ンプであることを特徴とする差分電圧に対する信号処理
回路を構成する。
処理回路例えば磁気誘導形流量計のための信号処理回路
を改善して、比較的簡単かつコスト的に有利に、一方で
はコモンモード信号を強力に抑圧し、他方では測定周波
数よりも低い差分信号の低周波成分を強力に抑圧するこ
とのできる信号処理回路を提供すること。 【解決手段】 例えば磁気誘導形流量計に対する信号処
理回路であって、少なくとも１つのプリアンプ（１）を
有する、処理すべき信号である差分電圧に対する信号処
理回路において、上記のプリアンプ（１）は差動プリア
ンプであることを特徴とする差分電圧に対する信号処理
回路を構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、処理すべき信号と
しての差分電圧のための信号処理回路、例えば磁気誘導
形流量計のための信号処理回路に関し、ここでこの信号
処理回路は少なくとも１つのプリアンプと、有利にはこ
のプリアンプの後段に接続されたＡ／Ｄ変換器とを有す
る。
しての差分電圧のための信号処理回路、例えば磁気誘導
形流量計のための信号処理回路に関し、ここでこの信号
処理回路は少なくとも１つのプリアンプと、有利にはこ
のプリアンプの後段に接続されたＡ／Ｄ変換器とを有す
る。
【０００２】本発明は磁気誘導形流量計に関連する信号
処理に制限されないが、以下では本発明の原理を、その
出発点および解決すべき課題にしたがい、またこの課題
の解決手段について常に磁気誘導形流量計との関連で説
明する。
処理に制限されないが、以下では本発明の原理を、その
出発点および解決すべき課題にしたがい、またこの課題
の解決手段について常に磁気誘導形流量計との関連で説
明する。
【０００３】
【従来の技術】流動媒体のための磁気誘導形流量計の基
本原理はファラデーにまでさかのぼる。ファラデーは１
８３２年に、電磁誘導の原理を流速測定に適用すること
を提案している。ファラデーの誘導法則によれば、荷電
体を運びかつ磁界を通過する流動媒体内には、電界強度
が流れの方向および磁界に対して垂直に発生する。磁気
誘導形流量計においてこの法則は、通例２つの磁気コイ
ルからなる磁石が磁界を測定管内の流れ方向に対して垂
直に形成するために利用される。この磁界内ではこの磁
界を通って運動する流動媒体の各々の体積要素は、この
体積要素内に発生する電界強度によって、測定電極を介
して取り出される測定電圧に影響を与える。公知の磁気
誘導形流量計ではこれらの測定電極は、この測定電極が
導電的または容量的に流動媒体に結合されるように形成
される。
本原理はファラデーにまでさかのぼる。ファラデーは１
８３２年に、電磁誘導の原理を流速測定に適用すること
を提案している。ファラデーの誘導法則によれば、荷電
体を運びかつ磁界を通過する流動媒体内には、電界強度
が流れの方向および磁界に対して垂直に発生する。磁気
誘導形流量計においてこの法則は、通例２つの磁気コイ
ルからなる磁石が磁界を測定管内の流れ方向に対して垂
直に形成するために利用される。この磁界内ではこの磁
界を通って運動する流動媒体の各々の体積要素は、この
体積要素内に発生する電界強度によって、測定電極を介
して取り出される測定電圧に影響を与える。公知の磁気
誘導形流量計ではこれらの測定電極は、この測定電極が
導電的または容量的に流動媒体に結合されるように形成
される。
【０００４】磁気誘導形流量計では２つの測定電極の間
で、流動媒体の流速に比例する差分電圧が測定される。
しかしこの場合に例えば測定電極での電気化学的な作用
に起因して、差分電圧の差動ノイズならびに大きなコモ
ンモードノイズが発生してしまう。この問題を全般的に
解決できるようにするためには、磁気誘導形流量計の磁
界を所定のフィールド周波数で周期的に切り換え、測定
電極間の差分電圧を、このフィールド周波数に対して周
波数および位相を選択して評価する。
で、流動媒体の流速に比例する差分電圧が測定される。
しかしこの場合に例えば測定電極での電気化学的な作用
に起因して、差分電圧の差動ノイズならびに大きなコモ
ンモードノイズが発生してしまう。この問題を全般的に
解決できるようにするためには、磁気誘導形流量計の磁
界を所定のフィールド周波数で周期的に切り換え、測定
電極間の差分電圧を、このフィールド周波数に対して周
波数および位相を選択して評価する。
【０００５】処理すべき信号としての差分電圧のための
信号処理回路、例えば磁気誘導形流量計のための信号処
理回路は、評価すべき信号とノイズとの比を高めるため
ないしは信号評価を簡単にするために、とりわけ２つの
特性を有しなければならない。すなわち一方では差分電
圧だけが重要であるため、コモンモード信号を強力に抑
圧しなければならない。他方では、差分信号中の測定周
波数よりも低いの低周波成分を強力に抑圧しなければな
らない。それはこの低周波成分はノイズとして比較的大
きいからである。
信号処理回路、例えば磁気誘導形流量計のための信号処
理回路は、評価すべき信号とノイズとの比を高めるため
ないしは信号評価を簡単にするために、とりわけ２つの
特性を有しなければならない。すなわち一方では差分電
圧だけが重要であるため、コモンモード信号を強力に抑
圧しなければならない。他方では、差分信号中の測定周
波数よりも低いの低周波成分を強力に抑圧しなければな
らない。それはこの低周波成分はノイズとして比較的大
きいからである。
【０００６】本発明がその出発点とする従来技術では上
記のような信号処理回路はプリアンプとして差動増幅器
を有する（ドイツ国特許明細書第１９７１６１１９号お
よび第１９７１６１５１号を参照されたい）。ここでの
欠点は、コモンモード抑圧が、絶対的ないしは相対的な
抵抗値に依存することである。したがって強力なコモン
モード抑圧を達成するためには、精度の高い抵抗が必要
であるためかなりのコストがかかる。この他に比較的広
い温度領域に渡って強力なコモンモード抑圧を実現する
ことは困難である。
記のような信号処理回路はプリアンプとして差動増幅器
を有する（ドイツ国特許明細書第１９７１６１１９号お
よび第１９７１６１５１号を参照されたい）。ここでの
欠点は、コモンモード抑圧が、絶対的ないしは相対的な
抵抗値に依存することである。したがって強力なコモン
モード抑圧を達成するためには、精度の高い抵抗が必要
であるためかなりのコストがかかる。この他に比較的広
い温度領域に渡って強力なコモンモード抑圧を実現する
ことは困難である。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、処理
すべき信号である差分電圧のための信号処理回路例えば
磁気誘導形流量計のための信号処理回路を改善して、比
較的簡単かつコスト的に有利に、一方ではコモンモード
信号を強力に抑圧し、他方では差分信号中の測定周波数
よりも低い低周波成分を強力に抑圧することのできる信
号処理回路を提供することである。
すべき信号である差分電圧のための信号処理回路例えば
磁気誘導形流量計のための信号処理回路を改善して、比
較的簡単かつコスト的に有利に、一方ではコモンモード
信号を強力に抑圧し、他方では差分信号中の測定周波数
よりも低い低周波成分を強力に抑圧することのできる信
号処理回路を提供することである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】上記課題は本発明によ
り、少なくとも１つのプリアンプを有する、処理すべき
信号である差分電圧に対する信号処理回路において、上
記のプリアンプは差動プリアンプであることを特徴とす
る差分電圧に対する信号処理回路を構成することによっ
て解決される。
り、少なくとも１つのプリアンプを有する、処理すべき
信号である差分電圧に対する信号処理回路において、上
記のプリアンプは差動プリアンプであることを特徴とす
る差分電圧に対する信号処理回路を構成することによっ
て解決される。
【０００９】
【発明の実施の形態】本発明の信号処理回路に対しては
すでに説明したように、コモンモード信号の強力な抑圧
ならびに測定周波数よりも低い差分信号内の低周波成分
の強力な抑圧を行うことが重要である。したがって本発
明の信号処理回路では、プリアンプは全体として高域通
過フィルタでなければならない。本発明ではプリアンプ
は差動プリアンプであるため、このプリアンプは２つの
高域通過フィルタ、すなわち非反転信号路に対する高域
通過フィルタと、反転信号路に対する高域通過フィルタ
を有しなければならない。
すでに説明したように、コモンモード信号の強力な抑圧
ならびに測定周波数よりも低い差分信号内の低周波成分
の強力な抑圧を行うことが重要である。したがって本発
明の信号処理回路では、プリアンプは全体として高域通
過フィルタでなければならない。本発明ではプリアンプ
は差動プリアンプであるため、このプリアンプは２つの
高域通過フィルタ、すなわち非反転信号路に対する高域
通過フィルタと、反転信号路に対する高域通過フィルタ
を有しなければならない。
【００１０】本発明の信号処理回路を差動プリアンプに
よって実現するためにとりわけ必要であるのは、このプ
リアンプが入力側に２つの入力結合コンデンサを有する
ことである。殊に有利であるのは、コモンモード信号に
対するプリアンプの入力インピーダンスが、差分信号に
対するプリアンプの入力インピーダンスよりも高いこと
である。これによって、プリアンプの入力インピーダン
スと入力結合コンデンサとから形成される高域通過フィ
ルタに対して、コモンモード信号に対する遮断周波数
は、差分信号に対する遮断周波数よりも高くなる。
よって実現するためにとりわけ必要であるのは、このプ
リアンプが入力側に２つの入力結合コンデンサを有する
ことである。殊に有利であるのは、コモンモード信号に
対するプリアンプの入力インピーダンスが、差分信号に
対するプリアンプの入力インピーダンスよりも高いこと
である。これによって、プリアンプの入力インピーダン
スと入力結合コンデンサとから形成される高域通過フィ
ルタに対して、コモンモード信号に対する遮断周波数
は、差分信号に対する遮断周波数よりも高くなる。
【００１１】２つの入力結合コンデンサの回避できない
ばらつきにより、２つの信号路間に非対称性が生じる。
この非対称性によってコモンモード信号により差分信号
が形成される。冒頭に説明したように高いコモンモード
ノイズが予想されるため、上記の作用、すなわち２つの
信号路の非対称性の結果としてコモンモード信号によっ
て差分信号が形成されるという作用を可能な限り抑えな
けばならない。最も簡単な解決手段は時定数をできるだ
け大きくし、これにより下方の遮断周波数をできるかぎ
り測定周波数すなわちフィールド周波数から遠ざけるこ
とであろう。しかしこのことの欠点は、コモンモード信
号および差分信号中の測定周波数よりも低い低周波成分
を所望のように抑えることはできないことである。
ばらつきにより、２つの信号路間に非対称性が生じる。
この非対称性によってコモンモード信号により差分信号
が形成される。冒頭に説明したように高いコモンモード
ノイズが予想されるため、上記の作用、すなわち２つの
信号路の非対称性の結果としてコモンモード信号によっ
て差分信号が形成されるという作用を可能な限り抑えな
けばならない。最も簡単な解決手段は時定数をできるだ
け大きくし、これにより下方の遮断周波数をできるかぎ
り測定周波数すなわちフィールド周波数から遠ざけるこ
とであろう。しかしこのことの欠点は、コモンモード信
号および差分信号中の測定周波数よりも低い低周波成分
を所望のように抑えることはできないことである。
【００１２】上で説明した問題は、本発明の信号処理回
路の有利な実施形態は、プリアンプが２つのオペアンプ
を有しており、さらにこれらオペアンプの入力側と入力
結合コンデンサとの間に抵抗回路網を有しており、この
抵抗回路網にブートストラップされる２つの主抵抗が所
属することによって解決される。入力結合コンデンサの
後段に設けられており、かつ時定数の決定に重要なこれ
ら入力側抵抗は、それぞれブートストラップされる主抵
抗である。ここでこのブートストラップは、実効入力抵
抗が、それぞれの主抵抗の本来の値よりも大きくなるよ
うに作用する。ブートストラップの大きさは、コモンモ
ードに対するのと差分信号に対するのとでは異なる。
路の有利な実施形態は、プリアンプが２つのオペアンプ
を有しており、さらにこれらオペアンプの入力側と入力
結合コンデンサとの間に抵抗回路網を有しており、この
抵抗回路網にブートストラップされる２つの主抵抗が所
属することによって解決される。入力結合コンデンサの
後段に設けられており、かつ時定数の決定に重要なこれ
ら入力側抵抗は、それぞれブートストラップされる主抵
抗である。ここでこのブートストラップは、実効入力抵
抗が、それぞれの主抵抗の本来の値よりも大きくなるよ
うに作用する。ブートストラップの大きさは、コモンモ
ードに対するのと差分信号に対するのとでは異なる。
【００１３】まずこの信号処理回路には、プリアンプの
後段に接続されたＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換器＝アナロ
グ／デジタル変換器）を所属させることができることを
指摘しておきたい。ここでこのＡ／Ｄ変換器は、差動入
力側を備えたＡ／Ｄ変換器である。このことは現在、集
積回路素子として入手可能な多数の分解能の高いＡ／Ｄ
変換器は差動入力側を有しているために有利である。例
えば米国ＡｎａｌｏｇＤｅｖｉｃｅ社のＡＤ変換器７７
１５を参照をされたい。プリアンプの後段に接続され
た、差動入力側を有するこのＡ／Ｄ変換器により、コモ
ンモード抑圧が改善される。
後段に接続されたＡ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ変換器＝アナロ
グ／デジタル変換器）を所属させることができることを
指摘しておきたい。ここでこのＡ／Ｄ変換器は、差動入
力側を備えたＡ／Ｄ変換器である。このことは現在、集
積回路素子として入手可能な多数の分解能の高いＡ／Ｄ
変換器は差動入力側を有しているために有利である。例
えば米国ＡｎａｌｏｇＤｅｖｉｃｅ社のＡＤ変換器７７
１５を参照をされたい。プリアンプの後段に接続され
た、差動入力側を有するこのＡ／Ｄ変換器により、コモ
ンモード抑圧が改善される。
【００１４】最後に本発明の信号処理回路の有利な一実
施形態は、プリアンプの前段に差動の入力側増幅器が接
続されていることを特徴とする。この入力側増幅器によ
り例えば磁気誘導形流量計の測定電極とプリアンプとの
間のインピーダンス調整、増幅、および濾波が実現され
る。その他にプリアンプの前段に接続された差動入力側
増幅器は、入力結合コンデンサが磁気誘導形流量計に所
属する図示しない測定電極に直接接続されることを回避
する。入力結合コンデンサが、磁気誘導形流量計に所属
する測定電極に直接接続されることは不利であることが
判明している。
施形態は、プリアンプの前段に差動の入力側増幅器が接
続されていることを特徴とする。この入力側増幅器によ
り例えば磁気誘導形流量計の測定電極とプリアンプとの
間のインピーダンス調整、増幅、および濾波が実現され
る。その他にプリアンプの前段に接続された差動入力側
増幅器は、入力結合コンデンサが磁気誘導形流量計に所
属する図示しない測定電極に直接接続されることを回避
する。入力結合コンデンサが、磁気誘導形流量計に所属
する測定電極に直接接続されることは不利であることが
判明している。
【００１５】個々の点では本発明の信号処理回路を形成
し発展するために様々なやり方がある。これについては
請求項１に従属する請求項または有利な実施例の説明を
図面と関連して参照されたい。
し発展するために様々なやり方がある。これについては
請求項１に従属する請求項または有利な実施例の説明を
図面と関連して参照されたい。
【００１６】
【実施例】図面に有利な実施例の形態で示した信号処理
回路は、処理すべき信号としての差分電圧のための信号
処理回路例えば磁気誘導形流量計のための信号処理回路
である。
回路は、処理すべき信号としての差分電圧のための信号
処理回路例えば磁気誘導形流量計のための信号処理回路
である。
【００１７】これらの図に示した信号処理回路にまずプ
リアンプ１が所属している。図示の実施例には、このプ
リアンプ１の後段に接続されたＡ／Ｄ変換器２も示され
ている。
リアンプ１が所属している。図示の実施例には、このプ
リアンプ１の後段に接続されたＡ／Ｄ変換器２も示され
ている。
【００１８】本発明の信号処理回路に対してまず、プリ
アンプ１が差動増幅プリアンプであることが重要であ
る。このプリアンプ１は差動入力側と差動出力側とを有
する。
アンプ１が差動増幅プリアンプであることが重要であ
る。このプリアンプ１は差動入力側と差動出力側とを有
する。
【００１９】図に示した本発明による信号処理回路の実
施例では、プリアンプ１は全体として高域通過フィルタ
である。これにより本発明の信号処理回路にとって重要
なことが基本的に達成される。すなわちコモンモード信
号の強力な抑圧、ならびに差分信号中の測定周波数より
低い低周波成分の強力な抑圧が得られる。本発明ではプ
リアンプ１は差動増幅器であるため、このプリアンプ１
は２つの高域通過フィルタ３，４すなわち非反転信号路
のため高域通過フィルタと反転信号路のため高域通過フ
ィルタとを備えている。
施例では、プリアンプ１は全体として高域通過フィルタ
である。これにより本発明の信号処理回路にとって重要
なことが基本的に達成される。すなわちコモンモード信
号の強力な抑圧、ならびに差分信号中の測定周波数より
低い低周波成分の強力な抑圧が得られる。本発明ではプ
リアンプ１は差動増幅器であるため、このプリアンプ１
は２つの高域通過フィルタ３，４すなわち非反転信号路
のため高域通過フィルタと反転信号路のため高域通過フ
ィルタとを備えている。
【００２０】図１および２が示すように図示の実施例に
おいて、本発明の信号処理回路のプリアンプ１は２つの
入力結合コンデンサ５，６を有する。このプリアンプ１
のコモンモード信号に対する入力インピーダンスは、差
分信号に対する入力インピーダンスよりも高い。
おいて、本発明の信号処理回路のプリアンプ１は２つの
入力結合コンデンサ５，６を有する。このプリアンプ１
のコモンモード信号に対する入力インピーダンスは、差
分信号に対する入力インピーダンスよりも高い。
【００２１】２つの入力結合コンデンサ５，６の回避不
可能なトレランスにより、２つの信号路（１つは非反転
信号路であり、別の１つは反転信号路である）間に非対
称性が生じる。この非対称性により、コモンモード信号
によって（当然所望しないような）差分信号が形成され
る。冒頭に説明したように本発明の信号処理回路が磁気
誘導形流量計に関連して使用される場合はつねに、高い
コモンモードノイズが予想されるため、上記の影響（２
つの信号路間の非対称性は、コモンモード信号による差
分信号の形成に結び付く）を可能な限り抑圧しなければ
ならない。
可能なトレランスにより、２つの信号路（１つは非反転
信号路であり、別の１つは反転信号路である）間に非対
称性が生じる。この非対称性により、コモンモード信号
によって（当然所望しないような）差分信号が形成され
る。冒頭に説明したように本発明の信号処理回路が磁気
誘導形流量計に関連して使用される場合はつねに、高い
コモンモードノイズが予想されるため、上記の影響（２
つの信号路間の非対称性は、コモンモード信号による差
分信号の形成に結び付く）を可能な限り抑圧しなければ
ならない。
【００２２】上記の問題は、図１および２に示した本発
明の信号処理回路の実施例では次のようにして解決され
る。すなわちプリアンプ１は、２つのオペアンプ７，８
を有し、さらにこのオペアンプ７の入力側９，１０と、
オペアンプ８の入力側１１，１２と、入力結合コンデン
サ５，６との間に抵抗回路網１３を有し、この抵抗回路
網１３に２つのブートストラップされる主抵抗Ｒ1，
Ｒ1’が所属することによって解決される。入力結合コ
ンデンサ５，６の後段に設けられ、時定数の決定にも重
要な入力抵抗はそれぞれ、ブートストラップされる主抵
抗Ｒ1ないしはＲ1’であり、このブートストラップによ
って、実効入力抵抗が各々の主抵抗Ｒ1ないしはＲ1’の
本来の値によりも高くなる。
明の信号処理回路の実施例では次のようにして解決され
る。すなわちプリアンプ１は、２つのオペアンプ７，８
を有し、さらにこのオペアンプ７の入力側９，１０と、
オペアンプ８の入力側１１，１２と、入力結合コンデン
サ５，６との間に抵抗回路網１３を有し、この抵抗回路
網１３に２つのブートストラップされる主抵抗Ｒ1，
Ｒ1’が所属することによって解決される。入力結合コ
ンデンサ５，６の後段に設けられ、時定数の決定にも重
要な入力抵抗はそれぞれ、ブートストラップされる主抵
抗Ｒ1ないしはＲ1’であり、このブートストラップによ
って、実効入力抵抗が各々の主抵抗Ｒ1ないしはＲ1’の
本来の値によりも高くなる。
【００２３】図１および２に示した実施例では、抵抗回
路網１３に、主抵抗Ｒ1およびＲ1’の他にブートストラ
ップを実現する抵抗が所属しており、これらを以下では
補助抵抗Ｒ2，Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4と称する。
路網１３に、主抵抗Ｒ1およびＲ1’の他にブートストラ
ップを実現する抵抗が所属しており、これらを以下では
補助抵抗Ｒ2，Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4と称する。
【００２４】主抵抗Ｒ1，Ｒ1’および補助抵抗Ｒ2，
Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4は詳細には、図１および２に示
されているように配置され、接続されている。主抵抗Ｒ
1，Ｒ1’および補助抵抗Ｒ2，Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4
の配置および接続については、図１および２に明瞭に示
されており、当業者であれば容易に理解できるため、言
葉による説明は不要である。
Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4は詳細には、図１および２に示
されているように配置され、接続されている。主抵抗Ｒ
1，Ｒ1’および補助抵抗Ｒ2，Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4
の配置および接続については、図１および２に明瞭に示
されており、当業者であれば容易に理解できるため、言
葉による説明は不要である。
【００２５】図１および２に示された本発明の信号処理
回路の実施例に対して、一方では差分信号のためのブー
トストラップの大きさと、コモンモード信号のためのブ
ートストラップの大きさとが異なっており、他方では補
助抵抗Ｒ4が差分信号に対しては作用しないが、コモン
モード信号に対しては作用することが重要である。
回路の実施例に対して、一方では差分信号のためのブー
トストラップの大きさと、コモンモード信号のためのブ
ートストラップの大きさとが異なっており、他方では補
助抵抗Ｒ4が差分信号に対しては作用しないが、コモン
モード信号に対しては作用することが重要である。
【００２６】入力結合コンデンサ５，６の後段に設けら
れている入力抵抗に対しては、以下が成り立つ。
れている入力抵抗に対しては、以下が成り立つ。
【００２７】差分信号に対して Ｒin,dm＝Ｒ1・Ｒ2／Ｒ3＝Ｒ1・ｂdm コモンモード信号に対して Ｒin,cm＝Ｒ1・(Ｒ2＋(Ｒ1・２))／Ｒ3≒Ｒ1・ｂcm したがって差分信号に対して、実効入力抵抗は主抵抗Ｒ
1（ないしは主抵抗Ｒ1’）に対して係数ｂdm倍だけ増加
しており、一方コモンモード信号に対して係数ｂcm倍だ
け増加している。ここで補助抵抗Ｒ2を補助抵抗Ｒ3の１
０倍に選択すると、差分信号に作用する係数ｂcmの値は
１０である。ここでさらに補助抵抗Ｒ4を補助抵抗Ｒ2の
５０倍に選択すると、コモンモード信号に作用する係数
ｂcmの値は１０００である。
1（ないしは主抵抗Ｒ1’）に対して係数ｂdm倍だけ増加
しており、一方コモンモード信号に対して係数ｂcm倍だ
け増加している。ここで補助抵抗Ｒ2を補助抵抗Ｒ3の１
０倍に選択すると、差分信号に作用する係数ｂcmの値は
１０である。ここでさらに補助抵抗Ｒ4を補助抵抗Ｒ2の
５０倍に選択すると、コモンモード信号に作用する係数
ｂcmの値は１０００である。
【００２８】時定数に対しては次が成り立つ。
【００２９】 差分信号に対して ｔdm＝Ｃ1Ｒ1ｂdm コモンモード信号に対して ｔcm＝Ｃ1Ｒ1ｂcm ここでＣ1は、入力結合コンデンサ５の容量である。
【００３０】したがって差分信号に対する時定数は比較
的小さく、差分によるノイズはかなり良好に抑えること
ができる。これに対してコモンモード信号に対する時定
数は比較的大きく、したがってすでに説明した非対称性
例えば入力結合コンデンサ５，６での非対称性によっ
て、コモンモード信号により差分信号が形成されない。
上に数値によって示した実施例では、コモンモードの抑
圧は係数ｂcm／ｂdm倍だけ増加し、実施例では係数１０
０倍だけ増加する。
的小さく、差分によるノイズはかなり良好に抑えること
ができる。これに対してコモンモード信号に対する時定
数は比較的大きく、したがってすでに説明した非対称性
例えば入力結合コンデンサ５，６での非対称性によっ
て、コモンモード信号により差分信号が形成されない。
上に数値によって示した実施例では、コモンモードの抑
圧は係数ｂcm／ｂdm倍だけ増加し、実施例では係数１０
０倍だけ増加する。
【００３１】図２に示した本発明の信号処理回路が図１
に示した実施例と異なるのは、オペアンプ７，８の出力
側１４，１５と、反転入力１０，１２との間にさらにフ
ィードバック抵抗Ｒ5ないしはＲ5’がそれぞれ設けられ
ている点だけである。これらの抵抗によって一方では差
分信号に、また他方ではコモンモード信号に異なって作
用する増幅が実現される。
に示した実施例と異なるのは、オペアンプ７，８の出力
側１４，１５と、反転入力１０，１２との間にさらにフ
ィードバック抵抗Ｒ5ないしはＲ5’がそれぞれ設けられ
ている点だけである。これらの抵抗によって一方では差
分信号に、また他方ではコモンモード信号に異なって作
用する増幅が実現される。
【００３２】上記のようにＲ4＞Ｒ2＞Ｒ3の場合かつさ
らにＲ4＞Ｒ5＞Ｒ3の場合、増幅度に対して以下が成り
立つ。
らにＲ4＞Ｒ5＞Ｒ3の場合、増幅度に対して以下が成り
立つ。
【００３３】 差分信号の増幅度に対して Ｖdm＝Ｒ5／Ｒ2 コモンモード信号の増幅度に対して Ｖcm＝Ｒ5／（２・Ｒ2） 例えばＲ5がＲ2の５倍であれば、差分信号に対する増幅
度は５であるが、コモンモード信号に対する増幅度はわ
ずかに０．０５である。したがってコモンモードの増幅
度は差分信号の増幅度より明らかに小さく、このことは
コモンモードの抑圧にプラスに作用する。
度は５であるが、コモンモード信号に対する増幅度はわ
ずかに０．０５である。したがってコモンモードの増幅
度は差分信号の増幅度より明らかに小さく、このことは
コモンモードの抑圧にプラスに作用する。
【００３４】すでに説明したように、図に示した本発明
の信号処理回路の実施例に対して、プリアンプ１の後段
にＡ／Ｄ変換器２が接続されている。このＡ／Ｄ変換器
２は有利には差分入力側１６，１７を有する。現在では
集積回路素子として入手できる分解能の高いＡ／Ｄ変換
器は通例、差動入力側を有している。例えば米国Ａｎａ
ｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅ社のＡＤ変換器７７１５を参照さ
れたい。
の信号処理回路の実施例に対して、プリアンプ１の後段
にＡ／Ｄ変換器２が接続されている。このＡ／Ｄ変換器
２は有利には差分入力側１６，１７を有する。現在では
集積回路素子として入手できる分解能の高いＡ／Ｄ変換
器は通例、差動入力側を有している。例えば米国Ａｎａ
ｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅ社のＡＤ変換器７７１５を参照さ
れたい。
【００３５】図１および２に示した本発明の信号処理回
路の実施例では、プリアンプ１の前段に入力側差動増幅
器１８が示されている。図３の実施例にはこの入力側増
幅器が詳しく示されている。プリアンプ１の前段に接続
された入力側差動増幅器１８は例えば図示しない磁気誘
導形流量計の同様に図示しない測定電極と、プリアンプ
１との間のインピーダンス調整、増幅および濾波を実現
することができる。
路の実施例では、プリアンプ１の前段に入力側差動増幅
器１８が示されている。図３の実施例にはこの入力側増
幅器が詳しく示されている。プリアンプ１の前段に接続
された入力側差動増幅器１８は例えば図示しない磁気誘
導形流量計の同様に図示しない測定電極と、プリアンプ
１との間のインピーダンス調整、増幅および濾波を実現
することができる。
【００３６】図３に詳しく示した入力側増幅器１８には
２つのオペアンプ１９，２０、２つのフィードバック抵
抗２１，２２、２つのフィードバックコンデンサ２３，
２４、および（入力側に設けられた）結合コンデンサ２
５と結合抵抗２６とからなる直列回路が所属している。
オペアンプ１９，２０、フィードバック抵抗２１，２
２、フィードバックコンデンサ２３，２４、ならびに結
合コンデンサ２５および結合抵抗２６の配置、接続につ
いては図３に明瞭に示されており、当業者には容易に理
解できるため、言葉による説明は不要である。
２つのオペアンプ１９，２０、２つのフィードバック抵
抗２１，２２、２つのフィードバックコンデンサ２３，
２４、および（入力側に設けられた）結合コンデンサ２
５と結合抵抗２６とからなる直列回路が所属している。
オペアンプ１９，２０、フィードバック抵抗２１，２
２、フィードバックコンデンサ２３，２４、ならびに結
合コンデンサ２５および結合抵抗２６の配置、接続につ
いては図３に明瞭に示されており、当業者には容易に理
解できるため、言葉による説明は不要である。
【００３７】詳細に実施した入力側増幅器１８に対し
て、差分信号は１よりも大きな増幅度で、しかしコモン
モード信号は増幅度１で後段に供給される。ここで素子
のばらつきがコモンモード信号に対する増幅度に影響を
与えることはない。したがって入力側増幅器１８によ
り、さらにコモンモード信号抑圧が増加する。詳しく説
明したプリアンプ１および差動入力側１６，１７を有す
るＡ／Ｄ変換器２とに関連して、このことは全体的にと
りわけプラスに作用する。
て、差分信号は１よりも大きな増幅度で、しかしコモン
モード信号は増幅度１で後段に供給される。ここで素子
のばらつきがコモンモード信号に対する増幅度に影響を
与えることはない。したがって入力側増幅器１８によ
り、さらにコモンモード信号抑圧が増加する。詳しく説
明したプリアンプ１および差動入力側１６，１７を有す
るＡ／Ｄ変換器２とに関連して、このことは全体的にと
りわけプラスに作用する。
【００３８】フィードバック抵抗２１，２２をＲ6で、
フィードバックコンデンサ２３，２４をＣ2で、結合コ
ンデンサ２５をＣ3で、さらに結合抵抗２６をＲ7で表す
と、差分信号の増幅度に対しては、 Ｖdm＝１＋２Ｒ6／Ｒ7 が、また時定数に対しては、 ｔTP＝Ｒ6Ｃ3 ないしは ｔHP＝Ｒ7Ｃ3 が成立する。
フィードバックコンデンサ２３，２４をＣ2で、結合コ
ンデンサ２５をＣ3で、さらに結合抵抗２６をＲ7で表す
と、差分信号の増幅度に対しては、 Ｖdm＝１＋２Ｒ6／Ｒ7 が、また時定数に対しては、 ｔTP＝Ｒ6Ｃ3 ないしは ｔHP＝Ｒ7Ｃ3 が成立する。
【図１】本発明の信号処理回路の第１実施例を示す図で
ある。
ある。
【図２】本発明の信号処理回路の第２実施例を示す図で
ある。
ある。
【図３】本発明の信号処理回路の第３実施例を示す図で
ある。
ある。
１ プリアンプ ２ Ａ／Ｄ変換器 ３，４ 高域通過フィルタ ５，６ 入力結合コンデンサ ７，８ オペアンプ ９，１０ オペアンプ７の入力側 １１，１２ オペアンプ８の入力側 １３ 抵抗回路網 １４，１５ オペアンプの出力側 １６，１７ Ａ／Ｄ変換器差分入力側 １８ 差動入力増幅器 １９，２０ オペアンプ ２１，２２ フィードバック抵抗 ２３，２４ フィードバックコンデンサ ２５ 結合コンデンサ ２６ 結合抵抗 Ｒ1，Ｒ1’ 主抵抗 Ｒ2，Ｒ2’，Ｒ3，Ｒ3’，Ｒ4，Ｒ4’ 補助抵抗
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 390009494 Ｌｕｄｗｉｇ−Ｋｒｏｈｎｅ−ＳｔｒａＢ ｅ５，Ｄ−47058 Ｄｕｉｓｂｕｒｇ，Ｂ ＲＤ
Claims (8)
- 【請求項１】 少なくとも１つのプリアンプ（１）を有
する、処理すべき信号としての差分電圧のための信号処
理回路において、 前記プリアンプ（１）は差動プリアンプであることを特
徴とする差分電圧のための信号処理回路。 - 【請求項２】 プリアンプ（１）は差動入力側と差動出
力側とを有する請求項１に記載の信号処理回路。 - 【請求項３】 プリアンプ（１）は、２つの高域通過フ
ィルタ（３，４）を有する請求項１または２に記載の信
号処理回路。 - 【請求項４】 プリアンプ（１）は入力側に２つの入力
結合コンデンサ（５，６）を有する請求項１から３まで
のいずれか１項に記載の信号処理回路。 - 【請求項５】 プリアンプ（１）のコモンモード信号に
対する入力インピーダンスは、差分信号に対する入力イ
ンピーダンスよりも高い請求項１から４までのいずれか
１項に記載の信号処理回路。 - 【請求項６】 プリアンプ（１）は、２つのオペアンプ
（７，８）を有しており、さらに該オペアンプ（７，
８）の入力側（９，１０，１１，１２）と前記入力結合
コンデンサ（５，６）との間に抵抗回路網（１３）を有
しており、該抵抗回路網（１３）に、ブートストラップ
される２つの主抵抗（Ｒ1，Ｒ1’）が所属している請求
項４または５に記載の信号処理回路。 - 【請求項７】 プリアンプ（１）の後段に接続されたＡ
／Ｄ変換器（２）を有しており、 該Ａ／Ｄ変換器（２）は差動入力側（１６，１７）を有
する請求項１から６までのいずれか１項に記載の信号処
理回路。 - 【請求項８】 プリアンプ（１）の前段に入力側差動増
幅器（１８）が接続されている請求項１から７までのい
ずれか１項に記載の信号処理回路。
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19906004A DE19906004A1 (de) | 1999-02-15 | 1999-02-15 | Signalverarbeitungsschaltung für eine Differenzspannung, insbesondere für ein magnetisch-induktives Durchflußmeßgerät |
| DE19906004.5 | 1999-02-15 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000310549A true JP2000310549A (ja) | 2000-11-07 |
| JP4625154B2 JP4625154B2 (ja) | 2011-02-02 |
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|---|---|---|---|
| JP2000037037A Expired - Fee Related JP4625154B2 (ja) | 1999-02-15 | 2000-02-15 | 差分電圧のための信号処理回路 |
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| EP (1) | EP1030168B1 (ja) |
| JP (1) | JP4625154B2 (ja) |
| AT (1) | ATE412166T1 (ja) |
| DE (2) | DE19906004A1 (ja) |
| DK (1) | DK1030168T3 (ja) |
Cited By (1)
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| JP2018077118A (ja) * | 2016-11-09 | 2018-05-17 | アズビル株式会社 | 電磁流量計 |
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| DE102005018179A1 (de) * | 2005-04-19 | 2006-10-26 | Krohne Messtechnik Gmbh & Co. Kg | Verfahren zum Betrieb eines Meßgeräts |
| WO2009036989A1 (en) * | 2007-09-21 | 2009-03-26 | Inphynix | Physical quantity measuring unit and sensor for non-contact electric or magnetic field measurements |
| DE102007053222A1 (de) | 2007-11-06 | 2009-05-07 | Endress + Hauser Flowtec Ag | Vorrichtung und Verfahren zur Signalverarbeitung von Spannungssignalen von Elektroden eines magnetisch induktiven Durchflussmessgeräts |
| EP2823512B1 (en) * | 2012-03-07 | 2016-10-05 | Crocus Technology Inc. | Magnetic logic units configured to measure magnetic field direction |
| DE102012106926A1 (de) | 2012-07-30 | 2014-05-15 | Endress + Hauser Flowtec Ag | Meßelektronik sowie damit gebildetes Meßsystem |
| DE102012016404B4 (de) * | 2012-08-21 | 2021-08-05 | Krohne Ag | Magnetisch-induktives Durchflussmessgerät mit einer Mehrzahl von Funktionseinheiten |
| DE102014219943B4 (de) * | 2014-10-01 | 2017-03-30 | Siemens Healthcare Gmbh | Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von Gleichtaktstörsignalen bei der Messung von bioelektrischen Signalen |
| US9455733B1 (en) * | 2015-03-30 | 2016-09-27 | Broadcom Corporation | System and method for spread spectrum ADC noise reduction |
| CN105429600A (zh) * | 2015-11-13 | 2016-03-23 | 安徽朗格暖通设备有限公司 | 一种信号增强电路及信号增强装置 |
| DE102016122914B4 (de) | 2015-11-30 | 2022-02-24 | Analog Devices International Unlimited Company | Vorrichtung und Verfahren zum Bereitstellen eines Erregungsstroms an einem elektromagnetischen Flusssensor |
| CN111022276B (zh) * | 2019-12-27 | 2021-03-12 | 哈尔滨工业大学 | 一种霍尔效应推力器低频振荡抑制外回路 |
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| GB1052412A (ja) | 1900-01-01 | |||
| FR1392661A (fr) * | 1964-02-06 | 1965-03-19 | Cie Generale D Electronique In | Perfectionnements aux débitmètres électromagnétiques |
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1999
- 1999-02-15 DE DE19906004A patent/DE19906004A1/de not_active Ceased
-
2000
- 2000-01-29 EP EP00101840A patent/EP1030168B1/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-01-29 AT AT00101840T patent/ATE412166T1/de not_active IP Right Cessation
- 2000-01-29 DK DK00101840T patent/DK1030168T3/da active
- 2000-01-29 DE DE50015413T patent/DE50015413D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-14 US US09/504,009 patent/US6693486B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-02-15 JP JP2000037037A patent/JP4625154B2/ja not_active Expired - Fee Related
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