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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine stromsparende differenzielle
Breitbandtreiberschaltung, welche insbesondere als Leitungstreiberschaltung
für die
Datenübertragung über Zweidrahttelefonleitungen
nach einem xDSL-Verfahren einsetzbar ist.
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An
Treiberschaltungen für
xDSL-Anwendungen werden besonders hohe Linearitäts- und Bandbreitenanforderungen
gestellt, um über
Zweidrahttelefonleitungen ein großes Datenvolumen mit geringer Fehlerrate
zu übertragen.
Dazu werden häufig
bekannte Schaltungsanordnungen für
Operationsverstärker,
wie sie beispielsweise in U. Tietze, Ch. Schenk, Halbleiterschaltungstechnik,
Springer Verlag, Heidelberg, ISBN 3-540-42849-6, in Kapitel 5, Seiten 491–596 beschrieben
sind, in schnellen komplementären
bipolaren Technologien und BiCMOS Technologien ausgeführt.
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Beispielsweise
ist in der
EP 0 994
610 A2 eine Treiberschaltung für eine DSL-Anwendung beschrieben,
bei der zwei differentielle Operationsverstärker zur einem nicht-invertierenden
Leitungstreiber verschaltet sind. Dabei wird eine synthetisierte Impedanz
mittels Rückkopplungswiderständen an eine
DSL-Leitungsimpedanz angepasst.
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Eine
besondere Herausforderung besteht darin, die jeweilige Verlustleistung
von Treiberschaltungen, welche zu verstärkende differenzielle Datensignale
in eine Zweidrahttelefonleitung treiben, verlustleistungsarm auszuführen. Dies
ist bei zu übertragenden
xDSL-Signalen besonders schwierig, da deren Crest-Faktor von typischerweise
5,2 bis 6,8 relativ hoch ist.
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Der
Crest-Faktor bezeichnet den Spitzenwert einer Wellenform, dividiert
durch die Effektivspannung der Wellenform. Die Ef fektivspannung bzw.
der Effektivwert ist diejenige Gleichspannung, welche in einem Verbraucher
dieselbe Leistung herruft, wie die (unregelmäßige) Wechselspannungswellenform.
Beispielsweise hat ein Sinus-Wechselspannungssignal einen Crest-Faktor
von 1,4. Da xDSL-Signale Wechselspannungen bis 30 MHz und sehr unregelmäßige Wellenform
aufweisen, liegt deren Crest-Faktor entsprechend hoch.
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Eine
entsprechende Treiberschaltung für xDSL-Signale
muss daher so ausgelegt sein, dass auftretende Spitzenwerte des
zu verstärkenden
Datensignals auch zuverlässig
verstärkt
werden. Dies bedeutet, dass beispielsweise bei Leitungstreibern mit
Verstärkerstufen
vom Typ A ein jeweiliger Bias-Strom für die Verstärkerstufen so groß gewählt werden
muss, dass auftretende Spitzenwerte, welche auch nur mit einer sehr
geringen Wahrscheinlichkeit von ca. 10–7 auftreten
können,
zuverlässig
verstärkt
ausgegeben werden können.
Ein derart hoch vorgehaltener ständiger
Bias-Strom führt
daher zu einer ungewünscht
hohen Verlustleistung der Treiberschaltung.
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Um
die Verlustleistung zu verringern, wurden in der Vergangenheit Vorschläge gemacht,
wie beispielsweise in "A
744 mW Adaptive Supply Full-Rate ADSL CO Driver", ISSCC 2002, J. W. Pierdomenico, S.
Wurcer, B. Day. Dort wurde vorgeschlagen, im Bedarfsfall, also bei
auftretenden Spitzenwerten des zu übertragenden Signals die benötigte Betriebsspannung
der eingesetzten Verstärkerstufen
bzw. Operationsverstärker
zu erhöhen.
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Eine
entsprechende Schaltungsanordnung nach dem Stand der Technik zeigt
die 3. Die Schaltungsanordnung LD dient dem Verstärken eines
differenziellen Eingangssignals IN+, IN– in ein differenzielles Ausgangssignal
OUT+, OUT–.
Dazu sind zwei Treiberverstärker
DA1, DA2 vorgesehen, mit jeweils einem invertierenden und nicht-invertierenden
Eingang N, NI und einem Ausgang A. Die jeweiligen Ausgänge A sind über Rückkopplungswiderstände R1,
R3 an die jeweiligen invertierenden Eingänge N verbunden. Ferner ist
zwischen den nicht-invertierenden Eingängen N ein dritter Rückkopplungswiderstand
R2 geschaltet.
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An
die nicht-invertierenden Eingänge
NI sind die jeweiligen Signale IN+, IN– des differenziellen Eingangssignals
IN+, IN– zugeführt. Ferner
weisen die beiden Treiberverstärker
DA1 jeweils Versorgungsspannungsanschlüsse V1, V2 auf, an die Versorgungsspannungspotenziale
VCCP, VEEP angelegt sind. Die Versorgungsspannungspotenziale VCCP,
VEEP sind von einer Spitzenspannungsversorgung SOP geliefert, die
selbst an Standardversorgungsspannungen VCC, VEE angekoppelt ist.
Die Standardversorgungsspannung VCC, VEE spricht dabei beispielsweise
VCC = 6 V, VEE = –6
V. Außerdem
ist der Spitzenspannungsversorgung SOP das differenzielle Eingangssignal
IN+, IN– zugeführt.
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Von
der Spitzenspannungsversorgung SOP wird überwacht, ob in dem Eingangssignal
IN+, IN– Spannungsspitzen
auftreten. Falls dies der Fall ist, erzeugt die Spitzenspannungsversorgung
gegenüber
den Standardversorgungsspannungen VCC, VEE erhöhte Versorgungsspannungspotenziale
VCCP, VEEP, welche an die Treiberverstärker DA1, DA2 geführt sind.
Dadurch ist gewährleistet,
dass auch Signalspitzenwerte zuverlässig in das differenzielle Ausgangssignal
OUT+, OUT– übertragen
werden. Zur Bereitstellung der erhöhten Versorgungsspannung VCCP,
VEEP sind in der Spitzenspannungsversorgung SOP Ladungspumpen vorgesehen.
Nachteilig bei der Schaltung nach dem Stand der Technik gemäß der 3 ist
insbesondere der erhöhte
Schaltungsaufwand durch die Spitzenspannungsversorgung SOP und vernachlässigte Linearitätsanforderungen.
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Ein
weiteres Problem bei der Verstärkung von
xDSL-Signalen besteht darin, dass zum Zeitpunkt eines Spitzenwertes
die schnellsten Signaltransienten auftreten. An jedem internen Leitungsknoten,
beispielsweise an den Eingängen
von Operationsverstärkern,
treten herstellungsbedingt parasitäre Kapazi täten auf, welche zumeist nichtlinear
sind. Das bedeutet, dass bei hohen internen Spannungs- bzw. Signalhüben auf
Grund dieser Nichtlinearitäten Signalverzerrungen
erzeugt werden.
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Es
ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine stromsparende
diefferentiele Breitbandtreiberschaltung zu schaffen, welche eine
niedrige Verlustleistung aufweist und zur Vermeidung von Signalverzerrungen
durch parasitäre
nichtlineare Kapazitäten
möglichst
geringe interne Signalhübe
aufweist.
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Diese
Aufgabe wird durch eine stromsparende differenzielle Breitbandtreiberschaltung
mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.
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Demgemäß ist eine
Breitbandtreiberschaltung mit einem differenziellen Eingangsverstärker zum
Verstärken
eines differenziellen Eingangssignals in ein erstes Zwischensignal
und ein zweites Zwischensignal des differenziellen Zwischensignals vorgesehen.
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Es
ist ein erster Transimpedanzverstärker, der einen invertierenden
Eingang, einen nicht-invertierenden Eingang und einen Ausgang aufweist,
vorgesehen, wobei an dem nichtinvertierenden Eingang das erste Zwischensignal
anliegt und der Ausgang über
einen ersten Rückkopplungswiderstand
zur Stromgegenkopplung an den invertierenden Eingang des ersten
Transimpedanzverstärkers
angeschlossen ist.
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Ferner
ist ein zweiter Transimpedanzverstärker vorgesehen, der einen
invertierenden Eingang, einen nicht-invertierenden Eingang und einen
Ausgang aufweist, wobei an dem nichtinvertierenden Eingang das zweite
Zwischensignal anliegt und der Ausgang über einen ersten Rückkopplungswiderstand
zur Stromgegenkopplung an den invertierenden Eingang des zweiten
Transimpedanzverstärkers angeschlossen
ist.
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Dabei
ist außerdem
ein dritter Rückkopplungswiderstand
zwischen den invertierenden Ausgängen
des ersten und des zweiten Transimpedanzverstärkers zur Einstellung des Verstärkungsfaktors der
Breitbandtreiberschaltung vorgesehen, und es ist ein verstärktes differenzielles
Ausgangssignal an den Ausgängen
der beiden Transimpedanzverstärker
abgreifbar.
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Zur
Spannungsgegenkopplung ist ein erster weiterer Rückkopplungswiderstand zwischen
dem Ausgang des zweiten Transimpedanzverstärkers und einem nicht-invertierenden
Eingang des differenziellen Eingangsverstärkers geschaltet, und es ist
ein zweiter weiterer Rückkopplungswiderstand
zwischen dem Ausgang des ersten Transimpedanzverstärkers und
einem invertierenden Eingang des differenziellen Eingangsverstärkers geschaltet.
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Eine
der Erfindung zugrundeliegende Idee besteht insbesondere darin,
als Ausgangstreiberstufe in Stromgegenkopplung betriebene Transimpedanzverstärker mit
einem differenziellen Eingangsverstärker zu kombinieren. Durch
die Stromgegenkopplung an die nicht-invertierenden Eingänge ist durch
die Dimensionierung der Rückkopplungswiderstände dessen
Verstärkungsfaktor
ohne Bandbreitenverlust einstellbar. Bei üblichen spannungsgegengekoppelten
Verstärkerstufen
wird indes die Bandbreite kleiner. Die erfindungsgemäß eingesetzten stromgegengekoppelten
Transimpedanzverstärker ermöglichen
es, den Signalhub zwischen dem ersten und zweiten Zwischensignal
somit besonders niedrig zu halten.
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Mittels
der Spannungsgegenkopplung und gegebenenfalls weiterer Rückkopplungs-
und Synthetisierwiderstände
wird neben der aus der Stromgegenkopplung aufgebauten Regelschleife
eine weitere äußere Regelschleife
zur Einstellung der Verstärkung
des differenziellen Eingangsverstärkers vorgenommen. Dies hat
den Vorteil, dass sich durch den Abgleich der Rückkopplungswiderstände der Verstärkungsfaktor
der gesamten Breitbandtreiberschaltung einstellen lässt, wobei
der erste, zweite und dritte Rückkopplungswiderstand
der Verstärkungseinstellung
der Transimpedanzverstärker
dient und so die an Ausgängen
des differenziellen Eingangsverstärkers anliegenden Signalhübe vorteilhaft einstellbar
bzw. reduzierbar sind. Außerdem
ist eine Synthetisierung der Ausgangsimpedanz der Breitbandtreiberschaltung über ein
derartiges Widerstandnetzwerk möglich.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
ist jeweils ein Eingangspufferverstärker zum Treiben des ersten
und zweiten Zwischensignals dem nicht-invertierenden Eingang des
ersten Transimpedanzverstärkers
und dem nicht-invertierenden Eingang des zweiten Transimpedanzverstärkers vorgeschaltet.
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Es
ist ferner von Vorteil, dass jeweils ein Ausgangspufferverstärker zum
Treiben des Ausgangssignals dem Ausgang des ersten und dem Ausgang des
zweiten Transimpedanzverstärkers
nachgeschaltet ist. Durch entsprechende Pufferverstärker wird
die mögliche
Ausgangsstromstärke
der Breitbandtreiberschaltung erhöht. Es ist dabei insbesondere
von Vorteil, wenn die Eingangs- und/oder Ausgangspufferverstärker einen
Verstärkungsfaktor
von Eins aufweisen. Durch den Einsatz von Pufferverstärkern wird
ermöglicht,
auch besonders hohe Lasten an einer an den Ausgängen der Schaltung anliegenden
Zweidrahtleitung zu treiben. Die Eingangspufferverstärker dienen
dabei zur Ansteuerung der Transimpedanzverstärker.
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In
einer Ausführungsform
der Breitbandtreiberschaltung liegen an Ausgängen des differenziellen Eingangsverstärkers parasitäre nicht-lineare Kondensatoren
vor. Es ist dann von besonderem Vorteil, dass die Rückkopplungswiderstände zur
Verstärkungseinstellung
der Breitbandtreiberschaltung derart dimensioniert sind, dass der
Spannungshub des differenziellen Zwischensignals im Wesentlichen niedriger
ist als der Spannungshub einer Versorgungsspannung der Breitbandtreiberschaltung. Durch
diese erfindungsgemäße Maßnahme wird
eine besonders lineare Breitbandtreiberschaltung über einen
großen
Aussteuerbereich und eine große
Frequenzbandbreite erreicht.
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Gemäß noch einer
bevorzugten Weiterbildung der Breitbandtreiberschaltung ist eine
dynamische Bias-Steuereinrichtung vorgesehen, welche in Abhängigkeit
des differenziellen Ausgangssignals einen Bias-Strom des ersten
und/oder zweiten Transimpedanzverstärkers steuert. Dabei ist es
von besonderem Vor teil, wenn die Bias-Steuereinrichtung über Ankoppelkondensatoren
an die Ausgänge
der beiden Transimpedanzverstärker
gekoppelt ist, wobei die Bias-Steuereinrichtung bei einem ansteigenden
Spannungshub des differenziellen Ausgangssignals der Breitbandtreiberschaltung
die Bias-Ströme der
beiden Transimpedanzverstärker
erhöht.
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Die
Bias-Steuereinrichtung ermöglicht
es also, solange keine Eingangssignalspitzenwerte vorliegen, welche
durch die Breitbandtreiberschaltung übertragen werden müssen, dass
die entsprechenden Bias-Ströme
für die
Transimpedanzverstärker
einen verhältnismäßig niedrigen
Wert aufweisen. Sobald die Bias-Steuereinrichtung
jedoch einen ansteigenden Spannungshub erkennt, werden die Bias-Ströme erhöht, um so
zuverlässig
auch eine Übertragung
bzw. ein Treiben des Spitzenwertes des Eingangssignals zu gewährleisten.
Die Bias-Steuereinrichtung führt
daher zu einer verbesserten Verlustleistung der Gesamt-Breitbandtreiberschaltung.
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Es
ist von besonderem Vorteil, wenn der differenzielle Eingangsverstärker als
Typ AB-Verstärker ausgeführt ist.
Besonders die Kombination eines Typ AB-Verstärkers mit den stromgegengekoppelten Transimpedanzverstärkern liefert
eine Breitbandtreiberschaltung, deren Leistungsaufnahme bei hoher Signalbandbreite
besonders gering ist und die ein besonders lineares Signalverhalten
zeigt.
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In
einer bevorzugten Ausführungsform
sind die Rückkopplungswiderstände derart
dimensioniert, dass die synthetisierte Ausgangsimpedanz der Breitbandtreiberschaltung
im Wesentlichen die Impedanz der an die Ausgänge angeschlossenen Last, insbesondere
100 Ohm beträgt.
Mit einer 56 Ohm Ausgangsimpedanz sind beispielsweise unter Verwendung
eines Standard 4:3 Einkoppeltransformators Signale auf 100 Ohm Zweidrahtleitungen
zu übertragen.
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In
noch einer bevorzugten Ausführungsform ist
der erste, zweite und dritte Rückkopplungswiderstand
derart dimensioniert, dass der Verstärkungsfaktor der die beiden
Transimpedanzverstärker
umfassenden differenziellen Verstärkungsstufe größer ist
als Eins. Eine derartige Dimensionierung erlaubt auf Grund der Stromgegenkopplung
einen besonders niedrigen Signalhub des differenziellen Zwischensignals,
wodurch eventuelle parasitäre
Kapazitäten
weniger kritisch die Linearität
der Breitbandtreiberschaltung beeinflussen.
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Ferner
ist die Breitbandstreiberschaltung vorzugsweise vollständig integriert
ausgeführt,
um AC-Stabilitätsprobleme
möglichst
auszuschließen.
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Weitere
vorteilhafte Ausgestaltungen oder Weiterbildungen der Erfindung
sind Gegenstand der Unteransprüche
und der folgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme
auf die beigelegten Figuren.
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Es
zeigt dabei die
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1:
ein Blockschaltbild einer Breitbandtreiberschaltung;
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2:
ein Blockschaltbild einer Weiterbildung der erfindungsgemäßen Breitbandtreiberschaltung;
und
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3:
eine Treiberschaltung nach dem Stand der Technik.
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In
den Figuren sind, sofern nichts anderes angegeben ist, funktionsgleiche
Elemente mit denselben Bezugszeichen versehen worden.
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In
der 1 ist eine stromsparende differenzielle Breitbandtreiberschaltung 1 dargestellt.
Die Breit bandtreiberschaltung 1 weist ein Eingangspaar 2, 3 zum
Einkoppeln eines differenziellen Eingangssignals IN+, IN– und ein
Ausgangspaar 4, 5 zum Auskoppeln eines getriebenen
differenziellen Ausgangssignals OUT+, OUT– auf.
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Es
ist ein differenzieller Eingangsverstärker 6 mit einem nicht-invertierenden
Eingang 7, einem invertierenden Eingang 8, einem
invertierenden Ausgang 9 und einem nichtinvertierenden
Ausgang 10 vorgesehen, wobei dem nichtinvertierenden Eingang 7 ein
erstes Eingangssignal IN+ und dem invertierenden Eingang 8 ein
zweites Eingangssignal IN– des differenziellen
Eingangssignals IN+, IN– zugeführt ist.
Der Eingangsverstärker
ist vorzugsweise als Klasse AB-Verstärker ausgeführt, welcher
besonders stromsparend ist, da beispielsweise gegenüber Klasse
A-Verstärkern
der Ruhestrom bzw. Bias-Strom reduziert ist.
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Es
ist eine zweite Verstärkerstufe 11 mit
einem ersten Transimpedanzverstärker 12 und
einem zweiten Transimpedanzverstärker 13 vorgesehen. Die
Transimpedanzverstärker 12, 13 weisen
jeweils einen nicht-invertierenden Eingang 14, 15 und
einen invertierenden Eingang 16, 17 sowie einen
Ausgang 18, 19 auf. Die Ausgänge 18, 19 der
beiden Transimpedanzverstärker 12, 13 sind
jeweils an die Ausgänge 4,5 der
Breitbandtreiberschaltung 1 verbunden.
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Es
ist ein erster Rückkopplungswiderstand 26 zwischen
dem Ausgang 24 des ersten Ausgangspufferverstärkers 20 und
dem nicht-invertierenden Eingang 16 des ersten Transimpedanzverstärkers 12 verbunden.
Es ist ein zweiter Rückkopplungswiderstand 27 zwischen
dem Ausgang 25 des zweiten Ausgangspufferverstärkers 21 und
dem nicht-invertierenden Eingang 17 des zweiten Transimpedanzverstärkers 13 geschaltet.
Ferner ist ein dritter Rückkopplungswiderstand
zwischen den nichtinvertierenden Eingängen 16, 17 der
beiden Transimpedanzverstärker 12, 13 verbunden.
Das Verhältnis
des Widerstandswertes der gleich dimensionierten ersten und zweiten
Rück kopplungswiderstände 26, 27 mit
dem Widerstandswert des dritten Rückkopplungswiderstandes 28 bestimmt
dabei den Verstärkungsfaktor.
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Der
invertierende Ausgang 9 des differenziellen Eingangsverstärkers 6 ist
an den nicht-invertierenden Eingang 14 des ersten Transimpedanzverstärkers 12 verbunden.
Der nicht-invertierende
Ausgang 10 des differenziellen Eingangsverstärkers 6 ist an
den nicht-invertierenden Eingang 15 des zweiten Transimpedanzverstärkers 13 verbunden.
An den Ausgängen 9, 10 des
differenziellen Eingangsverstärkers 6 liegen
herstellungsbedingt parasitäre
Kapazitäten,
welche hier als Kondensatoren 29, 30 dargestellt
sind. Die Kapazitäten
können
beispielsweise durch Sperrschichtkapazitäten hervorgerufen sein, deren
nichtlineare Eigenschaften zunehmen, je näher ein Angelegtes Potenzial
an einem Versorgungsspannungspotenzial des jeweiligen integrierten
Bausteins liegt. Daher sind Spannungshübe des Zwischensignals Z1+,
Z1– erwünscht, die
erheblich niedriger sind als ein Versorgungsspannungshub.
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Die
beiden Ausgänge 9, 10 des
differenziellen Eingangsverstärkers 6 sind
also über
diese nicht-linearen Kondensatoren 29, 30 an Masse
GND gelegt.
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Die
gesamte Breitbandtreiberschaltung 1 ist vollständig integriert
ausführbar,
wobei insbesondere die intern integrierte Ausführung der Rückkopplungswiderstände 26, 27, 28 dann
kaum Stabilitätsprobleme
im Hochfrequenzbereich hervorrufen können.
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Der
hier als Klasse AB-Verstärker
vorgesehene differenzielle Eingangsverstärker 6 kann mit einem
besonders niedrigen Bias-Strom
(hier nicht dargestellt) versorgt werden, wie auch die Transimpedanzverstärker 12, 13.
Die Verstärkungseinstellung über den
Stromgegenkopplungsregelkreis erlaubt gegenüber spannungsgegengekoppelten
Verstärkeranordnungen
eine erheblich größere Bandbreite.
Außerdem
genügt
stromgegengekoppel ten Verstärkungsstufen 11 ein
verhältnismäßig geringer
Eingangssignalspannungshub, also ein Signalhub der Zwischensignale
Z1–, Z1+.
Dies wiederum wirkt sich vorteilhaft auf mögliche negative Einflüsse durch
die nicht-linearen parasitären
Kapazitäten 29, 30 aus. Somit
kann der durch den differenziellen Eingangsverstärker 6 erzeugte Signalhub
der Zwischensignale Z1–,
Z1+ niedrig eingestellt werden, wodurch insgesamt eine besonders
lineare Verstärkung
der Breitbandtreiberschaltung 1 erfolgt.
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In
der 2 ist eine Weiterbildung der erfindungsgemäßen Breitbandtreiberschaltung 100 gezeigt.
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Die
Weiterbildung der Breitbandtreiberschaltung 100 weist im
Wesentlichen dieselben Elemente wie die in der 1 dargestellte
Breitbandtreiberschaltung 1 auf, wobei den Ausgängen 18, 19 der Transimpedanzverstärker 12, 13 jeweils
ein Ausgangspufferverstärker 20, 21 nachgeschaltet
ist. Die Ausgangspufferverstärker 20, 21 weisen
jeweils einen Eingang 22, 23 und einen Ausgang 24, 25 auf, und
die Ausgänge 24, 25 sind
an die Ausgänge 4, 5 der
Breitbandtreiberschaltung 1 verbunden.
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Das
Eingangssignal IN+, IN– ist über Einkopplungswiderstände 40, 41,
die zwischen die Eingänge 2, 3 des
Breitbandtreibers 100 und die Eingänge 7, 8 des
differenziellen Eingangsverstärkers 6 geschaltet
sind, an den differenziellen Eingangsverstärker geführt.
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Ferner
ist zwischen dem Ausgang 24 des ersten Ausgangspufferverstärkers 20 und
dem ersten Ausgang 4 der Schaltungsanordnung 100 ein
erster Synthetisierungswiderstand 42 und zwischen dem Ausgang 25 des
zweiten Ausgangspufferverstärkers 21 und
dem zweiten Ausgang 5 der Schaltungsanordnung 100 ein
zweiter Synthetisierungswiderstand 43 geschaltet.
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Zwischen
dem nicht-invertierenden Eingang 7 des Eingangsverstärkers 6 und
dem zweiten Ausgang 5 der Schaltung 100 ist ein
erster weiterer Rückkopplungswiderstand 31 verbunden,
zwischen dem invertierenden Eingang 8 des differenziellen Eingangsverstärkers 6 und
dem ersten Ausgang 4 der Breitbandtreiberschaltung 100 ist
ein zweiter weiterer Rückkopplungswiderstand 32 verbunden.
Ein dritter und vierter weiterer Rückkopplungswiderstand 44, 45 ist
zwischen dem Ausgang 24 des ersten Ausgangspufferverstärkers 20 und
dem nichtinvertierenden Eingang 7 des Eingangsverstärkers 6 und
zwischen dem Ausgang 25 des zweiten Ausgangspufferverstärkers 21 und
dem invertierenden Eingang 8 des Eingangsverstärkers 6 verbunden.
Die Synthetisier- und Rückkopplungswiderstände bestimmen
die Impedanz der Breitbandtreiberschaltung 100.
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Es
ist außerdem
eine dynamische Bias-Steuereinrichtung 33 vorgesehen, die über einen ersten
und zweiten Ankoppelkondensator 34, 35 an die
Ausgänge 24, 25 des
ersten Ausgangspufferverstärkers 20 und
des zweiten Ausgangspufferverstärkers 21 gekoppelt
ist. Die dynamische Bias-Steuereinrichtung 33 ist somit
kapazitiv an die Ausgangssignale OUT+, OUT– der Breitbandtreiberschaltung 100 gekoppelt.
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Die
dynamische Steuereinrichtung 35 steuert über geeignete
Steuersignale 36, 37 die Bias-Ströme der Transimpedanzverstärker 12, 13 und optional
die entsprechenden Bias-Ströme
der Ausgangspufferverstärker 20, 21.
Dies erfolgt derart, dass bei besonders großen Signalhüben bzw. schnell ansteigenden
Ausgangssignalen OUT+ und OUT– der
entsprechende Bias-Strom
für die
Transimpedanzverstärker 12, 13 erhöht wird.
Dadurch ist gewährleistet,
dass im normalen Betrieb, also in Zeitabschnitten in denen das differenzielle
Eingangssignal IN+, IN– einen
niedrigeren Crest-Faktor aufweist, ein verhältnismäßig niedriger Bias-Strom für die Transimpedanzverstärker 12, 13 gesteuert
wird. Dadurch ist die Leistungsaufnahme der Breitbandtreiberschaltung 100 weiter
verringert.
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Mittels
der beiden weiteren Rückkopplungswiderstände 31, 32 wird
eine äußere Regelschleife realisiert,
wodurch der Verstärkungsfaktor
der Breitbandtreiberschaltung bestimmt wird.
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In
der Weiterbildung der Breitbandtreiberschaltung 100 ist
ferner ein Eingangspufferverstärker 38, 39 jeweils
zwischen dem invertierenden Ausgang 9 des Eingangsverstärkers 6 und
dem nicht-invertierenden Eingang 14 des ersten Transimpedanzverstärkers 12 sowie
zwischen dem nicht-invertierenden Ausgang 10 des differenziellen
Eingangsverstärkers 6 und
dem nicht-invertierenden Eingang 17 des zweiten Transimpedanzverstärkers 13 geschaltet.
Die beiden (optionalen) Eingangspufferverstärker 38, 39 dienen
der verbesserten Ansteuerung der Transimpedanzverstärker 12, 13.
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Erfindungsgemäß werden
somit zwei Regelschleifen ineinander verschachtelt. Zum einen liefern die
stromgegengekoppelten Transimpedanzverstärker 12, 13 auch
wegen ihrer hochohmigen Ausgänge 18, 19 eine
stromsparende Verstärkung
der Zwischensignale Z1–,
Z1+, an die zudem nur ein geringer Spannungs- bzw. Signalhub gefordert wird. Die weitere
Regelschleife durch die weiteren Rückkopplungswiderstände 31, 32,
welche der Spannungsgegenkopplung dienen, legt letztlich den Verstärkungsfaktor
der Breitbandtreiberschaltung 100 zusammen mit den eingestellten
Verstärkungsfaktoren
der Transimpedanzverstärker 12, 13 fest.
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Die
erfindungsgemäße Breitbandtreiberschaltung 1, 100 ermöglicht eine
günstige
Anpassung ihrer Ausgangsimpedanz über die Dimensionierung der
Rückkopplungswiderstände 26, 28, 27, 31, 32,
sie hat durch den Einsatz von Klasse AB differenziellen Eingangsverstärkern 6 eine
niedrige Verlustleistung und gute Linearitätseigenschaften, da durch die
Einstellung der Stromgegenkopplung für die Transimpedanzverstärker 12, 13 von
dem Ausgangssignal Z1–,
Z1+ des Eingangsverstärkers 6 nur
ein geringer Signalhub gefordert wird. Die erfindungsgemäße Breitbandtreiberschaltung
eignet sich daher hervorragend zum Ein satz in xDSL-Systemen, welche
eine Signalbandbreite bis zu 30 MHz erfordern und unter anderem
100 Ohm Leitungsimpedanzen treiben müssen. Die Breitbandtreiberschaltung 1, 100 ist
somit einsetzbar bei zu treibenden Signalen mit hohem Crest-Faktor.
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GND-Masse
- IN+,
IN–
- Eingangssignal
- OUT+,
OUT–
- Ausgangssignal
- Z1–, Z1+,
Z2–, Z2+
- Zwischensignal
- LD
- Leitungstreiber
- VCC,
VEE
- Standardversorgungsspannung
- VCCP,
VEEP
- Versorgungsspannung
- SOP
- Spitzenspannungsversorgung
- R1,
R2, R3
- Widerstand
- DA1,
DA2
- Treiberverstärker
- V1,
V2
- Versorgungsspannungsanschluss
- NI
- nicht-invertierender
Eingang
- N
- invertierender
Eingang