JP2012080382A - スイッチトキャパシター回路、フィルター回路、物理量測定装置及び電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】所望の信号伝達関数でより一層の出力雑音成分を低減できるスイッチトキャパシター回路、フィルター回路、物理量測定装置及び電子機器等を提供する。
【解決手段】スイッチと、複数のサンプリング容量と、積分容量とを含んで構成されるスイッチトキャパシター積分回路１０は、電荷充電期間Ｔ１の入力信号に対応した電荷をサンプリング容量の少なくとも１つに充電する。スイッチトキャパシター積分回路１０は、電荷転送期間Ｔ２において、該電荷を積分容量に転送することで、該電荷に対応した信号を伝搬遅延させる。スイッチトキャパシター積分回路１０は、例えばスイッチにより複数のサンプリング容量の接続を切り換えることにより、電荷充電期間Ｔ１にて決定される信号伝達関数と、電荷転送期間Ｔ２にて決定される雑音伝達関数とを異ならせる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチトキャパシター回路、フィルター回路、物理量測定装置及び電子機器等に関する。

従来より、角速度等の物理量を測定するセンサー回路は、車両や電子機器等に搭載され、車両運動や手振れ等による振動の検出に用いられている。近年では、このセンサー回路の用途が広まる一方であり、用途によっては、より高精度な検出が可能なものが望まれている。ところが、センサー回路自体が発生する雑音成分が大きい場合、本来検出したい微少な信号が埋もれてしまい、高精度な検出ができなくなる。そのため、センサー回路によってできるだけ微少な信号を検出しようとする場合、センサー回路自体が発生する雑音成分をできるだけ低減することが重要な課題となっている。

このようなセンサー回路には、所望の信号伝達関数を有するスイッチトキャパシター（Switched Capacitor：以下、ＳＣ）回路が用いられ、ＳＣ回路により信号増幅やフィルタリングを行う。このＳＣ回路については、次の図に示す構成を有するものの他に、例えば特許文献１や非特許文献１に開示されている。特許文献１には、スイッチと容量とで構成されるＳＣ回路が開示されている。また、非特許文献１には、ＳＣ回路を構成する素子の値の広がりを抑えた２次のスイッチトキャパシターフィルター（Switched Capacitor Filter：ＳＣＦ）が開示されている。

図１９に、一般的なＳＣ積分回路の構成例を示す。
ＳＣ積分回路は、ＳＣ回路を用いた積分回路であり、広義のＳＣ回路である。ＳＣ積分回路は、演算増幅器と、サンプリング容量Ｃａ（容量値Ｃ_１）と、演算増幅器の出力ノードと仮想接地ノードとの間に設けられる積分容量Ｃｂ（容量値Ｃ_２）とを備えている。まず、ＳＣ積分回路は、第１のクロックによりオンオフ制御される複数のスイッチと、第２のクロックによりオンオフ制御される複数のスイッチとにより、入力信号に対応した電荷をサンプリング容量Ｃａに充電する。その後、ＳＣ積分回路は、サンプリング容量Ｃａに充電した電荷を積分容量Ｃｂに転送することで、電圧増幅やフィルタリングを行う。入力信号をＶ_ＩＮ、出力信号をＶ_ＯＵＴとすると、図１９のＳＣ積分回路の伝達関数Ｈ_０（ｚ）は、次の式のようになる。

このようなＳＣ積分回路では、入力信号Ｖ_ＩＮの出力への信号伝達関数（Signal Transfer Function：以下、ＳＴＦ）の他に、スイッチと演算増幅器による雑音の出力への雑音伝達関数（Noise Transfer Function：以下、ＮＴＦ）が存在する。ＮＴＦを改善することにより、ＳＣ積分回路の出力雑音成分を低減でき、センサー回路に好適なＳＣ回路を提供できる。

特開平０６−０６１７９３号公報

電子情報通信学会技術研究報告ＣＡＳ８９−１６３／／ＣＳ８９−１２３／／ＤＳＰ８９−６２『素子値の広がりを抑えた２次ＳＣＦ』石川、安斎、藤井

しかしながら、特許文献１、非特許文献１及び図１９に示す構成のＳＣ回路の伝達関数は、例えば式（１）に示すように、移動する電荷量のみで決定される。例えば図１９において、サンプリング容量Ｃａで充電した電荷を積分容量Ｃｂに転送することにより、ＳＴＦ及びＮＴＦが決定される。そのため、従来のＳＣ回路では、ＳＴＦを変更することなくＮＴＦを改善することができず、所望の信号伝達関数を維持したまま出力雑音成分のみを低減させることができないという問題があった。

本発明は、以上のような技術的課題に鑑みてなされたものである。本発明の幾つかの態様によれば、所望の信号伝達関数で、より一層の出力雑音成分を低減できるＳＣ（スイッチトキャパシター）回路、フィルター回路、物理量測定装置及び電子機器等を提供することができる。

（１）本発明の第１の態様は、第１の期間の入力信号に対応した信号を第２の期間に伝搬遅延させるＳＣ回路は、前記第１の期間にて決定される信号伝達関数と、前記第２の期間にて決定される雑音伝達関数とが異なる。

本態様によれば、所望の信号伝達関数を維持したまま、雑音伝達関数のみを変更できるようになるので、所望の信号伝達関数で、より一層の出力雑音成分を低減できるＳＣ回路を提供できるようになる。

（２）本発明の第２の態様に係るＳＣ回路は、第１の態様において、積分容量と、前記入力信号に対応した電荷を充電する第１の回路とを含み、前記第１の期間において、前記第１の回路に前記電荷を充電し、前記第２の期間において、前記第１の回路に充電された電荷を前記積分容量に転送する。

本態様によれば、第１の回路において電荷を充電した後、積分容量に電荷を転送する構成を採用したので、所望の信号伝達関数で、より一層の出力雑音成分を低減できるＳＣ積分回路としてＳＣ回路を提供できるようになる。

（３）本発明の第３の態様に係るＳＣ回路は、第２の態様において、演算増幅器を含み、前記積分容量は、前記演算増幅器の出力ノードと前記演算増幅器の仮想接地ノードとの間に設けられる。

本態様によれば、演算増幅器からの雑音を考慮しても、所望の信号伝達関数で、より一層の出力雑音成分を低減できるＳＣ積分回路としてＳＣ回路を提供できるようになる。

（４）本発明の第４の態様に係るＳＣ回路では、第１の態様乃至第３の態様のいずれかにおいて、前記第１の回路は、複数のサンプリング容量を含み、前記第１の期間から前記第２の期間に遷移するとき、前記複数のサンプリング容量の電気的な接続を切り換える。

本態様においては、複数野サンプリング容量の電気的な接続を切り換えることにより、第１の期間にて決定される信号伝達関数と第２の期間にて決定される雑音伝達関数とを異ならせるようにしている。これにより、簡素な構成で、所望の信号伝達関数で、より一層の出力雑音成分を低減できるＳＣ回路を提供できるようになる。

（５）本発明の第５の態様に係るＳＣ回路では、第４の態様において、前記第１の回路は、前記第１の期間において前記複数のサンプリング容量を並列に接続し、前記第２の期間において前記複数のサンプリング容量を直列に接続し、前記第１の期間では、各サンプリング容量の一端に前記入力信号が供給され、前記第２の期間では、直列接続された前記複数のサンプリング容量の一端が前記積分容量の一端に電気的に接続される。

本態様によれば、第１の期間では複数のサンプリング容量を並列接続して電荷を充電し、第２の期間ではこれらを直列接続するようにしたので、第１期間に現れる雑音は平均効果により、第２期間に現れる雑音はＮＴＦの減衰によって、簡素な構成で、信号伝達関数と雑音伝達関数とを異ならせることができる。

（６）本発明の第６の態様に係るＳＣ回路は、第４の態様又は第５の態様において、前記複数のサンプリング容量を構成する各サンプリング容量の容量値は、同一である。

本態様によれば、簡素な構成で、所望の信号伝達関数で、より一層の出力雑音成分を低減できるＳＣ回路を提供できるようになる。

（７）本発明の第７の態様に係るＳＣ回路では、第４の態様乃至第６の態様にいずれかにおいて、前記第１の回路は、一端に前記入力信号が供給される第１のスイッチと、前記第１のスイッチの他端にその一端が電気的に接続される第１のサンプリング容量と、一端に前記入力信号が供給される第２のスイッチと、前記第２のスイッチの他端にその一端が電気的に接続される第２のサンプリング容量と、前記第１のサンプリング容量の一端と前記第２のサンプリング容量の他端との間に設けられる第３のスイッチと、前記第１のサンプリング容量の他端と接地端との間に設けられる第４のスイッチと、前記第２のサンプリング容量の一端と前記接地端との間に設けられる第５のスイッチと、前記第２のサンプリング容量の他端と前記接地端との間に設けられる第６のスイッチと、前記演算増幅器の仮想接地ノードと前記第１のサンプリング容量の他端との間に設けられる第７のスイッチとを含み、前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第４のスイッチ及び前記第６のスイッチは、第１のクロックに基づいてオンオフ制御され、前記第３のスイッチ、前記第５のスイッチ及び前記第７のスイッチは、第２のクロックに基づいてオンオフ制御される。

本態様によれば、スイッチと容量という簡素な構成で、信号伝達関数と雑音伝達関数とを異ならせ、所望の信号伝達関数で、より一層の出力雑音成分を低減できるＳＣ回路を提供できるようになる。

（８）本発明の第８の態様に係るＳＣ回路では、第７の態様において、前記第２のクロックは、前記第１のクロックの位相と逆位相のクロックである。

本態様においては、ＳＣ回路を構成するスイッチの各々を、互いに逆相の第１のクロック及び第２のクロックのいずれかで動作させるようにしている。これにより、簡素なクロック制御により、上記の効果が得られるＳＣ回路を提供できるようになる。

（９）本発明の第９の態様は、フィルター回路が、第１の態様乃至第８の態様のいずれか記載のＳＣ回路を含む。

本態様によれば、雑音成分を大幅に削減できるＳＣ回路を採用したので、フィルター性能の優れたフィルター回路を提供できるようになる。

（１０）本発明の第１０の態様は、物理量測定装置が、振動子と、前記振動子と発振ループを形成し、該振動子に駆動振動を励振する駆動回路と、前記振動子に励振される駆動振動及び測定すべき物理量に応じて検出信号を出力する検出回路とを含み、前記検出回路は、前記駆動振動及び前記物理量に応じて前記検出信号を出力する上記のフィルター回路を含む。

本態様によれば、これまでに比べてより一層物理量に対応した検出信号を高精度に出力できる物理量測定装置を提供できるようになる。

（１１）本発明の第１１の態様に係る物理量測定装置では、第１０の態様において、前記物理量は、角速度である。

本態様によれば、より一層角速度に対応した検出信号を高精度に出力できる物理量測定装置を提供できるようになる。

（１２）本発明の第１２の態様は、電子機器が、上記のいずれか記載の物理量測定装置を含む。

本態様によれば、物理量に応じてより一層高精度な処理が可能な電子機器を提供できるようになる。

本発明の一実施形態に係るＳＣ積分回路の構成例の回路図。 本実施形態における第１のクロック及び第２のクロックの説明図。 図３（Ａ）、図３（Ｂ）は電荷充電回路の動作説明図。 図４（Ａ）、図４（Ｂ）は電荷充電回路の動作説明図。 図５（Ａ）、図５（Ｂ）は本実施形態の動作説明図。 図６（Ａ）、図６（Ｂ）は図１９のＳＣ積分回路の動作時の構成の概要を示す図。 図７（Ａ）、図７（Ｂ）は図１９のＳＣ積分回路における第１のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦを算出するための構成の概要を示す図。 図８（Ａ）、図８（Ｂ）は図１９のＳＣ積分回路における第２のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦを算出するための構成の概要を示す図。 図１９のＳＣ積分回路を構成する演算増幅器が発生する雑音の説明図。 図１０（Ａ）、図１０（Ｂ）は図１のＳＣ積分回路の動作時の構成の概要を示す図。 図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）は図１のＳＣ積分回路の第１のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦを算出するための構成の概要を示す図。 図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）は図１のＳＣ積分回路の第２のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦを算出するための構成の概要を示す図。 図１のＳＣ積分回路を構成する演算増幅器が発生する雑音の説明図。 サンプリング容量がＮである場合のＳＣ積分回路の構成例を示す図。 出力雑音電力スペクトラムのシミュレーション結果の一例を示す図。 本実施形態におけるＳＣ積分回路を用いて構成された２次のローパスフィルターの構成例を示す図。 図１６のローパスフィルターが適用されたセンサー回路の構成例を示す図。 本実施形態における電子機器のハードウェア構成例のブロック図。 一般的なＳＣ積分回路の構成例を示す図。

以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。なお、以下に説明する実施の形態は、特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではない。また以下で説明される構成のすべてが本発明の課題を解決するために必須の構成要件であるとは限らない。

以下では、ＳＣ回路としてＳＣ積分回路を例に説明するが、本発明に係るＳＣ回路はＳＣ積分回路に限定されるものではない。

１． ＳＣ回路
図１に、本発明の一実施形態に係るＳＣ積分回路の構成例の回路図を示す。
ＳＣ積分回路１０は、演算増幅器ＡＭＰと、積分容量Ｃｂ（容量値Ｃ_２）と、電荷充電回路（第１の回路）２０とを含む。演算増幅器ＡＭＰは、公知の演算増幅器であり、演算増幅器ＡＭＰの非反転入力端子はアナログ接地電位ＡＧＮＤに接続され、演算増幅器ＡＭＰの反転入力端子が仮想接地ノードとなる。積分容量Ｃｂは、演算増幅器ＡＭＰの出力ノードと仮想接地ノードとの間に挿入される。電荷充電回路２０は、ＳＣ積分回路１０の入力端子と演算増幅器ＡＭＰの仮想接地ノードとの間に設けられる。演算増幅器ＡＭＰの出力ノードが、ＳＣ積分回路１０の出力端子となる。

電荷充電回路２０は、複数のサンプリング容量と、複数のスイッチとを含み、電荷充電期間（第１の期間）Ｔ１において入力信号Ｖ_ＩＮに対応した電荷を充電し、電荷転送期間（第２の期間）Ｔ２において電荷充電期間Ｔ１で充電した電荷を積分容量Ｃｂに転送する。電荷充電回路２０は、電荷充電期間Ｔ１から電荷転送期間Ｔ２に遷移するとき、複数のスイッチにより複数のサンプリング容量の電気的な接続を切り換える。これにより、電荷充電回路２０は、信号と雑音との間で電荷転送の仕組みを異ならせる。例えば、電荷充電回路２０は、電荷充電期間Ｔ１において複数のサンプリング容量を並列に接続し、電荷転送期間Ｔ２において複数のサンプリング容量を直列に接続する。電荷充電期間Ｔ１では、電荷充電回路２０の各サンプリング容量の一端に入力信号Ｖ_ＩＮが供給され、電荷転送期間Ｔ２では、直列接続された複数のサンプリング容量の一端を積分容量Ｃｂの一端に電気的に接続する。こうすることで、電荷充電期間Ｔ１における入力信号Ｖ_ＩＮを伝搬遅延させるＳＣ積分回路１０のＳＴＦ（信号伝達関数）とＮＴＦ（雑音伝達関数）とを異ならせることができる。これにより、所望のＳＴＦを変更することなくＮＴＦのみを小さくして雑音の増幅度を小さくすることができるようになる。

以下、説明の便宜上、サンプリング容量の個数Ｎが「２」である例について説明するが、電荷充電回路２０は、サンプリング容量の個数が３以上であってもよい。Ｎが「２」の場合、電荷充電回路２０は、サンプリング容量Ｃａ１（第１のサンプリング容量）、Ｃａ２（第２のサンプリング容量）と、これらを並列接続又は直列接続に切り換えるための第１のスイッチＳＷ１〜第７のスイッチＳＷ７とを含む。第１のスイッチＳＷ１〜第７のスイッチＳＷ７は、それぞれ２相クロックのいずれか一方によりオンオフ制御される。図１では、各スイッチには、「１」と表記されるスイッチと、「２」と表記されるスイッチの２種類がある。「１」と表記されるスイッチは、第１のクロックＣＬＫ１で動作するスイッチ（第１のフェーズスイッチ）である。「２」と表記されるスイッチは、第２のクロックＣＬＫ２で動作するスイッチ（第２のフェーズスイッチ）である。

第１のスイッチＳＷ１の一端に、入力信号Ｖ_ＩＮが供給される。サンプリング容量Ｃａ１の一端は、第１のスイッチＳＷ１の他端に電気的に接続される。第２のスイッチＳＷ２の一端に、入力信号Ｖ_ＩＮが供給される。サンプリング容量Ｃａ２の一端は、第２のスイッチＳＷ２の他端に電気的に接続される。第３のスイッチＳＷ３は、サンプリング容量Ｃａ１の一端とサンプリング容量Ｃａ２の他端との間に設けられる。第４のスイッチＳＷ４は、サンプリング容量Ｃａ１の他端と接地端（アナログ接地電位ＡＧＮＤ）との間に設けられる。第５のスイッチＳＷ５は、サンプリング容量Ｃａ２の一端と接地端との間に設けられる。第６のスイッチＳＷ６は、サンプリング容量Ｃａ２の他端と接地端との間に設けられる。第７のスイッチＳＷ７は、演算増幅器ＡＭＰの仮想接地ノードとサンプリング容量Ｃａ１の他端との間に設けられる。

第１のスイッチＳＷ１、第２のスイッチＳＷ２、第４のスイッチＳＷ４及び第６のスイッチＳＷ６は、第１のクロックＣＬＫ１に基づいてオンオフ制御される。第３のスイッチＳＷ３、第５のスイッチＳＷ５及び第７のスイッチＳＷ７は、第２のクロックＣＬＫ２に基づいてオンオフ制御される。

図２に、本実施形態における第１のクロック及び第２のクロックの説明図を示す。
図１において「１」と表記される第１のフェーズスイッチは、第１のクロックＣＬＫ１がＨレベルのときオン（導通状態）となり、第１のクロックＣＬＫ１がＬレベルのときオフ（非導通状態）となる。「２」と表記される第２のフェーズスイッチは、第２のクロックＣＬＫ２がＨレベルのときオン（導通状態）となり、第２のクロックＣＬＫ２がＬレベルのときオフ（非導通状態）となる。

第２のクロックＣＬＫ２は、第１のクロックＣＬＫ１とは逆相のクロックである。第１のクロックＣＬＫ１によりスイッチ制御されるスイッチと第２のクロックＣＬＫ２によりスイッチ制御されるスイッチとが同時にオンしないように、各クロックが変化するようになっている。

このような２相のクロックによるスイッチ制御により、サンプリング容量Ｃａ１、Ｃａ２の接続関係を切り換えることで、信号と雑音との間で電荷転送の仕組みを異ならせる。ここで、このような電荷充電回路２０における電荷転送の概要について説明する。

図３（Ａ）、図３（Ｂ）、図４（Ａ）、図４（Ｂ）に、電荷充電回路２０の動作説明図を示す。図３（Ａ）は、電荷充電期間Ｔ１における電荷充電回路２０の動作説明図を示す。図３（Ｂ）は、電荷転送期間Ｔ２における電荷充電回路２０の動作説明図を示す。図４（Ａ）は、Ｎ（Ｎは２以上の整数）個のサンプリング容量による電荷充電期間Ｔ１における電荷充電回路２０の動作説明図を示す。図４（Ｂ）は、Ｎ個のサンプリング容量による電荷転送期間Ｔ２における電荷充電回路２０の動作説明図を示す。

電荷充電期間Ｔ１では、電荷充電回路２０を構成する複数のサンプリング容量は並列に接続される。このとき、図３（Ａ）に示すように、サンプリング容量Ｃａ１には電圧Ｖ_１が印加されて電荷Ｑ_Ａ、サンプリング容量Ｃａ２には電圧Ｖ_２が印加されて電荷Ｑ_Ｂが蓄積される。ここで、サンプリング容量Ｃａ１、Ｃａ２の容量値が同一（Ｃａ１＝Ｃａ２＝Ｃ）である場合、各サンプリング容量に電圧Ｖ_１、Ｖ_２がサンプリングされた後、電荷転送期間Ｔ２においてサンプリング容量が直列接続されたとき、次式で表される電荷Ｑが積分容量Ｃｂに転送される。このとき、下の式において、Ｖ_１＝Ｖ_２＝Ｖ_ＩＮとすると、電荷充電回路２０で転送される電荷量は１つのサンプリング容量で転送される電荷量と等しくなる。

即ち、図４（Ａ）のように、それぞれが同じ容量値のＮ個のサンプリング容量を並列に接続した場合に転送される電荷Ｑは、次式のように表される。このとき、それぞれの容量値が等しいＮ個のサンプリング容量（容量値Ｃ）を並列接続して充電（サンプリング）した電荷を直列接続して積分容量に転送する場合、１つのサンプリング容量で同じ電荷量を転送したことに相当する。これは、相関性がある電圧信号に対応した電荷を充電する場合に成り立つ。

これに対して、図３（Ａ）において、雑音信号のような無相関の信号に対応した電荷を充電する場合、Ｖ_１＝Ｖ_２＝Ｖ_Ｎとすると、次式で表されるように、転送される電荷量に平均効果が現れる。

従って、無相関の信号について、図４（Ａ）、図４（Ｂ）のように、それぞれが同じ容量値のＮ個のサンプリング容量（容量値Ｃ）を並列に接続した場合に転送される電荷Ｑは、次式のように表される。

ここで、式（３）及び式（５）に示すように、複数のサンプリング容量を並列接続して充電した電荷を直列接続して転送することで、信号の相関種類に応じて伝達関数を異ならせることができる。

図５（Ａ）、図５（Ｂ）に、本実施形態の動作説明図を示す。図５（Ａ）は、図１９の構成におけるＳＴＦ及びＮＴＦの説明図を示す。図５（Ｂ）は、図１に構成におけるＳＴＦ及びＮＴＦの説明図を示す。

図１９の構成では、図５（Ａ）に示すように、電荷充電期間Ｔ１においてＳＴＦ及びＮＴＦが決定される。そのため、ＳＴＦを変更することなくＮＴＦを改善することができない。これに対して、本実施形態の構成は、図５（Ｂ）に示すように、電荷充電期間Ｔ１においてＳＴＦが決定され、電荷転送期間Ｔ２においてＮＴＦが決定される。即ち、所望の信号に対してはＳＴＦが変更されず、且つ雑音に対しては平均効果及びＮＴＦの減衰が現れるように構成が切り換えられる。

これにより、電荷充電期間Ｔ１において決定されるＳＴＦを維持したまま、電荷転送期間Ｔ２において決定されるＮＴＦのみを小さくして、雑音信号の伝達量を削減できる。このように、電荷充電期間Ｔ１におけるＳＴＦと電荷転送期間Ｔ２におけるＮＴＦとが異なるＳＣ積分回路により、所望の信号伝達関数で、より一層の出力雑音成分を低減できるようになる。

２． ＳＣ積分回路の雑音
以下、図１９のＳＣ積分回路の雑音を基準に、本実施形態におけるＳＣ積分回路１０の雑音について説明する。

２．１ 一般的なＳＣ積分回路
まず、図１９に示す一般的なＳＣ積分回路のＳＴＦを説明した後、一般的なＳＣ積分回路の雑音について説明する。

２．１．１ ＳＴＦ
図６（Ａ）、図６（Ｂ）に、図１９に示す一般的なＳＣ積分回路の動作時の構成の概要を示す。図６（Ａ）は、電荷充電期間Ｔ１におけるＳＣ積分回路の構成の概要を示す。図６（Ｂ）は、電荷転送期間Ｔ２におけるＳＣ積分回路の構成の概要を示す。図６（Ａ）、図６（Ｂ）において、図１９と同様の部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

積分容量Ｃｂに電荷が転送されるタイミングを時刻ｎとすると、時刻（ｎ−１）では、第１のクロックＣＬＫ１により、サンプリング容量Ｃａに電荷が充電される。図６（Ａ）に示すように、入力電圧Ｖ_ＩＮが入力される側のサンプリング容量Ｃａの電荷量を＋Ｑａ、演算増幅器ＡＭＰ０の仮想接地ノード側の積分容量Ｃｂの電荷量を＋Ｑｂとすると、次式が成り立つ。

次に、時刻ｎでは、第２のクロックＣＬＫ２により図６（Ｂ）に示す構成となり、サンプリング容量Ｃａに充電された電荷が積分容量Ｃｂに転送され、次式のように表される。

ここで、電荷保存の法則により、次式が成立する。

式（８）に式（６）及び式（７）を代入して求められる図１９のＳＣ積分回路のＳＴＦであるＨ_０（ｚ）は、既出の式（１）のようになる。

２．１．２ 一般的なＳＣ積分回路の雑音
ＳＣ積分回路の雑音は、ＳＣ積分回路を構成するスイッチ（フェーズスイッチ）が発生する雑音と、演算増幅器が発生する雑音とに区別することができる。

２．１．２．１ スイッチが発生する雑音
各フェーズスイッチがオン状態のとき、スイッチのオン抵抗による白色雑音が発生する。この種の雑音スペクトラムは、スイッチのオン抵抗Ｒ_ＯＮと容量Ｃa（容量値Ｃ_１）とによる１次の周波数特性を有し、雑音電力は（ｋ・Ｔ）／Ｃ_１で表すことができる。ここで、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度である。即ち、雑音電力は、容量Ｃａのみによって決まり、容量Ｃａに接続されるスイッチの数及びオン抵抗Ｒ_ＯＮには依存しない。このような各フェーズスイッチが発生する雑音のＮＴＦは、次のように求められる。

図７（Ａ）、図７（Ｂ）に、図１９のＳＣ積分回路における第１のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦを算出するための構成の概要を示す。図７（Ａ）は、電荷充電期間Ｔ１における図１９のＳＣ積分回路の構成の概要を示す。図７（Ｂ）は、電荷転送期間Ｔ２における図１９のＳＣ積分回路の構成の概要を示す。図７（Ａ）、図７（Ｂ）において、サンプリング容量Ｃａのうち入力信号Ｖ_ＩＮの供給側の第１のフェーズスイッチを雑音成分Ｖ_ｎ１の雑音源であるものとし、図１９と同様の部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

図６（Ａ）、図６（Ｂ）と同様に、積分容量Ｃｂに電荷が転送されるタイミングを時刻ｎとすると、時刻（ｎ−１）では、次式が成り立つ。

また、時刻ｎでは、図７（Ｂ）に示す構成となり、サンプリング容量Ｃａに充電された電荷が積分容量Ｃｂに転送され、次式のように表される。

ここで、電荷保存の法則により、式（８）が成立するので、式（８）に式（９）及び式（１０）を代入して求められる図１９のＳＣ積分回路の第１のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦであるＨ_ｎ１（ｚ）は、次式のようになる。

図８（Ａ）、図８（Ｂ）に、図１９のＳＣ積分回路における第２のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦを算出するための構成の概要を示す。図８（Ａ）は、電荷充電期間Ｔ１における図１９のＳＣ積分回路の構成の概要を示す。図８（Ｂ）は、電荷転送期間Ｔ２における図１９のＳＣ積分回路の構成の概要を示す。図８（Ａ）、図８（Ｂ）において、サンプリング容量Ｃａのうち入力信号Ｖ_ＩＮの供給側の第２のフェーズスイッチを雑音成分Ｖ_ｎ２の雑音源であるものとし、図１９と同様の部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

図７（Ａ）、図７（Ｂ）と同様に、積分容量Ｃｂに電荷が転送されるタイミングを時刻ｎとすると、時刻（ｎ−１）では、次式が成り立つ。

次に、時刻ｎでは、図８（Ｂ）に示す構成となり、次式のように表される。

ここで、電荷保存の法則により、式（８）が成立するので、式（８）に式（１２）及び式（１３）を代入して求められる図１９のＳＣ積分回路の第２のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦであるＨ_ｎ２（ｚ）は、次式のようになる。

従って、図１９のＳＣ積分回路においてフェーズスイッチから出力に現れる出力雑音電力スペクトラムＶ_Ｏｓｗ ^２は、次のように表すことができる。なお、以下では、Ｖ_ｎｓ ^２＝（ｋ・Ｔ）／Ｃ_１・ｆｓ）であり、Ｖ_ｎｓ ^２はスイッチの雑音電力である。ｆｓはサンプリング周波数に相当する第１のクロックＣＬＫ１又は第２のクロックＣＬＫ２のクロック周波数であり、サンプリングによる雑音スペクトラムの折り返しを表している。

第１のフェーズスイッチを構成する各スイッチ及び第２のフェーズスイッチを構成する各スイッチが同一構造のスイッチであるものとする。このとき、式（１１）及び式（１４）より各雑音成分のＮＴＦは同じ振幅特性を有しているため、｜Ｈ_ｎ１（ｚ）｜^２＝｜Ｈ_ｎ２（ｚ）｜^２であり、以下の式が成り立つ。なお、以下では、｜Ｈ_ｎ（ｚ）｜^２＝｜Ｈ_ｎ１（ｚ）｜^２＝｜Ｈ_ｎ２（ｚ）｜^２とし、Ｈ_ｎ（ｚ）はスイッチの雑音のＮＴＦを表す。

２．１．２．２ 演算増幅器が発生する雑音
図１９に示すＳＣ積分回路において、第２のフェーズスイッチがオンするたびに、演算増幅器ＡＭＰ０の雑音電圧に比例する電荷がサンプリング容量Ｃａに充電される。そして、この電荷は積分容量Ｃｂに転送され、結果として演算増幅器ＡＭＰ０の雑音も積分され、演算増幅器ＡＭＰ０からの雑音は、各フェーズスイッチの雑音と同様に、ある伝達関数Ｈ_ｎｏｐ（ｚ）を有しながら出力に反映されることになる。

図９に、図１９のＳＣ積分回路を構成する演算増幅器ＡＭＰ０が発生する雑音の説明図を示す。図９において、演算増幅器ＡＭＰ０の非反転入力端子に雑音成分Ｖ_ｎｏｐの雑音源が設けられているものとし、図１９と同様の部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

ここで、Ｖ_ｎｏｐ ^２は演算増幅器からの雑音電力スペクトラムであり、ＮＴＦはサンプリング容量Ｃａ及び積分容量Ｃｂによって決まるため｜Ｈ_ｎｏｐ（ｚ）｜^２＝｜Ｈ_ｎ（ｚ）｜^２と考えることができる。よって演算増幅器からの出力雑音電力スペクトラムＶ_Ｏｏｐ ^２は、次式のように表すことができる。

２．１．２．３ 全体の出力雑音電力スペクトラム
式（１６）及び式（１７）より、図１９に示す一般的なＳＣ積分回路全体の出力雑音電力スペクトラムＶ_{Ｏ＿ｔｏｔ１} ^２は、次のように表される。

２．２ 本実施形態のＳＣ積分回路
次に、これまで求めた図１９のＳＣ積分回路のＳＴＦ、ＮＴＦ、出力雑音電力スペクトラムを基準に、本実施形態におけるＳＣ積分回路１０について説明する。以下では、ＳＣ積分回路１０を構成する複数のサンプリング容量の容量値は同一であるものとして説明するが、ＮＴＦの改善前後においてＳＴＦが厳密に同一でなくてもよい場合には、複数のサンプリング容量の容量値は同一でなくてもよい。この場合でも、ほぼ所望のＳＴＦでＮＴＦを改善することができる効果が得られる。

２．２．１ ＳＴＦ
図１０（Ａ）、図１０（Ｂ）に、図１のＳＣ積分回路１０の動作時の構成の概要を示す。図１０（Ａ）は、電荷充電期間Ｔ１におけるＳＣ積分回路１０の構成の概要を示す。図１０（Ｂ）は、電荷転送期間Ｔ２におけるＳＣ積分回路１０の構成の概要を示す。図１０（Ａ）、図１０（Ｂ）において、図１と同様の部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

積分容量Ｃｂに電荷が転送されるタイミングを時刻ｎとすると、時刻（ｎ−１）では、第１のクロックＣＬＫ１により、サンプリング容量Ｃａ１、Ｃａ２に電荷が充電される。図１０（Ａ）に示すように、入力電圧Ｖ_ＩＮが入力される側のサンプリング容量Ｃａ１、Ｃａ２の電荷量を＋Ｑ_１、＋Ｑ_２とすると、次式が成り立つ。なお、積分容量Ｃｂについては、図１０（Ａ）に示すように演算増幅器ＡＭＰの仮想接地ノード側の積分容量Ｃｂの電荷量を＋Ｑ_３としている。

次に、時刻ｎでは、第２のクロックＣＬＫ２により図１０（Ｂ）に示す構成となり、サンプリング容量Ｃａ１及びサンプリング容量Ｃａ２は直列に接続され、式（２）に示す電荷が積分容量Ｃｂに転送され、次式のように表される。

ここで、演算増幅器の仮想接地端子における電荷保存の法則より、次式が成立する。

式（２１）に式（１９）及び式（２０）を代入して求められるＳＣ積分回路１０のＳＴＦであるＨ（ｚ）は、次式のようになり、図１９のＳＣ積分回路のＳＴＦと同様である。

２．２．２ 本実施形態のＳＣ積分回路の雑音
本実施形態におけるＳＣ積分回路においても、ＳＣ積分回路の雑音は、ＳＣ積分回路を構成するスイッチ（フェーズスイッチ）が発生する雑音と、演算増幅器が発生する雑音とに区別することができる。

２．２．２．１ スイッチが発生する雑音
図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）に、図１のＳＣ積分回路１０の第１のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦを算出するための構成の概要を示す。図１１（Ａ）は、電荷充電期間Ｔ１におけるＳＣ積分回路１０の構成の概要を示す。図１１（Ｂ）は、電荷転送期間Ｔ２におけるＳＣ積分回路１０の構成の概要を示す。図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）において、第１のスイッチＳＷ１を雑音成分Ｖ_ｎ１の雑音源であるものとし、図１と同様の部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

ＳＣ積分回路１０の第１のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦは、上記と同様に求めることができるが、次のように導出することもできる。第１のフェーズスイッチがオンすると、図１１（Ａ）に示すように、サンプリング容量Ｃａ１、Ｃａ２には、それぞれ（ｋ・Ｔ）／Ｃ_１の雑音電力に対応する電荷が蓄積される。電荷としてサンプリング容量Ｃａ１、Ｃａ２に蓄積される雑音の伝達関数を求めるには、サンプリング容量Ｃａ１、Ｃａ２のどちらかのサンプリング容量に蓄えられる電荷の伝搬だけを考えればよい。ここで、電荷充電期間Ｔ１において、サンプリング容量Ｃａ１には雑音電荷Ｑ_ｎが蓄積され、サンプリング容量Ｃａ２には電荷が蓄積されない。第２のフェーズスイッチがオンすると、図１１（Ｂ）に示すように、サンプリング容量Ｃａ１に蓄積された電荷が積分容量Ｃｂに転送されるが、電荷量存の法則により、転送される電荷量はＱ_ｎ／２である。従って、図１１（Ａ）に示す第１のスイッチＳＷ１の雑音のＮＴＦは、次式のようになり、図１９のＳＣ積分回路のＮＴＦ（式（１１）参照）の半分になる。

ここで、第２のスイッチＳＷ２の雑音のＮＴＦも式（２３）と同様である。雑音は無相関であることを考慮して、第１のフェーズスイッチから出力に現れる雑音電力は、第１のスイッチＳＷ１からの出力雑音電力と第２のスイッチＳＷ２からの雑音電力とを加算したものとなる。従って、第１のフェーズスイッチからの出力雑音電力スペクトラムＶ_ｐｎｏ１ ^２は、次のようになる。

図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）に、図１のＳＣ積分回路１０の第２のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦを算出するための構成の概要を示す。図１２（Ａ）は、電荷充電期間Ｔ１におけるＳＣ積分回路１０の構成の概要を示す。図１２（Ｂ）は、電荷転送期間Ｔ２におけるＳＣ積分回路１０の構成の概要を示す。図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）において、第５のスイッチＳＷ５を雑音成分Ｖ_ｎ２の雑音源であるものとし、図１と同様の部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

第２のフェーズスイッチがオンすると、サンプリング容量Ｃａ１、Ｃａ２が直列に接続されるため、第２のフェーズスイッチの雑音電力は（２・ｋ・Ｔ／Ｃ_１）になる。これは、容量が小さく見える分だけ雑音帯域が広がることに起因する。即ち、サンプリング容量の容量値が半分になるため、第２のフェーズスイッチの雑音のＮＴＦは、次式のように表され、図１９のＳＣ積分回路のＮＴＦ（式（１４）参照）の半分になる。

従って、第２のフェーズスイッチからの出力雑音電力スペクトラムＶ_ｐｎｏ２ ^２は、次のようになる。

以上より、ＳＣ積分回路１０において出力に現れる出力雑音電力スペクトラムＶ_Ｏｓｗｐ ^２は、式（２５）と式（２６）とを加算することにより求められる。

式（１６）と式（２７）とを比較すると、本実施形態におけるＳＣ積分回路１０において、各フェーズスイッチの雑音のＮＴＦを、一般的なＳＣ積分回路のＮＴＦより小さくすることができる。その上、雑音は無相関の信号であるため、各フェーズスイッチからの出力雑音電力スペクトラムも、一般的なＳＣ積分回路の各フェーズスイッチからの出力雑音電力スペクトラムよりも小さくなる。そして、全スイッチからの出力雑音電力スペクトラムも、一般的なＳＣ積分回路よりも小さくなる。

２．２．２．２ 演算増幅器が発生する雑音
図１３に、図１のＳＣ積分回路１０を構成する演算増幅器ＡＭＰが発生する雑音の説明図を示す。図１３において、演算増幅器ＡＭＰの非反転入力端子に雑音成分Ｖ_ｎｏｐの雑音源が設けられているものとし、図１と同様の部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

ＳＣ積分回路１０において、第２のフェーズスイッチがオンするたびに、演算増幅器ＡＭＰからの雑音が積分される。このとき、サンプリング容量の容量値はＣ_１／２に見えるため、演算増幅器ＡＭＰからの雑音の伝達関数は、Ｈ_ｎｏｐ（ｚ）／２となり、演算増幅器ＡＭＰ０からの雑音の伝達関数Ｈ_ｎｏｐ（ｚ）の半分となる。従って、演算増幅器ＡＭＰの雑音による出力雑音電力スペクトラムＶ_Ｏｏｐｐ ^２は、次式のように表すことができる。

２．２．２．３ 全体の出力雑音電力スペクトラム
式（２７）及び式（２８）より、本実施形態のＳＣ積分回路１０全体の出力雑音電力スペクトラムＶ_{Ｏ＿ｔｏｔ２} ^２は、次のように表される。

以上説明したように、本実施形態では、並列に接続されたサンプリング容量に充電した電荷を、各サンプリング容量を直列に接続して積分容量に転送する構成としている。これにより、雑音のような無相関の信号に対する平均効果により、ＳＴＦを変更することなく、ＮＴＦを小さくすることができるようになる。また、式（１７）と式（２９）とを比較すると、図１のＳＣ積分回路１０の素子数が図１９のＳＣ積分回路の素子数より増加するが、本実施形態のＳＣ積分回路１０における出力雑音は、図１９のＳＣ積分回路における出力雑音より小さいことは明らかである。

図１では、サンプリング容量が２つである例について説明したが、サンプリング容量が３つ以上であっても同様である。

図１４に、サンプリング容量がＮである場合のＳＣ積分回路１０ａの構成例を示す。図１４において、図１と同様の部分には同一符号を付し、適宜説明を省略する。

ＳＣ積分回路１０ａは、図１の電荷充電回路２０に代えて電荷充電回路２０ａを備えている。電荷充電回路２０ａは、複数のスイッチと、Ｎ個のサンプリング容量Ｃａ１〜ＣａＮとを含む。電荷充電回路２０ａは、これらのスイッチにより、電荷充電期間Ｔ１においてサンプリング容量Ｃａ１〜ＣａＮを並列に接続し、電荷転送期間Ｔ２においてサンプリング容量Ｃａ１〜ＣａＮを直列に接続する。電荷充電期間Ｔ１では、各サンプリング容量には入力信号Ｖ_ＩＮが印加される。電荷転送期間Ｔ２では、直列接続されたサンプリング容量Ｃａ１〜ＣａＮのうち、サンプリング容量ＣａＮの一端がアナログ接地電位ＡＧＮＤに接続され、サンプリング容量Ｃａ１の一端が演算増幅器ＡＭＰの仮想接地ノードに電気的に接続される。

図１４に示すように、サンプリング容量の個数がＮのときのＳＣ積分回路１０ａの出力雑音電力スペクトラムＶ_{Ｏ＿ｔｏｔ３} ^２は、次にように表すことができる。

式（３０）に示すように、Ｎが増えるほど、出力雑音電力スペクトラムＶ_{Ｏ＿ｔｏｔ３} ^２が小さくなる。その一方、Ｎを増やすことは、サンプリング容量が増えることを意味し、ＳＣ積分回路１０ａの面積増大を招く。そこで、図１９に示すＳＣ積分回路の総容量値と、図１４に示すＳＣ積分回路１０ａの総容量値とが等しいという条件下で、両者の出力雑音スペクトラムを比較する。

図１９に示すＳＣ積分回路の総容量値Ｃ_ｔｃは、実数Ｍを用いて次のように表すことができる。下の式において、α＝Ｃ_１／Ｃ_２であり、式（１）より、容量値をＭ倍にしても信号伝達関数は変化しない。

式（３１）において、スイッチの雑音帯域は１／Ｍ倍になるため、この場合の出力雑音電力スペクトラムＶ_{Ｏ＿ｔｏｔ４} ^２は、次のようになる。

これに対して、図１４のＳＣ積分回路１０ａの総容量値Ｃ_ｔｐは、次のように表すことができる。なお、下の式において、Ｎ＝１のときは図１９のＳＣ積分回路と同様の構成となり、Ｎが２以上であることが条件となる。

式（３１）と式（３３）とが等しいとき、Ｍは次のように表すことができる。

ここで、式（３０）と式（３２）とを比較したときに演算増幅器の雑音に着目すると、任意のＮ（Ｎ≧２）に対してＳＣ積分回路１０ａの出力雑音電力スペクトラムはＳＣ積分回路１０の出力雑音電力スペクトラムよりも小さくなる。一方、式（３０）と式（３２）とを比較したときにスイッチの雑音に着目すると、Ｎ＞Ｍのとき、ＳＣ積分回路１０ａの出力雑音電力スペクトラムが小さくなる。従って、式（３４）をＮ＞Ｍに代入すると、Ｎ＞１となる。条件としてＮが２以上である必要があるため、必ずＮ＞１が成立する。

以上より、図１９に示すＳＣ積分回路の総容量値と、図１４に示すＳＣ積分回路１０ａの総容量値とが等しい場合、ＳＣ積分回路１０ａの方が必ず出力雑音電力スペクトラムが小さくなる。

図１５に、出力雑音電力スペクトラムのシミュレーション結果の一例を示す。縦軸に出力雑音電力スペクトラムを表し、横軸にαを表す。図１５は、Ｎ＝２のときのシミュレーション結果を表す。

このように、αを０．１から１０まで変化させても、ＳＣ積分回路１０ａの出力雑音電力スペクトラムの方が必ず小さくなることを表している。

以上説明したように、本実施形態によれば、ＳＴＦとＮＴＦとを分離できる構成を採用したので、所望の信号伝達関数で、より一層の出力雑音成分を低減できるＳＣ回路を提供できるようになる。

３． フィルター回路
本実施形態におけるＳＣ積分回路１０は、フィルター回路として例えば次のような２次のローパスフィルター（Low Pass Filter：以下、適宜ＬＰＦと略す）に適用することができる。

図１６に、本実施形態におけるＳＣ積分回路を用いて構成された２次のローパスフィルターの構成例を示す。図１６において、スイッチの表記は図１と同様であり、一般的に良く知られているＦｌｅｉｓｈｅｒ−Ｌａｋｅｒのローパスフィルターで表記される容量と対応する容量には同一の符号を付している。

このローパスフィルター３０では、後段側に図１のＳＣ積分回路１０と同様の構成を有するＳＣ積分回路３２が適用される。このＳＣ積分回路３２は、入力側に設けられたローパスフィルターとは互いに逆の位相で動作するため、図１のＳＣ積分回路１０を構成するフェーズスイッチの表記とＳＣ積分回路３２を構成するフェーズスイッチの表記とが逆になっている。このローパスフィルター３０によれば、所望の信号伝達関数で動作し、且つ従来と比べて雑音成分を大幅に低減できるようになる。

なお、図１６において、ローパスフィルター３０はＳＣ積分回路１０に代えてＳＣ積分回路１０ａが適用されていてもよい。

４． 物理量測定装置
図１６のローパスフィルター３０は、センサー回路に適用することにより、高精度なセンシングを行うことができるようになる。

図１７に、図１６のローパスフィルターが適用されたセンサー回路の構成例を示す。なお、この回路構成は一例であり、例えば回路の細部の構成が変形される場合もあり得る。

センサー回路５０は、角速度を測定対象の物理量とする物理量測定装置である。センサー回路５０は、駆動回路（駆動装置）１００と、検出回路（検出装置）２００とを含む。このセンサー回路５０は、圧電材料で形成され、駆動振動片及び検出振動片を有する振動片（振動子）４０を含む。

駆動回路１００は、駆動振動片に設けられた駆動電極４２ａ、４２ｂを介して駆動振動片を発振ループ内に設け、駆動振動片（広義には振動子）を励振させる。駆動回路１００は、電流電圧変換器１１０、オートゲインコントロール（Auto Gain Control：以下、ＡＧＣと略す）回路１２０、帯域通過フィルター（Band Pass Filter：以下、ＢＰＦと略す）１３０を含む。更に、駆動回路１００は、ゲインコントロールアンプ（Gain Control Amplifier：以下、ＧＣＡと略す）１４０、２値化回路１５０を含む。

駆動振動片の駆動電極４２ａは、電流電圧変換器１１０の入力に電気的に接続され、電流電圧変換器１１０の出力は、ＡＧＣ回路１２０及びＢＰＦ１３０に入力される。ＢＰＦ１３０は、発振ループ内の発振信号の位相調整回路として機能し、ＢＰＦ１３０の出力は、ＧＣＡ１４０及び２値化回路１５０に入力される。ＡＧＣ回路１２０は、電流電圧変換器１１０の出力に基づいて、ＧＣＡ１４０のゲインを制御する。ＧＣＡ１４０の出力は、駆動振動片の駆動電極４２ｂに電気的に接続される。２値化回路１５０は、発振ループ内の発振信号を２値化し、参照信号として検出回路２００に出力する。なお、図１７では、駆動回路１００の内部に振動片４０の駆動振動片を設けるものとして説明したが、駆動回路１００の外部に振動片４０の駆動振動片が設けられていてもよい。

検出回路２００は、交流増幅回路２１０と、同期検波回路２２０と、直流増幅器２３０と、ローパスフィルター３０とを含む。交流増幅回路２１０は、第１の電流電圧変換器２１２と、第２の電流電圧変換器２１４と、交流増幅器２１６と、ＢＰＦ２１８とを含む。

このような駆動回路１００では、上記の構成の発振ループ内のゲインが「１」より大きい状態で発振スタートする。この時点では、駆動振動片への入力は雑音のみであるが、この雑音は、目的とする駆動振動の固有共振周波数を含む幅広い周波数の波動を含む。振動片４０の駆動振動片の周波数フィルター作用によって、目的とする固有共振周波数の波動を多く含む信号が出力され、この信号が電流電圧変換器１１０において電圧値に変換される。ＡＧＣ回路１２０は、この電圧値に基づいてＧＣＡ１４０のゲインを制御することで発振ループ内の発振振幅を制御する。発振ループ内でこうした操作が繰り返されることにより、目的とする固有共振周波数の信号の割合が高くなる。そして、ＧＣＡ１４０のゲイン制御によって、次第に発振ループを信号が１周する間の利得（ループゲイン）が「１」となり、この状態で駆動振動片が安定発振する。

駆動振動片を励振させて安定発振状態になり、振動片４０を所与の方向に回転させると、コリオリ力が振動片４０に作用し、検出振動片が屈曲振動する。検出振動片には検出電極４４ａ、４４ｂ、４６ａ、４６ｂが設けられる。検出電極４４ｂ、４６ｂにはアナログ接地電位が供給され、検出電極４４ａ、４６ａは、交流増幅回路２１０の第１の電流電圧変換器２１２及び第２の電流電圧変換器２１４に接続される。検出回路２００は、検出電極４４ａ、４６ａからの互いに極性が異なる検出信号を交流増幅した後、駆動回路１００からの参照信号を用いて同期検波して、ローパスフィルター３０で検出信号ＯＵＴを出力する。

５． 電子機器
上記のセンサー回路は、次のような電子機器に搭載することができる。このような電子機器によれば、所望の信号伝達関数で動作し、且つ高精度なセンシングを容易に実現できるようになる。

図１８に、本実施形態における電子機器のハードウェア構成例のブロック図を示す。

電子機器４００は、センサー回路５０と、Ａ／Ｄ変換回路４１０と、クロック生成回路５１０と、中央演算処理装置等の処理部５２０と、メモリー５３０と、操作部５４０と、表示部５５０とを有する。電子機器４００を構成する各部は、バス（ＢＵＳ）によって相互に接続されている。なお、Ａ／Ｄ変換回路４１０は、処理部５２０に内蔵されていてもよい。

例えば、処理部５２０は、メモリー５３０から読み込んだプログラムに従って処理を実行し、センサー回路５０で検出された検出信号の振幅又は感度に応じてＡ／Ｄ変換回路４１０で変換されたディジタル値を用いて積分を行う。こうすることで、角速度及び回転角度を算出する。そして、処理部５２０は、算出した角速度又は回転角度に対応した処理を実行し、該処理に対応した表示データを生成し、表示部５５０に表示させる処理を行う。

以上、本発明に係るＳＣ回路、フィルター回路、物理量測定装置及び電子機器を上記の実施形態に基づいて説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではない。本発明は、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。

（１）本実施形態では、ＳＣ回路として図１又は図１４の構成のＳＣ積分回路を例に説明したが、本発明はこれらに限定されるものではない。スイッチと容量とを用いて電荷を充電して転送する原理を有するＳＣ回路に限らず、信号を伝搬遅延させるＳＣ回路に適用できる。

（２）本実施形態では、平均効果によりＮＴＦを小さくすることでＳＴＦとＮＴＦとを異ならせるものとして説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。

（３）本実施形態では、フィルター回路として図１６に示す構成の２次のローパスフィルターを例に説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。本発明に係るＳＣ回路は、種々の構成のフィルター回路に適用することができる。

１０，１０ａ，３２…ＳＣ積分回路、 ２０，２０ａ…電荷充電回路、
３０…ローパスフィルター、 ４０…振動片、 ４２ａ，４２ｂ…駆動電極、
４４ａ，４４ｂ，４６ａ，４６ｂ…検出電極、 ５０…センサー回路、
１００…駆動回路、 １１０…電流電圧変換器、 １２０…ＡＧＣ回路、
１３０，２１８…ＢＰＦ、 １４０…ＧＣＡ、 １５０…２値化回路、
２００…検出回路、 ２１０…交流増幅回路、 ２１２…第１の電流電圧変換器、
２１４…第２の電流電圧変換器、 ２１６…交流増幅器、 ２２０…同期検波回路、
２３０…直流増幅器、 ４００…電子機器、 ４１０…Ａ／Ｄ変換回路、
５１０…クロック生成回路、 ５２０…処理部、 ５３０…メモリー、
５４０…操作部、 ５５０…表示部、 ＡＭＰ，ＡＭＰ０…演算増幅器、
ＣＬＫ１…第１のクロック、 ＣＬＫ２…第２のクロック、
Ｃａ１…第１のサンプリング容量、 Ｃａ２…第２のサンプリング容量、
Ｃｂ…積分容量、 ＳＷ１〜ＳＷ７…第１のスイッチ〜第７のスイッチ

Claims (12)

1. 第１の期間の入力信号に対応した信号を第２の期間に伝搬遅延させるスイッチトキャパシター回路であって、
   前記第１の期間にて決定される信号伝達関数と、前記第２の期間にて決定される雑音伝達関数とが異なることを特徴とするスイッチトキャパシター回路。
2. 請求項１において、
   積分容量と、
   前記入力信号に対応した電荷を充電する第１の回路とを含み、
   前記第１の期間において、前記第１の回路に前記電荷を充電し、
   前記第２の期間において、前記第１の回路に充電された電荷を前記積分容量に転送することを特徴とするスイッチトキャパシター回路。
3. 請求項２において、
   演算増幅器を含み、
   前記積分容量は、
   前記演算増幅器の出力ノードと前記演算増幅器の仮想接地ノードとの間に設けられることを特徴とするスイッチトキャパシター回路。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて、
   前記第１の回路は、
   複数のサンプリング容量を含み、
   前記第１の期間から前記第２の期間に遷移するとき、前記複数のサンプリング容量の電気的な接続を切り換えることを特徴とするスイッチトキャパシター回路。
5. 請求項４において、
   前記第１の回路は、
   前記第１の期間において前記複数のサンプリング容量を並列に接続し、前記第２の期間において前記複数のサンプリング容量を直列に接続し、
   前記第１の期間では、各サンプリング容量の一端に前記入力信号が供給され、
   前記第２の期間では、直列接続された前記複数のサンプリング容量の一端が前記積分容量の一端に電気的に接続されることを特徴とするスイッチトキャパシター回路。
6. 請求項４又は５において、
   前記複数のサンプリング容量を構成する各サンプリング容量の容量値は、同一であることを特徴とするスイッチトキャパシター回路。
7. 請求項４乃至６のいずれかにおいて、
   前記第１の回路は、
   一端に前記入力信号が供給される第１のスイッチと、
   前記第１のスイッチの他端にその一端が電気的に接続される第１のサンプリング容量と、
   一端に前記入力信号が供給される第２のスイッチと、
   前記第２のスイッチの他端にその一端が電気的に接続される第２のサンプリング容量と、
   前記第１のサンプリング容量の一端と前記第２のサンプリング容量の他端との間に設けられる第３のスイッチと、
   前記第１のサンプリング容量の他端と接地端との間に設けられる第４のスイッチと、
   前記第２のサンプリング容量の一端と前記接地端との間に設けられる第５のスイッチと、
   前記第２のサンプリング容量の他端と前記接地端との間に設けられる第６のスイッチと、
   前記演算増幅器の仮想接地ノードと前記第１のサンプリング容量の他端との間に設けられる第７のスイッチとを含み、
   前記第１のスイッチ、前記第２のスイッチ、前記第４のスイッチ及び前記第６のスイッチは、第１のクロックに基づいてオンオフ制御され、
   前記第３のスイッチ、前記第５のスイッチ及び前記第７のスイッチは、第２のクロックに基づいてオンオフ制御されることを特徴とするスイッチトキャパシター回路。
8. 請求項７において、
   前記第２のクロックは、
   前記第１のクロックの位相と逆位相のクロックであることを特徴とするスイッチトキャパシター回路。
9. 請求項１乃至８のいずれか記載のスイッチトキャパシター回路を含むことを特徴とするフィルター回路。
10. 振動子と、
    前記振動子と発振ループを形成し、該振動子に駆動振動を励振する駆動回路と、
    前記振動子に励振される駆動振動及び測定すべき物理量に応じて検出信号を出力する検出回路とを含み、
    前記検出回路は、
    前記駆動振動及び前記物理量に応じて前記検出信号を出力する請求項９記載のフィルター回路を含むことを特徴とする物理量測定装置。
11. 請求項１０において、
    前記物理量は、角速度であることを特徴とする物理量測定装置。
12. 請求項１０又は１１記載の物理量測定装置を含むことを特徴とする電子機器。

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