JP2010197317A - 容量式センサおよび角速度センサ - Google Patents

Abstract

【課題】微小な静電容量の変化を検出可能で、静電気力による共振周波数の調整機能を追加可能で、加振回路からの影響を低減できる高感度且つＳＮ比の高い容量式センサを提供する。
【解決手段】物理量の変化に応じて静電容量が変化する物理量検出素子と、前記物理量検出素子に交流信号を印加する交流信号発生手段と、前記物理量検出素子に前記交流信号発生手段により充放電される電荷に応じた交流電圧を発生させる容量検出器と、前記容量検出器の発生させる交流電圧の振幅に応じたΔΣ変調信号列を発生させるΔΣ変調器とを構成することで達成される。
【選択図】 図１

Description

本発明は容量式センサ及び角速度センサに係り、特に微小な容量変化をデジタル値に変換して検出する容量式センサ及び角速度センサに関する。

微小な容量変化を検出する容量式センサで容量変化をデジタル値に変換して検出する従来例には特表２００１−５１９５３４号公報に記載された静電帰還モータを備えた可動プレート型加速度計などがある。

特表２００１−５１９５３４号公報

マイクロマシニングを利用した容量式センサは加速度センサや角速度センサと言った力学センサへ利用されている。このため、容量式センサの小型化への要求が強く、これに伴い検出素子の小型化が進み検出素子自身の容量変化が小さくなっている。このことにより、容量式センサの容量検出器には高感度，高精度化が要求されている。また、加速度センサや角速度センサの様な力学センサはマイコンに接続される用途が多くデシタル出力が要求されている。

特表２００１−５１９５３４号公報に記載の静電帰還モータを備えた可動プレート型加速度計では容量式センサの検出素子自身をΔΣ変調器の一部として使用して、容量式センサの静電容量値に応じた値をΔΣ変調器の出力として得ることで回路の小型化とデジタル出力化を実現した。また、ΔΣ変調器を採用することでＳＮ比の向上を図っていた。しかし、上記従来技術では容量式センサの小型化の進行による感度低下に対する配慮が欠けていた。

また、最近の容量式センサ、特に角速度センサにおいては感度の更なる低下、静電気力による共振周波数の調整機能の追加，加振回路からの影響低減など容量検出器に要求される機能が増加し上記従来例では限界があった。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は微小な静電容量の変化を検出可能で、静電気力による共振周波数の調整機能を追加可能で、加振回路からの影響を低減できる高感度且つＳＮ比の高い容量式センサを提供することにある。

上記課題を解決するためには所定の物理量の変化に応じて静電容量が変化する物理量検出素子と、前記物理量検出素子に交流信号を印加する交流信号発生手段と、前記物理量検出素子に前記交流信号発生手段により充放電される電荷に応じた交流電圧を発生させる容量検出器と、前記容量検出器の発生させる交流電圧の振幅に応じたΔΣ変調信号列を発生させるΔΣ変調器とを構成することで達成される。

本発明によれば、微小な静電容量の変化を高精度に検出可能で、静電気力により共振周波数の調整機能を追加可能で、加振回路からの影響を低減できる高感度且つＳＮ比の高い容量式センサを提供することができる。

第１の実施例の容量式センサの構成。 第１の実施例の容量式センサの信号処理回路のタイミングチャート。 第２の実施例の容量式センサの構成。 第３の実施例の容量式センサの構成。 第４の実施例の容量式センサの構成。 第４の実施例の容量式センサの信号処理回路のタイミングチャート。 第４の実施例の容量式センサのΔΣ変調器５１の構成。 第５の実施例の容量式角速度センサの構成。 第６の実施例の容量式加速度センサの構成。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して説明する。

まず、本発明の第１の実施例である容量式センサを図１，図２により説明する。なお、図１は第１の実施例の容量式センサの構成、図２は第１の実施例の容量式センサの信号処理回路のタイミングチャートである。

本実施例の容量式センサの検出素子２は所定の物理量の変化に応じて静電容量の変化する素子で電気回路的には可変コンデンサとして表される。信号処理回路は検出素子２に交流信号を印加する交流信号発生器１と、検出素子２の静電容量に応じた信号を出力する容量検出器３と、容量検出器３の出力の振幅に応じたΔΣ変調信号を出力するΔΣ変調器８より構成される。容量検出器３は演算増幅器６の帰還部にコンデンサ５とスイッチ４を配置した構成で、図２に示す様に検出素子２の静電容量値に応じた振幅を持つ矩形波を出力する。また、可変電源７により検出素子２の両端電圧を任意に変更できるようにしている。ΔΣ変調器８は容量検出器３の発生させる検出素子２の静電容量に応じた振幅を持つ矩形波で充放電される検出コンデンサ９と、検出コンデンサ９を充放電させるスイッチ１０，１１と、演算増幅器１３とコンデンサ１２より構成され、検出コンデンサ９の充電あるいは放電電荷と基準コンデンサ１７の充放電電荷を積分する積分器と、演算増幅器１３の出力を比較する比較器１４と、比較器１４の出力値に応じて離散的な電圧を発生する局部ＤＡ変換器２０と、局部ＤＡ変換器２０の出力電圧に応じて充放電する基準コンデンサ１７と、基準コンデンサ１７を充放電させるスイッチ１５，１６，１８，１９により構成される。

次に本実施例の動作を図２により説明する。期間Ｉにおいて交流信号発生器１の出力はローレベルで、スイッチ４はクロック信号Ｐ１によって動作するのでオン状態にある。このため、コンデンサ５及び検出素子２は放電され、演算増幅器６の出力は可変電源７の出力電圧と演算増幅器６のオフセット電圧の和の電圧ＶＨになる。期間IIでは交流信号発生器１の出力はハイレベルで、スイッチ４はクロック信号Ｐ１によって動作するのでオフ状態になる。このため、検出素子２及びコンデンサ５は充電され、演算増幅器６の出力は検出素子２の静電容量に応じた電圧だけ変化してＶＬになる。つまり、容量検出器３の出力には図２に示す波形が現れ、期間Ｉで出力される電圧ＶＨと期間IIで出力される電圧ＶＬの差電圧、即ち振幅が検出素子２の静電容量の値に応じて変化する。

次に、ΔΣ変調器８の動作について説明する。期間Ｉにおいてはクロック信号Ｐ１がハイレベルなので、スイッチ１１，１６，１９がオン状態にある。検出コンデンサ９には容量検出器３の出力電圧ＶＨが充電され、基準コンデンサ１７は放電される。期間IIにおいてはクロック信号Ｐ２がハイレベルになるので、スイッチ１０，１５，１８がオン状態になり、検出コンデンサ９には容量検出器３の出力電圧ＶＬが充電されることで、演算増幅器１３とコンデンサ１２で構成される積分器には、容量検出器３の出力電圧ＶＨとＶＬの差電圧、即ち振幅と検出コンデンサ９の静電容量の積の電荷が充電される。また、基準コンデンサ１７は局部ＤＡ変換器２０の出力電圧に充電される。このことにより、演算増幅器１３とコンデンサ１２で構成される積分器には、容量検出器３の出力の振幅と検出コンデンサ９の静電容量の積の電荷と局部ＤＡ変換器２０の出力電圧と基準コンデンサ１７の静電容量の積の電荷の和が充電され、演算増幅器１３の出力が変化する。演算増幅器１３の出力は比較器１４で比較され、この比較器１４の出力に応じて局部ＤＡ変換器２０の出力を変化させることで、比較器１４の出力に容量検出器３の出力の振幅に応じたΔΣ変調信号を生成する。

次に本実施例の容量式センサの特徴について説明する。本実施例の容量式センサでは容量検出器３の出力電圧の振幅のみを検出するので可変電源７の出力電圧の影響を受けないので検出素子２の両端電圧を可変電源７によって任意に変更できる。容量式角速度センサでは検出素子２を構成する静電容量の両端に電圧を印加することで静電気力を発生させて共振周波数の調整や振動漏れの調整などに利用される。つまり、本実施例の容量式センサは検出素子２の両端電圧を可変電源７によって任意に変更できるので、角速度センサに利用して検出素子２を構成する静電容量の両端に電圧を印加して静電気力を発生させて共振周波数の調整や振動漏れの調整などに利用できる。

また、容量式加速度センサでは検出素子２を構成する静電容量の両端に電圧を印加することで静電気力を発生させて診断に利用したり静電バネ効果を利用して感度の調整や周波数特性の調整などに利用したりする。つまり、本実施例の容量式センサは検出素子２の両端電圧を可変電源７によって任意に変更できるので、加速度センサに利用して検出素子２を構成する静電容量の両端に電圧を印加して静電気力を発生させて診断に利用でき、静電バネ効果を利用して感度の調整や周波数特性の調整などに利用できる。

また、本実施例の容量式センサでは容量検出器３の出力電圧の振幅のみを検出するので演算増幅器６のオフセット電圧やｆ分の１ノイズの影響を受けないので高精度に検出素子２の静電容量を検出することができる。また、検出素子２とΔΣ変調器８の間に容量検出器３を挿入することで検出素子２の両端電位を低インピーダンスに保つことができ外来ノイズの影響を低減すると共に容量検出器３によって検出信号を増幅することで高感度化を図れ、また、検出素子２の対地間の寄生容量の影響を受けないので静電容量の検出信号である交流信号発生器１の周波数の高周波化を図れるので容量検出の高精度，高感度化を実現できる。

また、容量検出器３とΔΣ変調器８の動作クロックを同一にすることで、容量検出器３の出力を直流化してからＡＤ変換する必要が無いので回路の簡素化が図れると共に容量検出器３の動作クロックとΔΣ変調器８の動作クロックが干渉してノイズを発生することも無い。また、スイッチ４によってコンデンサ５をリセットすることで、容量検出器３は低周波を除去し、動作クロックの周波数成分のみを抽出する効果がある。

次に、本発明の第２の実施例である容量式センサを図３により説明する。なお、図３は第２の実施例の容量式センサの構成である。なお、第２の実施例の容量式センサは第１の実施例の容量式センサのスイッチ４を抵抗２１に変更したものである。

本実施例の容量式センサではスイッチ４を抵抗２１に変更することでスイッチ４のオンオフ動作で生じるスイッチングノイズの低減を図ると共に容量検出器３で低周波を除去し、動作クロックの周波数成分のみを抽出する様にした。

次に、本発明の第３の実施例である容量式センサを図４により説明する。なお、図４は第３の実施例の容量式センサの構成である。なお、第３の実施例の容量式センサは第１の実施例の容量式センサに増幅回路２２，２７を付加したものである。

本実施例の容量式センサの増幅回路２２は入力コンデンサ２５，帰還コンデンサ２４，クロック信号Ｐ２で動作するスイッチ２３，演算増幅器２６から構成され、容量検出器３の出力を増幅する。また、増幅回路２７は入力コンデンサ３０，帰還コンデンサ２９，クロック信号Ｐ１で動作するスイッチ２８，演算増幅器３１から構成され、増幅回路２２の出力を増幅する。

本実施例の容量式センサでは増幅回路２２，２７を設けることで、容量検出器３の出力である矩形波をより大きく増幅することで高感度化を実現した。また、増幅回路２２，２７は交流成分のみ増幅するように演算増幅器２６，３１の負帰還回路に入力コンデンサ２５，３０と帰還コンデンサ２４，２９を用いた。また、スイッチ２３，２８を設けて低周波成分を除去した。また、スイッチ２３，２８の動作周波数を容量検出器３及びΔΣ変調器８と同一周波数にすることで、容量検出器３の出力を交流信号のまま増幅すると共にΔΣ変調器８との接続を容易にし、且つ、演算増幅器２６，３１のオフセット電圧の影響を除去した。

次に、本発明の第４の実施例である容量式センサを図５〜図７により説明する。なお、図５は第４の実施例の容量式センサの構成、図６は第４の実施例の容量式センサの信号処理回路のタイミングチャート、図７は第４の実施例の容量式センサのΔΣ変調器５１の構成である。

本実施例の容量式センサの検出素子３５は所定の質量を持ち所定の振動周波数ｆｄで振動する振動子３８と、振動子３８に対向して配置され振動子３８を加振する駆動電極３６，３９と、振動子３８の変位に応じて静電容量の変化する検出電極３７，４０により構成される。また、信号処理部は振動子３８を静電気力で加振するために駆動電極３６，３９に電圧を印加する駆動信号発生器３３，４２と、駆動信号発生器３３，４２の高周波成分を除去するＬＰＦ（ローパスフィルタ）３４，４１と、振動子３８と検出電極３７の間の静電容量と振動子３８と検出電極４０の間の静電容量の差分を検出して振動子３８の変位を検出する容量検出器４３と、容量検出器４３の出力をΔΣ変調するΔΣ変調回路５１により構成される。容量検出器４３は演算増幅器４６，４８と、帰還コンデンサ４５，４９と、図２で示したクロック信号Ｐ１で動作するスイッチ４４，５０と、基準電圧発生器４７とにより構成される。ΔΣ変調器５１は、容量検出器４３の出力に応じて充放電するコンデンサ５２，７６，８１，１０５と、図２で示したクロック信号Ｐ１で動作しコンデンサ５２，７６，８１，１０５を放電させるスイッチ５４，７５，８３，１０４と、図２で示したクロック信号Ｐ２で動作しコンデンサ５２，７６，８１，１０５を充電させるスイッチ５３，７７，８２，１０６と、ΔΣ変調器を構成するスイッチドキャパシタ回路を構成するコンデンサ５６，６１，６８，７３，７６，８５，９０，９７，１０２、図２で示したクロック信号Ｐ１で動作するスイッチ５８，５９，６３，６４，６５，６６，７０，７１，８７，８８，９２，９３，９４，９５，９９，１００、図２で示したクロック信号Ｐ２で動作するスイッチ５５，５７，６０，６２，６７，６９，７２，７４，８４，８６，８９，９１，９６，９８，１０１，１０３と、積分器を構成する差動増幅器７９，１０８、コンデンサ７８，８０，１０７，１０９と、比較器１１０とＤフリップフロップ１１２と、局部ＤＡ変換器１１１，１１３により構成される。

次に、本実施例の容量式センサの動作を図６により説明する。本容量式センサでは駆動信号発生器３３，４２により振動子３８を振動子３８の共振周波数で駆動して振動子３８を振動させる。また、振動子３８の変位検出は振動子３８に交流信号発生器３２の出力信号を印加して、振動子３８から検出電極３７を介して容量検出器４３へ移動する電荷と振動子３８から検出電極４０を介して容量検出器４３へ移動する電荷との差分を検出することで図６に示す出力信号を得る。ここで、容量検出器４３の出力に重畳される駆動信号の漏れ込みを低減するためにＬＰＦ３４，４１を設けて駆動信号発生器３３，４２の出力信号から高周波を除去して、容量検出の精度を向上させた。また、容量検出のための信号である交流信号発生器３２の周波数を駆動信号発生器３３，４２の周波数の整数倍にすることで回路を簡素化すると共に漏れ込み量が一定になるようにして、後処理で除去可能にした。更には、容量検出のための信号である交流信号発生器３２の周波数を駆動信号発生器３３，４２の周波数の奇数倍にして、ΔΣ変調器５１の出力を駆動信号発生器３３，４２の周波数で同期検波することで振動子３８の変位を精度良く検出すると共に、漏れ込み信号を同期検波で除去することも可能である。また、ΔΣ変調器５１は容量検出器４３の振幅のみを検出するようにコンデンサ５２，７６，８１，１０５は図２で示した期間Ｉで容量検出器５３の出力を充電し、図２で示した期間IIでは容量検出器５３の出力を充電すると共にスイッチ５３，７７，８２，１０６をオン状態にすることで容量検出器５３の出力の振幅のみ検出するようにした。また、ΔΣ変調器５１の差動増幅器１０８の出力をコンデンサ５６，スイッチ５５，５７，５８，５９で構成されるスイッチドキャパシタ回路とコンデンサ７３，スイッチ７０，７１，７２で構成されるスイッチドキャパシタ回路で差動増幅器７８で構成される積分器にフィードバックさせることで、ΔΣ変調器５１の周波数特性に振動子３８の共振周波数でＳＮ比が向上するようにバンドパス特性を持たせた。このことにより振動子３８の変位信号を高ＳＮ比で検出できるようにした。

次に、本発明の第５の実施例である容量式角速度センサを図８により説明する。なお、図８は第５の実施例の容量式角速度センサの構成である。

本実施例の容量式角速度センサの検出素子１１４は所定の質量を持ち所定の振動周波数ｆｄで振動する振動子１１７と、振動子１１７に対向して配置され振動子１１７に働くコリオリ力による変位を検出する固定電極１１６，１１９と、振動子１１７に働くコリオリ力を打ち消す様に振動子１１７に静電気力を働かせる固定電極１１５，１１８により構成される。また、信号処理部は振動子１１７と固定電極１１６の間の静電容量と振動子１１７と固定電極１１９の間の静電容量の差分を検出して振動子１１７に働くコリオリ力による変位を検出する容量検出器１２０と、容量検出器１２０の出力をΔΣ変調するΔΣ変調器１２１と、ΔΣ変調器１２１の出力を振動子１１７の変位信号と同位相の信号で乗算する乗算器１２２と、ΔΣ変調器１２１の出力を振動子１１７の変位信号と９０度位相遅れの信号で乗算する乗算器１２５と、乗算器１２２の出力を積分する積分器１２３と、乗算器１２５の出力を積分する積分器１２６と、積分器１２３の出力を振動子１１７の変位信号と９０度位相遅れの信号で乗算する乗算器１２４と、積分器１２６の出力を振動子１１７の変位信号と同位相の信号で乗算する乗算器１２７と、乗算器１２４と乗算器１２７の出力を加算する加算器１２８と、加算器１２８の信号に−１を乗算する乗算器１２９と、加算器１２８の出力にバイアス電圧Ｖｂを加算する加算器１３０と、乗算器１２９の出力にバイアス電圧Ｖｂを加算する加算器１３１とにより構成される。

本実施例の容量式角速度センサにおいては容量検出器１２０とΔΣ変調器１２１に第４の実施例で示した容量検出器とΔΣ変調器を使用した。第４の実施例で示した容量検出器を使用することで次の利点がある。まず、固定電極１１６，１１９の電圧を任意に変更できるので振動子１１７の共振周波数を変更できる。また、振動子１１７の微小変位を高精度に検出できる。また、ΔΣ変調器１２１に振動子１１７の振動周波数のＳＮ比が良くなる様にバンドパス特性を持たすことができるので、高精度に振動子１１７の振動周波数の変位を高ＳＮ比で検出することができる。

次に、本発明の第６の実施例である容量式加速度センサを図９により説明する。なお、図９は第６の実施例の容量式加速度センサの構成である。

本実施例の容量式加速度センサの検出素子１３２は所定の質量を持ち外部から働く加速度で変位する可動電極１３４と、可動電極１３４に対向して配置され可動電極１３４に働く加速度による変位を検出する固定電極１３３とにより構成される。また、信号処理部は第１の実施例で示した容量検出器３とΔΣ変調器８を使用した。第１の実施例で示した容量検出器を使用することで次の利点がある。まず、固定電極１３３の電圧を任意に変更できるので固定電極１３３と可動電極１３４の間に静電気力を発生させて可動電極１３４を強制的に変位させて可動電極１３４の固着を診断することができる。

１ 交流信号発生器
２ 検出素子
３ 容量検出器
４，１０，１１，１５，１６，１８，１９，２３ スイッチ
５，１２ コンデンサ
６，１３ 演算増幅器
７ 可変電源
８ ΔΣ変調器
９ 検出コンデンサ
１４ 比較器
１７ 基準コンデンサ
２０ 局部ＤＡ変換器
２１ 抵抗
２２ 増幅回路
２４ 帰還コンデンサ

Claims (13)

1. 物理量の変化に応じて静電容量が変化する物理量検出素子と、
   前記物理量検出素子に交流信号を印加する交流信号発生手段と、
   前記交流信号発生手段により前記物理量検出素子の静電容量を充放電することで生じる充放電電荷に応じた交流電圧を発生させる容量検出器と、
   前記容量検出器の発生させる交流電圧をΔΣ変調するΔΣ変調器とを有する容量式センサにおいて、
   前記ΔΣ変調器が前記容量検出器の発生させる交流電圧の振幅に応じたΔΣ変調信号列を発生させることを特徴とする容量式センサ。
2. 物理量の変化に応じて静電容量が変化する物理量検出素子と、
   前記物理量検出素子に交流信号を印加する交流信号発生手段と、
   前記交流信号発生手段により前記物理量検出素子の静電容量を充放電することで生じる充放電電荷に応じた交流電圧を発生させる容量検出器と、
   前記容量検出器の発生させる交流電圧をΔΣ変調するΔΣ変調器とを有する容量式センサにおいて、
   前記ΔΣ変調器が前記容量検出器の発生させる交流電圧で充放電される検出コンデンサと、前記検出コンデンサの充電あるいは放電電荷を積分する積分器と、前記積分器の出力電圧を比較する比較器と、前記比較器の値に応じて離散的な電圧を発生する局部ＤＡ変換器と、前記局部ＤＡ変換器の出力電圧に応じて充放電する基準コンデンサと、前記基準コンデンサの充電あるいは放電電荷を前記積分器に印加する手段とを有することを特徴とする容量式センサ。
3. 請求項１または２のいずれかにおいて、
   前記ΔΣ変調器の動作周波数と前記交流信号発生手段の発生する交流信号の周波数が等しいことを特徴とする容量式センサ。
4. 請求項３に記載の容量式センサにおいて、
   前記容量検出器が低周波を遮断することを特徴とする容量式センサ。
5. 請求項４に記載の容量式センサにおいて、
   前記容量検出器が前記物理量検出素子に印加する直流電圧を変化させる手段を有することを特徴とする容量式センサ。
6. 請求項５に記載の容量式センサにおいて、
   前記容量検出器の帰還回路にコンデンサを有する増幅器で構成されることを特徴とする容量式センサ。
7. 請求項６に記載の容量式センサにおいて、
   前記容量検出器の帰還回路に前記コンデンサを放電するスイッチを有することを特徴とする容量式センサ。
8. 請求項７に記載の容量式センサにおいて、
   前記容量検出器の出力を増幅する増幅手段を有し、前記増幅手段の帰還回路にコンデンサと前記コンデンサを放電するスイッチを有することを特徴とする容量式センサ。
9. 請求項８において、
   前記容量式センサが振動子を有し、
   前記ΔΣ変調器が前記振動子の振動周波数に対してバンドパス特性を有することを特徴とする容量式センサ。
10. 請求項９に記載の容量式センサにおいて、
    前記容量検出器の発生させる交流電圧の周波数が前記振動子の振動周波数の整数倍であることを特徴とする容量式センサ。
11. 請求項１０に記載の容量式センサにおいて、
    前記容量検出器の発生させる交流電圧の周波数が前記振動子の振動周波数の奇数倍であることを特徴とする容量式センサ。
12. 請求項１１に記載の容量式センサにおいて、
    前記振動子を加振する加振信号を発生させる加振信号発生手段と、前記加振信号の高周波成分を除去する手段とを有することを特徴とする容量式センサ。
13. 振動子と、
    角速度による前記振動子の変位を静電容量として検出する角速度検出素子と、
    前記物理量検出素子に交流信号を印加する交流信号発生手段と、
    前記交流信号発生手段により前記物理量検出素子の静電容量を充放電することで生じる充放電電荷に応じた交流電圧を発生させる容量検出器と、
    前記容量検出器の発生させる交流電圧をΔΣ変調するΔΣ変調器とを有する角速度センサにおいて、
    前記ΔΣ変調器が前記容量検出器の発生させる交流電圧の振幅に応じたΔΣ変調信号列を発生させることを特徴とする角速度センサ。

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