JP2005140506A - 非接触電圧測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電線の活線部に対して非接触で位相が測定できるようにして危険性を低減させると共に、簡単な構造で携帯が可能となった電圧測定器を提供する。
【解決手段】 電線の芯線に印加される交流電圧を前記芯線に接する絶縁体を通して測定する非接触電圧測定装置において、
前記絶縁体を通して入力信号を取り込む第1電極と、
予め設けられた基準コンデンサの容量を変化させて前記導体と前記電極間の結合容量との間で分圧した前記入力信号に基づき前記結合容量を求め、この結合容量の値から前記交流電圧を求める電圧測定手段と、
前記交流電圧と同相の交流電圧を前記絶縁体を通して検出する第２電極と、前記電圧測定手段で求めた交流電圧と前記第２電極で求めた交流電圧との位相差を求めて、この位相差から前記電圧測定手段で求めた交流電圧を補正する補正手段と、
を備えている。
【選択図】 図１

Description

本発明は、被覆された電線に流れる電流の電圧を導電部とは非接触で測定するようにした非接触電圧測定装置に関するものである。

従来、非接触電圧測定装置の先行技術としては次のようなものがある。

特開平０８−０３６００５号公報 特許第３１５８０６３号公報 特開２００１−２５５３４２号公報

特許文献１に記載された技術は、活線状態にて電線と大地間に流れる電流を検出するとともに誘電正接を検出し、この検出した誘電正接の値をもとに電線に印加されている電圧を測定するものである。

また、特許文献２に記載された技術は、絶縁被覆された電線内の導体に印加される交流電圧を測定する非接触電圧測定装置として、芯線と電極との間に形成される結合容量を測定するものである。しかし、このような技術では発信器やフィルタなどを用いるため構成が複雑となる。

また、特許文献３に記載された技術は、電線の電位を、芯線と電極との間に形成される結合容量と、基準のコンデンサの静電容量とで分圧し、コンデンサの容量を切り替えてそのときの分圧された電圧の値から結合容量を求め、この結合容量の値を用いて導体に印加された電圧を求めるものである。非接地型の場合では、装置と大地間の浮遊容量も同様にして求める。
このような非接触電圧測定装置では、上述の発振器などが不要になり簡便に非接触で電圧を測定することができる。

しかし、特許文献１に記載された従来の誘電正接測定器では、電線の電圧信号を活線部分から取り出すので感電の危険性があり、測定する場所も限定される。
また、特許文献２に記載された技術では発信器やフィルタなどを用いるため構成が複雑となる。

また、特許文献３に記載された従来の非接触電圧測定装置では、電線の芯線と装置の電極間にある被覆等の絶縁体には誘電正接があり、この誘電正接により結合容量の測定に誤差を生じ、この結果として電線の電圧測定にも大きな誤差を生じるという問題点があった。

従って本発明が解決しようとする課題は、誘電正接を測定せずに非接触電圧測定電極で測定した電圧信号の位相差を測定して絶縁電線の電圧信号の位相を求めて補正することにより精度を向上させた非接触電圧測定装置を提供することにある。

このような課題を達成するために、本発明のうち請求項１記載の発明は、
電線の芯線に印加される交流電圧を前記芯線に接する絶縁体を通して測定する非接触電圧測定装置において、
前記絶縁体を通して入力信号を取り込む第1電極と、
予め設けられた基準コンデンサの容量を変化させて前記導体と前記電極間の結合容量との間で分圧した前記入力信号に基づき前記結合容量を求め、この結合容量の値から交流電圧を求める電圧測定手段と、
交流電圧と同相の交流電圧を前記絶縁体を通して検出する第２電極と、前記電圧測定手段で求めた交流電圧と前記第２電極で求めた交流電圧との位相差を求めて、この位相差から前記電圧測定手段で求めた交流電圧を補正する補正手段とを備えているので、インピーダンスで分圧比が演算可能となる。

請求項２記載の発明においては、請求項１記載の非接触電圧測定装置において、
前記第２電極は前記電線とは容量成分のみで結合し抵抗成分とは非接触の状態となるようにわずかな距離を隔てて配置されているので、電線に流れる電圧と同相の電圧検出が可能となる。

請求項３記載の発明においては、請求項１又は２記載の非接触電圧測定装置において、
前記電圧測定手段は、ブートストラップ回路を用いた高入力インピーダンス増幅器を有しているので簡単な回路で高い入力抵抗が得られ正確な電圧測定が可能となる。

以上説明したことから明らかなように、本発明によれば次のような効果がある。
請求項１の発明によれば、絶縁体を通して入力信号を取り込む第1電極と、予め設けられた基準コンデンサの容量を変化させて前記導体と前記電極間の結合容量との間で分圧した前記入力信号に基づき前記結合容量を求め、この結合容量の値から前記交流電圧を求める電圧測定手段と、前記交流電圧と同相の交流電圧を前記絶縁体を通して検出する第２電極と、前記電圧測定手段で求めた交流電圧と前記第２電極で求めた交流電圧との位相差を求めて、この位相差から前記電圧測定手段で求めた交流電圧を補正する補正手段と、
を備えているので、インピーダンスで分圧比が演算可能になり、絶縁電線の劣化などの経時変化や絶縁材特性のバラツキに対応することができる。

請求項２記載の発明によれば、
前記第２電極は前記電線とは容量成分のみで結合し抵抗成分とは非接触の状態となるようにわずかな距離を隔てて配置されているので、電線に流れる電圧と同相の電圧検出が可能となる。

請求項３記載の発明によれば、
前記電圧測定手段は、ブートストラップ回路を用いた高入力インピーダンス増幅器を有しているので簡単な回路で高い入力抵抗が得られ正確な電圧測定が可能となる。

以下に、図に基づいて本発明を詳細に説明する。
図１は、非接触電圧測定装置の一実施例を示した構成図であり、電圧Ｖ１、Ｖ２を測定する。
図１において、１は第１電流検出手段、２は第２電流検出手段であり、第１電流検出手段１は、電極７を介して電線９に印加されている交流電圧Ｅに対して９０°進んだ交流電流を検出する。導体である芯線１０と絶縁体１１と電極７による結合容量で芯線１０から交流信号が入力することとなる。

Ｃｘ１，Ｃｘ２は芯線１０と電極７，８間の絶縁体の静電容量、Ｒｘ１，Ｒｘ２は芯線１０と電極７，８間の絶縁体の抵抗成分である。Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３はコンデンサであり、コンデンサＣ１の一端は電極７及びアンプ１２の非反転入力端子に接続され、他端はアース電位に接続されている。コンデンサＣ２の一端は電極８に接続され他端はアンプ１３の非反転入力端子に接続され、コンデンサＣ３の一端はコンデンサＣ２の他端及びアンプ１３の非反転入力端子に接続されて、他端はアース電位に接続されている。

なお、電極８は電線９に対してわずかな距離（例えば１ｍｍ程度）離して配置されており、抵抗Ｒｘ２に対しては無限大の抵抗で結合し、コンデンサＣｘ２に対しては結合した状態となっている。

抵抗Ｒ１はアンプ１２の内部抵抗を等価的に表したもので、等価的にコンデンサＣ１に並列に接続したものとして表すことができる。抵抗Ｒ２はアンプ１３の内部抵抗を等価的に表したもので、等価的にコンデンサＣ３に並列に接続したものとして表すことができ、これらの抵抗Ｒ１，Ｒ２はアンプ１２，１３の入力抵抗となる。

アンプ１２， １３の反転入力端子は夫々の出力端子に接続されており、ゲイン１のバッファアンプとして機能し交流電圧Ｖ１，Ｖ２を出力する。

アンプ１２に入力される電圧は、芯線１０の電圧ＥがコンデンサＣｘ１と抵抗Ｒｘ１の合成インピーダンスとコンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の合成インピーダンスとで分圧され、アンプ１２の出力電圧Ｖ１となる。

ここで、電線９のコンデンサＣｘ１と抵抗Ｒｘ１の合成インピーダンスに対してコンデンサＣ１のインピーダンスが十分小さい場合には、コンデンサＣ１に流れる電流Ｉ_０は電圧Ｅと電線９のコンデンサＣｘ１と抵抗Ｒｘ１の合成インピーダンスで決定されるので次式のように表すことができる。
Ｉ_０＝Ｅ／（１／ωＣｘ１＋Ｒｘ１）
Ｖ１＝Ｉ_０×１／ωＣ１

電極８に入力される電圧は、芯線１０の電圧ＥがコンデンサＣｘ２と抵抗Ｒｘ２の合成インピーダンスとコンデンサＣ２、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ２の合成インピーダンスとで分圧されたものである。この電圧がコンデンサＣ２とコンデンサＣ３および抵抗Ｒ２の合成インピーダンスとで分圧されてアンプ１３の出力電圧Ｖ２になる。

ここで、電線９のコンデンサＣｘ２と抵抗Ｒｘ２の合成インピーダンスに対してコンデンサＣ２のインピーダンスが十分大きく、コンデンサＣ３のインピーダンスが抵抗Ｒ２に対して十分小さい場合、電圧ＥはコンデンサＣ２とコンデンサＣ３のインピーダンスによる分圧比で分圧されてアンプ２の出力電圧Ｖ２になり、次式で表される。
Ｖ２＝Ｅ×Ｃ２／（Ｃ２＋Ｃ３）

つまり、電極７は絶縁体１１のＣｘ１,Ｒｘ１に流れる合成電流Ｉoを取り出す電極で、コンデンサＣ１で検出して電圧Ｖ１となる。電極８は芯線１０の電圧Ｅを取り出す電極でＣ２とＣ３で分圧され電圧Ｖ２となる。

図２は、コンデンサの等価回路を示すものである。
コンデンサの等価回路は、容量値Ｃｘのコンデンサと抵抗値Ｒｘの抵抗の並列接続により表現される。コンデンサＣｘおよび抵抗Ｒｘの両端には、電圧Ｅが印加され、電流Ｉ_０が流れる。この電流Ｉ_０は、コンデンサＣｘに流れる電流Ｉｃと抵抗Ｒｘに流れる電流Ｉｒの合成電流となる。

図３は、図２の等価回路における電圧と各電流の関係をベクトルで表した図である。電圧Ｅに対して抵抗Ｒｘに流れる電流Ｉｒは電圧Ｅと同相であり、コンデンサＣｘに流れる電流Ｉｃは９０°進んだ関係にある。これらの電流Ｉｃ，Ｉｒのベクトル和が電流Ｉ_０であり、このときの、電流Ｉｃと電流Ｉ_０との成す角度δ°は次の式により求められる。
ｔａｎδ＝１／（ωＣｘＲｘ）＝Ｉｒ／Ｉｃ

ここで、ｔａｎδは誘電正接、Ｃｘはコンデンサの静電容量、Ｒｘは抵抗値、ωは入力信号の角周波数、ＩｃはコンデンサＣｘに流れる電流値、Ｉｒは抵抗Ｒｘに流れる電流値である。図１においては、出力電圧Ｖ２は芯線１０の電圧ＥをＣ２,Ｃ３のコンデンサのみで分圧しているので、電圧Ｅと同位相になる。

図４は交流電圧Ｅと交流電圧Ｖ１、Ｖ２の関係をベクトルで表した図である。
図４において、アンプ１３の出力交流電圧Ｖ２は芯線の交流電圧ＥをコンデンサＣ２，Ｃ３のみで分圧しており、抵抗Ｒｘ２の影響を受けないので、交流電圧Ｅと同位相になる。

出力電圧Ｖ１は抵抗Ｒｘ１がコンデンサＣｘ１のインピーダンスに対して十分大きければ電圧Ｅと同位相になり、小さければ位相が遅れる。従って、出力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２の位相を測定することによりＶ１の位相差を求めることができる。
なお、電圧位相差は、交流電圧Ｖ１とＶ２のゼロクロス（波形が共通電位等の基準電
位を通過する点）を検出して検出時間の時間差から算出することができる。

図５は、図１の回路における芯線電圧Ｅに対する出力電圧Ｖ１，Ｖ２の位相を測定した測定結果を示した図である。
測定条件として、電圧Ｅｘ：１００Ｖｒｍｓ
Ｃｘ１，２：１００ｐＦ
Ｃ１：０．０１μＦ
Ｃ２：１ｐＦ
Ｃ３：０．０１μＦ
測定周波数：６０Ｈｚである。

図５において、左欄より、Ｒｘ１，２の抵抗値、実験により実際に測定した電圧ＥとＶ１，Ｖ２の位相差（°）、Ｖ１とＶ２の位相差（°）、Ｖ１の位相測定誤差を示している。
なお、Ｖ１の位相測定誤差は電圧Ｖ１と電圧Ｖ２の位相差を測定することにより電圧Ｖ１の位相を求めている。
これにより、Ｒｘ１およびＲｘ２が１００ＭΩから∞まで変化しても電圧Ｖ１の位相は０．２５（°）以内の測定誤差で測定が可能となる。

図６は図１に示す電圧測定手段３の一例を示した構成図を示すものである。
図６において、入力部１１０はコンデンサＣ１１３，Ｃ１１４およびスイッチ１１５で構成される。７は電極であり、絶縁体１１で被覆された電線９に当接して配置される。コンデンサＣｘ１は電極７と絶縁被覆された電線９の芯線１０間に形成される容量値を表している。

Ｃ１１３、Ｃ１１４は所定の容量値を有するコンデンサであり、その一端は電極７に接続され、他端はそれぞれスイッチ１１５の接点Ａ、同Ｂに接続される。スイッチ１１５の共通接点Ｃは共通電位点に接続される。

ブートストラップ回路１２０は抵抗１２１および１２２,コンデンサ１２３およびアンプ１２４から構成される。抵抗１２１，１２２は直列接続され、その共通接続回路の一端には入力部１１０の出力が印加され、他端は共通電位点に接続される。
このブートストラップ回路の出力がＡ／Ｄ変換器１３０でＡ／Ｄ変換され、演算手段１４０で電圧値が算出される。

アンプ１２４の非反転入力端子には入力部１１０の出力が印加される。また、アンプ１２４の出力端子と反転入力端子は共通接続され、この共通接続点と抵抗１２１と１２２の接続点の間にはコンデンサＣ１２３が接続される。

このような構成により、ブートストラップ回路１２０の入力インピーダンスは帰還作用によって非常に高い値になる。すなわち、入力部１１０の動作はブートストラップ回路１２０が接続されることによって影響を受けることはなくなる。

次に、この実施例の動作を説明する。なお、簡単にするために、ブートストラップ回路１２０のゲインを１とする。最初にスイッチ１１５の共通接点Ｃを接点Ａ側に設定する。このときは芯線１０の印加電圧Ｅは結合容量Ｃｘ１とコンデンサＣ１１３で分圧された電圧がブートストラップ回路１２０に入力されるので、その出力電圧Ｖout１は、

になる。なお、結合容量値をＣｘ１、コンデンサの容量値をＣ１１３とする。ｊは虚数単位、ωは入力信号の角周波数である。

この式から、

が得られる。

次に、スイッチ１１５の共通接点Ｃを接点Ｂ側に設定する。このときのブートストラップ回路１２０の出力電圧をＶout２とすると、前記（１）式と同様にして、

が得られ、この（３）式から下式（４）が得られる。

前記（２）式と（４）式の右辺を等しいと置くと、

が得られ、この（５）式を整理すると、

が導かれる。

すなわち、コンデンサＣ１１３、Ｃ１１４の容量値は既知なので、コンデンサ１１３を接続したときのブートストラップ回路１２０の出力Ｖout１とコンデンサＣ１１４を接続したときのブートストラップ回路１２０の出力Ｖout２から、前記（６）式によって結合容量値Ｃｘ１を求めることができる。

また、この結合容量Ｃｘ１を前記（２）式または前記（４）式に代入すると、入力信号の電圧Ｅを計算することができる。
なお、図６において入力部１１０の出力をブートストラップ回路１２０に入力するようにしたが、必ずしもブートストラップ回路でなくてもよい。入力部１１０の動作に影響を与えない程度に入力インピーダンスが高い増幅器あるいはインピーダンス変換回路であればよい。

図１に戻り、上述したように電圧測定手段３は、芯線１０と電極７間の結合容量を算出し、この結合容量により、電圧値を算出して、芯線１０の印加電圧値とする。
しかしながら、現実には図1の結合容量Ｃｘ１と同時に並列に抵抗Ｒｘ1が存在する。Ｒｘ1は、材質の固有抵抗や表面の汚れによる表面抵抗で形成され、前記（６）式は容量ではなくインピーダンスＺｘと表記する必要がある。

結合インピーダンスＺｘを流れる電流位相は、Ｒｘ1に流れる分が同相となるため、９０°の進み位相からは誤差成分となる。
検出される電圧は、位相θにより誤差としてｃｏｓθ分小さくなるため、逆数である
ｓｅｃθを乗算して補正する必要がある。

補正手段５は、電圧測定手段３が算出した電圧値と位相差検出手段で検出した位相差により下記の式により補正をかける。
Ｚｘ＝（Ｖ２×Ｃ２×ｓｅｃθ_２）−（Ｖ１×Ｃ１×ｓｅｃθ_１）／
ω（Ｖ１×ｓｅｃθ_１−Ｖ２×ｓｅｃθ_２）
ここでω＝２πｆ（ｆ＝被測定電圧の周波数）
θ＝被測定電圧とＺｘを介して観察される測定出力間の位相差（Ｃ１測定時の位
相差がθ_１）
次に求めたＺｘを用い、演算手段６を用いて下記の式により電圧Ｅを補正する。
Ｅ＝Ｖ１×ｓｅｃθ_１×（１＋ωＣ１×Ｚｘ）

なお、以上の説明は、本発明の説明および例示を目的として特定の好適な実施例を示したに過ぎない。したがって本発明は、上記実施例に限定されることなく、その本質から逸脱しない範囲で更に多くの変更、変形を含むものである。

本発明の非接触電圧測定器の一実施例を示す構成図である。 コンデンサの等価回路である。 図２の等価回路における電圧と各電流の関係をベクトルで表した図である。 交流電圧Ｅと交流電圧Ｖ１，Ｖ２の関係をベクトルで表した図である。 Ｒｘ１およびＲｘ２を変化させたときの各電圧の位相の測定結果を示した図である。 電圧測定手段の一実施例を示す構成図である。

符号の説明

１ 第１電流検出手段
２ 第２電流検出手段
３ 電圧測定手段
４ 位相差検出手段
５ Ｚｘ補正手段
６ Ｖｘ補正手段
７，８ 電極
１０ 芯線
１１ 絶縁体
１２，１３，１２４ アンプ
１１０ 入力部
１１５ スイッチ
Ｃ１１３，１１４ コンデンサ
１２１，１２２，１２３ 抵抗
１３０ Ａ／Ｄ変換器
１４０ 演算手段

Claims (3)

1. 電線の芯線に印加される交流電圧を前記芯線に接する絶縁体を通して測定する非接触電圧測定装置において、
   前記絶縁体を通して入力信号を取り込む第1電極と、
   予め設けられた基準コンデンサの容量を変化させて前記導体と前記電極間の結合容量との間で分圧した前記入力信号に基づき前記結合容量を求め、この結合容量の値から前記交流電圧を求める電圧測定手段と、
   前記交流電圧と同相の交流電圧を前記絶縁体を通して検出する第２電極と、前記電圧測定手段で求めた交流電圧と前記第２電極で求めた交流電圧との位相差を求めて、この位相差から前記電圧測定手段で求めた交流電圧を補正する補正手段と、
   を備えたことを特徴とする非接触電圧測定装置。
2. 前記第２電極は前記電線とは容量成分のみで結合し抵抗成分とは非接触の状態となるようにわずかな距離を隔てて配置されたことを特徴とする請求項１記載の非接触電圧測定装置。
3. 前記電圧測定手段は、ブートストラップ回路を用いた高入力インピーダンス増幅器を有することを特徴とする請求項１又は２に記載の非接触電圧測定装置。
   

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