JP2005117862A

JP2005117862A - 電力変換器及び電力変換器を用いたシステム

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Publication number: JP2005117862A
Application number: JP2003352460A
Authority: JP
Inventors: Nobuyoshi Muto; 信義武藤
Original assignee: Japan Society for Promotion of Science; Keio University; Japan Society For Promotion of Machine Industry
Current assignee: Japan Society for Promotion of Science; Keio University; Japan Society For Promotion of Machine Industry
Priority date: 2003-10-10
Filing date: 2003-10-10
Publication date: 2005-04-28
Anticipated expiration: 2023-10-10
Also published as: JP4479990B2; US6999330B2; US20050174820A1; DE102004049104A1

Abstract

【課題】スイッチング操作によって制御される電力変換器から発生するＥＭＩノイズを簡単な構成で減少させる。
【解決手段】電力変換器を構成する多層配線基板の第２配線層３６２第２配線層３６２には、直流母線３００ｐを構成する第１正側直流配線３１１ｐと第２正側直流配線３１２ｐが設けられる。第１正側直流配線３１１ｐの一端は配置領域３１Ｓに配置されるコンバータ（図示せず）の出力端子に出力され、第２正側直流配線３１２ｐの一端は領域３３Ｓに配置されるインバータ（図示せず）の入力端子に出力される。第１正側直流配線３１１ｐと第２正側直流配線３１２ｐ、及び図示しない負側直流配線は、直流伝送方向に対する一方の側の伝送経路長を他方の側の伝送経路長より短くする曲げ構造を有している。第１正側直流配線３１１ｐと第２正側直流配線３１２ｐの線幅は、直流伝送方向におけるノイズ電流の減衰率がほぼ一定値となる幅以上の幅に設定される。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング操作による制御を行う電力変換器、及びそのような電力変換器を用いたシステムに関する。

スイッチング操作によって制御される電力変換器は、モータ駆動装置等の各種機器に使用され、要求される性能も厳しくなっている。このニーズに応えるべく、電力変換器を構成するパワー素子のスイッチング特性は改善され、スイッチング周期は１０ｎｓ〜１００ｎｓと相当に高速になっている。このため、電力変換器を用いたシステムから発生するＥＭＩ（electromagnetic interference）ノイズの周波数が高くなり、浮遊容量を介してコモンモードノイズとして他の電子機器や情報通信機器等に進入しやすく、電磁障害が発生しやすくなってきている。

モータ駆動系内を流れるコモンモード電流（漏洩電流）は、様々な状態で系内に分布している浮遊容量を介して流れる。このようなコモンモード電流を抑制するには、駆動系でのコモンモードノイズ（電圧、電流）の挙動を把握し、この挙動を反映した回路モデルが不可欠になる。

図１１は、スイッチング操作によって制御される電力変換器を用いたシステムの一例であるモータ駆動システムの概略構成を示す図である。図１１のモータ駆動システムは、交流電源１、ＡＣリアクトル２、電力変換器３、モータ４を含む。そして、ＡＣリアクトル２、モータ４のフレーム（図示せず）、及び電力変換器３のアースライン（図示せず）は、アース５に接続されている。なお、ここでフレームは、機器の通電部分から電気的に絶縁された状態で機器全体を導体で覆った機器を支える構造体を指す。

電力変換器３は、交流電源１からＡＣリアクトル２を介して電源の供給を受け、任意の周波数、任意の電圧の電源に変換するものである。電力変換器３は、入力交流電源を直流電圧に変換するコンバータ（順変換器）３１、コンバータ３１の出力直流電圧を平滑する平滑コンデンサ３２、平滑された直流電圧を交流電圧に変換するインバータ（逆変換器）３３を基本的構成要素としており、これらの要素は、配線基板３０に装着され、コンバータ３１とインバータ３３は、配線基板３０に形成された直流主回路導体（直流母線）３００ｎ、３００ｐを介して接続される。また、コンバータ３１及びインバータ３３を構成する素子ケース等には、冷却フィン３４が取り付けられる。冷却フィン３４は、前記素子等の温度上昇を抑えるものであり、電気的には配線基板３０のアース（図１１では図示せず）と接続されている。

このようなシステムにおけるＥＭＩノイズには、２種類のものがある。１つは、コンバータ３１とインバータ３３間の直流主回路導体３００ｎ、３００ｐからの差動電圧によって発生するノーマルモードノイズ（ディファレンシャルモードノイズ）であり、もう１つは、モータ駆動システムに分布する寄生容量を通して流れるコモンモード電流によって発生するコモンモードノイズである。ノーマルモードノイズは、コモンモードノイズを引き起こすので、ＥＭＩノイズを減少させるためには、ノーマルモードノイズを制御することが重要である。

コモンモード電流は、図１１に示すように、電力変換器３の素子ケース等から、冷却フィン３４を介してアースへ漏洩する電流Ｉ_ｃ２、ＡＣリアクトル２のフレームを介してアースへ漏洩する電流Ｉ_ｃ３及びモータフレームを介して漏洩する電流Ｉ_ｃ１の３種類が存在する。コモンモード電流は、図１１に示すように浮遊容量を介して流れるため、高周波のノイズ成分が漏洩電流として流れる。なお、図１１においては、浮遊容量に対する符号を省略してある。

本発明者は、システム内に分布している浮遊容量を介して流れるコモンモード電流を減少させる技術について、提案した（非特許文献１、特許文献１参照）。このシステムは、システムを構成する要素の内の１又は複数の要素とアースとの間にダンピングインピーダンスを挿入するものである。

ノーマルモードノイズは、ノイズフィルタをコンバータとインバータ間の直流ラインに挿入することにより抑えることができる。しかし、対策のために付加した装置のフレームを通してコモンモードノイズを誘発する電流パスが新たに形成される可能性があり、ノーマルモードノイズの低減のための付加回路は、なるべく避けるのが好ましい。

本発明者は、ノーマルモードノイズを減少させる技術についても提案した（非特許文献１、特許文献１参照）。この技術は、コンバータとインバータ間の直流主回路導体を、多層配線基板異なる配線層に絶縁層を挟んで対称的な位置に配置するものである。

図１１に示される電力変換器３に利用される配線基板３０の一例の概略構成を、図１２に示す（非特許文献１に示される電力変換器３についても同様）。配線基盤３０は、第１配線層（図示せず）から第４配線層３６４の４層の配線層を有し、各配線層間及び第１配線層と第４配線層３６４の表面には絶縁体層３７２〜３７４（第１配線層の表面、及び第１配線層と第２配線層３６２間の絶縁体層は図示を省略してある。）する。

第１配線層（図示せず）は、主として電力変換器３のゲート回路、電圧検出器、電流検出器のための配線、供給電源用の伝送のための配線等が設けられる層である。第２配線層３６２には、直流母線３００ｐを構成する第１正側直流配線３０１ｐと第２正側直流配線３０２ｐが設けられる。第３配線層３６３には、直流母線３００ｎを構成する負側直流配線３０１ｎが設けられる。なお、第１正側直流配線３０１ｐと第２正側直流配線３０２ｐとは電磁継電器３５を介して接続されている。コンバータ３１とインバータ３３間の導通を遮断する必要がない場合は、第１正側直流配線３０１ｐと第２正側直流配線３０２ｐを接続して１つの配線とすることによって、電磁継電器３５は省略可能である。また、第４配線層３６４は、電力変換器３のアース面を構成する接地配線３０４が形成される配線層である。なお、図１２の配線基板３０は、直流母線３００ｐ、３００ｎを構成する配線近傍の部分のみを示してある。

ＩＭＰで構成されるコンバータ３１及びインバータ３３は、それぞれコンバータ配置領域３１Ｓ及びインバータ配置領域３３Ｓで配置される。そして、コンバータ３１の出力端子は、第１正側直流配線３０１ｐの一端と負側直流配線３０１ｎの一端に接続され、インバータ３３の入力端子は、第２正側直流配線３０２ｐの一端と負側直流配線３０１ｎの他端に接続される。また、平滑コンデンサ３２は、第２正側直流配線３０２ｐの中間点と負側直流配線３０１ｎの対応する中間点に接続される。

直流母線３００ｐ、３００ｎ間のディファレンシャルモード電圧ΔＶは、直流母線３００ｐの自己インダクタンスをＬｓ１、直流母線３００ｎの自己インダクタンスをＬｓ２、相互インダクタンスをＭ、実効インダクタンスをＬｅｆｆ、直流母線３００ｐを流れる電流ｉ１とすると、ΔＶ＝（Ｌｓ１＋Ｌｓ２−２Ｍ）ｄｉ１／ｄｔ＝Ｌｅｆｆｄｉ１／ｄｔ
となる。電圧ΔＶは、実効インダクタンスＬｅｆｆを減少させること、すなわち、相互インダクタンスＭを大きくすることにより減少する。

図１２の配線基板３０は、直流母線３００ｐ、３００ｎを構成する第１正側直流配線３０１ｐ及び第２正側直流配線３０２ｐと負側直流配線３０１ｎが、絶縁体層３７２を挟んで対称的な構造を有するので、相互インダクタンスＭが大きくなり、ディファレンシャルモード電圧ΔＶを小さくすることができる。したがって、ディファレンシャルモード電流が小さくなり、それに伴うコモンモード電流も小さくすることができる。

しかし、ノイズ電流となる数ＭＨｚ以上の周波数帯域の電流は、表皮効果により導体表面を拡散して伝播するので、電力変換器のスイッチング操作により直流母線３００ｐ、３００ｎを流れる高周波電流には、伝導ＥＭＩノイズだけでなく、放射ＥＭＩノイズも問題になる。そして、電力変換器を構成する要素は３次元を持った構造であるので、このような放射ノイズは、各要素間の浮遊容量を通して容易に伝播することになり、対策が困難となりつつある。従来の集中定数フィルタでは、電力伝送線の表面に拡散したＥＭＩノイズを制御できない。

Nobuyoshi Mutoh, Mitsukatsu Ogata, Kayhan Gulez, and Fumio Harashima 「New Methods to Suppress EMI Noises in the Motor Drive System」、１．２００１年８月２７日〜２９日に、オーストリアのグラーツで開催された「9th European Conference on Power Electronics and Applications」において頒布されたＣＤ−ＲＯＭ（ISBN:90-75815-06-9）特許第３４３２５０５号公報

本発明は、上記事情に鑑みなされたもので、スイッチング操作によって制御される電力変換器から発生するＥＭＩノイズを簡単な構成で減少させることを目的とする。

本発明の電力変換器は、スイッチング操作による制御を行うものであって、交流を直流に変換するコンバータと、直流を交流に変換するインバータと、前記コンバータの出力端子と前記インバータの入力端子とを接続する直流母線と、前記直流母線が形成される多層配線基板と、前記直流母線間に接続される平滑コンデンサと、を備え、前記直流母線の正側母線と負側母線とは、前記多層配線基板の隣接する配線層のほぼ重なる位置に配置され、前記直流母線は、直流伝送方向に対する一方の側の伝送経路長を他方の側の伝送経路長より短くする曲げ構造を有しており、前記直流母線の線幅は、少なくとも前記コンバータの出力端子から所定範囲及び前記インバータの入力端子から所定範囲の部分については、前記直流伝送方向における前記高周波電流の減衰率がほぼ一定値となる幅以上の幅であり、前記直流母線の前記曲げ構造は、前記スイッチング操作によって発生する高周波電流を前記直流母線の前記一方の側に拡散させるものである。

本発明によれば、伝導ＥＭＩノイズだけでなく、放射ＥＭＩノイズも同時に抑制することができる。また、製品設計段階から、ＥＭＩノイズ抑制効果がとり込まれているため、余分なノイズ対策部品が不要であるとともに、シリーズ製品においても、全ての製品に均一なノイズ抑制効果を得ることができる。

本発明の電力変換器は、前記多層配線基板の、前記正側母線が形成される配線層と前記負側母線が形成される配線層とに挟まれる絶縁体層の厚さが、前記スイッチング操作によって発生する高周波電流を前記正側母線と負側母線が対向する側に拡散させる厚さ以下の厚さであるものを含む。

本発明の電力変換器を用いたシステムは、前記多層基板が、機器接地配線層を有し、前記システムを構成する１又は複数の要素とアースとの間には、ダンピングインピーダンスが接続されるものである。

本発明によれば、メンテナンス時に容易にパラメータを適性にする補正が可能なため、製品の最終寿命まで、均一なノイズ抑制効果が得られる。また、インピーダンスを挿入するだけですむので、施工状態、条件に左右されず、既設のシステムに対しても容易に対処可能である。

本発明のシステムは、前記ダンピングインピーダンスが、前記要素とアース間を流れる共振電流を抑制する効果が急激に減少する付近の値であるものを含む。

本発明によれば、システムを構成する要素（たとえばフレーム等）の電位の上昇が避けられるので、感電を防止しつつＥＭＩノイズを抑制することができる。

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、スイッチング操作によって制御される電力変換器から発生するＥＭＩノイズを簡単な構成で減少させることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。図１は、本発明の実施の形態の電力変換器の要部の概略構成を示す図であり、電力変換器を構成する多層配線基板の第２配線層３６２の概略構成を示すものである。第２配線層３６２には、直流母線３００ｐを構成する第１正側直流配線３１１ｐと第２正側直流配線３１２ｐが設けられる。第１正側直流配線３１１ｐの一端は、コンバータ配置領域３１Ｓに配置されるコンバータ３１（図１では図示せず）の出力端子に出力され、第２正側直流配線３１２ｐの一端は、インバータ配置領域３３Ｓに配置されるインバータ３３（図１では図示せず）の入力端子に出力される。第１正側直流配線３１１ｐと第２正側直流配線３１２ｐの多端は、電磁継電器３５（図１では図示せず）によって接続される。また、平滑コンデンサ３２（図１では図示せず）は、コンデンサ配置領域３２Ｓに配置される。

この電力変換器は、図１２に示すものと同様の第３配線層を有し、第３配線層には、負側直流配線が第１正側直流配線３１１ｐと第２正側直流配線３１２ｐとほぼ重なる位置に設けられる。同様にコンバータ３１、平滑コンデンサ３２、インバータ３３が接続される。その他の構成要素は、基本的に図１２に示すものと同様であるので説明を省略する。

図１の第１正側直流配線３１１ｐと第２正側直流配線３１２ｐ、及び図示しない負側直流配線（以下、単に直流配線と記述する場合もある。）は、直流伝送方向に対する一方の側の伝送経路長を他方の側の伝送経路長より短くする曲げ構造を有している。すなわち、第１正側直流配線３１１ｐの図示右側の伝送経路は、左側の伝送経路より短くなっており、第２正側直流配線３１２ｐの図示左側の伝送経路は、右側の伝送経路より短くなっている。したがって、直流伝送方向に対して一方の側の伝送経路長が他方の側の伝送経路長よ
り短くなっており、一方の側の抵抗値と他方の側の抵抗値とに差が生じる。そのため、コンバータ３１又はインバータ３３のスイッチング操作によって発生する高周波電流（以下、ノイズ電流と記述する場合もある。）は、直流母線の一方の側に拡散することになる。すなわち、直流配線の配線層内で、配線層と平行な方向（以下、水平方向と記述する場合もある。）のノイズ電流は、一方の側に閉じ込められることになる。

また、第１正側直流配線３１１ｐと第２正側直流配線３１２ｐの線幅は、直流伝送方向におけるノイズ電流の減衰率がほぼ一定値となる幅以上の幅に設定される。基板配線を伝播するノイズ電流の減衰率は、後述するように基板配線の線幅が大きくなるにつれて大きくなるが、ある程度大きくなるとほとんど変化しなくなる。本発明では、第１正側直流配線３１１ｐと第２正側直流配線３１２ｐの線幅を、少なくともコンバータ３１の出力端子から所定範囲及びインバータ３３の入力端子から所定範囲の部分については、そのような線幅以上にするものである。なお、「減衰率がほぼ一定となる幅」とは、厳密に変化率「０」付近となる線幅を指すわけではなく、それよりも若干狭い線幅も含む。線幅を大きくするのは、ノイズ電流を減衰させるためであり、減衰率がほぼ一定になる線幅に近づくと、線幅の増加によって得られる最大の減衰率が近づくので、上記した線幅より狭い線幅としても、ＥＭＩノイズの減少に寄与する。負側直流配線についても、第１正側直流配線３１１ｐと第２正側直流配線３１２ｐとほぼ重なる形状であるので、同様の線幅となる。

次に、基板配線の曲げ構造とノイズ電流の閉じ込めについて説明する。図２は、ノイズ電流の閉じ込め効果を説明する図であり、図２（ａ）〜（ｃ）に示すような形状の配線の一端にインパルス電圧を加えたときの高周波電流（この例では１５ＭＨｚの）の分布を示すものである。図２（ｄ）は、伝送路の経路長比、すなわちインピーダンス比に対する高周波電流の比を示したものである。図２（ａ）のように、伝送路の経路長比（伝送路の一方の側の寸法と他方の側の寸法との比）が１の場合は、電流比も１であるが、図２（ｂ）のように曲げ構造とすると、図示上方の経路長に対して下方の経路長が短くなり、経路長比が大きくなる。この場合高周波電流は、経路長が短い側に拡散するため、電流比は大きくなる。すなわち、水平方向の高周波電流を伝送路の一方の側に閉じ込められることとになる。さらに、図２（ｃ）に示すような形状として経路長比を大きくすると、電流比を大きくすることができる。

このように、ＥＭＩノイズとなる高周波電流を閉じ込められるので、伝導ＥＭＩノイズだけでなく、放射ＥＭＩノイズも同時に抑制することができる。閉じ込め効果を大きくするためには、経路長比をできるだけ大きくするのがよい。

次に、ノイズ電流の垂直方向（配線面に対して垂直方向）の閉じ込めについて説明する。ノイズ電流となる高周波電流は、配線の表面を拡散するが、本発明では、直流母線３００ｐ、３００ｎを絶縁体層（誘電体層）３７２を挟んで対称配置しているので、高周波電流は、絶縁体層３７２側を拡散する。すなわち、絶縁体層３７２側に閉じ込められる。したがって、拡散する高周波電流による放射ノイズを減少させることができる。絶縁体層３７２への閉じ込めは、直流母線３００ｐと３００ｎの容量結合が強さに応じて大きくなるので、絶縁体層３７２はできるだけ薄くするのが好ましい。また、直流母線３００ｐと３００ｎの容量結合を大きくすると、後述する直流伝送方向における高周波電流の減衰率が大きくなり、さらに放射ノイズを減少させることができる。

続いて、直流母線３００ｐ、３００ｎの線幅について説明する。前述したように、直流母線３００ｐと３００ｎの結合容量は、大きい方が放射ノイズの減少に寄与するので、線幅を大きくして結合容量を大きくするのが好ましい。また、直流母線３００ｐ、３００ｎの直流伝送方向へのノイズ電流の拡散は小さい方が放射ノイズの減少に寄与する。

図３に、基板配線の幅と高周波電流の減衰の関係を示す。図３は、１５ＭＨｚの高周波電流が、８５ｍｍ離れた位置でどの程度減衰するかを示したものである。配線幅がほぼ２０ｍｍに達するまで急激に減衰し、３０ｍｍまではさらに減衰するが、３０ｍｍ以上になると減衰率はほぼ一定である。これは、高周波源近くでの垂直方向の拡散を大きくすることにより、水平方向の拡散成分を減少させたことによるものである。すなわち、高周波源近くの配線幅を大きくすることにより、結合容量を増加させたことによるものである。１５ＭＨｚの高周波電流の場合は、２０ｍｍ程度の線幅で、ほぼ、最大の減衰率が得られるので、このような周波数のノイズを想定する場合、基板配線の線幅を２０ｍｍ以上とすることによって、ＥＭＩノイズを減少させることができる。なお、図３から明らかなように、線幅が２０ｍｍ程度に達するまでは急激に高周波電流の減衰率が減少しており、線幅が２０ｍｍよりある程度狭くても、大きな減衰率となっている。したがって、基板配線の線幅は、２０ｍｍより狭くても、この例では１０ｍｍ程度でも１０ｄＢ以上の減衰が得られるので、充分なＥＭＩノイズの減少効果が期待できる。すなわち、高周波電流の減衰率がほぼ一定値となる幅以上の線幅には、このように高周波電流の減衰率がほぼ一定値となる幅近傍の線幅より狭い線幅で、減衰率がある程度大きくなる線幅も含まれる。

以上のように、直流母線３００ｐ、３００ｎを構成する配線の形状及び幅を適宜設計することにより、ノイズ電流の拡散範囲、及び表面からの拡散量を減少させることができるので、伝導ＥＭＩノイズだけでなく、放射ＥＭＩノイズも減少させることができる。

図４〜図７を用いて、直流母線３００ｐ、３００ｎとなる配線の形状及び幅とＥＭＩノイズの大きさについて説明する。図４は、図１２の配線基板の要部、及び電流測定点、磁界測定点を模式的に示す図である。点ａ〜ｆは、第１正側直流配線点３０１ｐ、第２正側直流配線３０２ｐにおける電流測定点、点Ｄ〜Ｆは、近接磁界を測定する配線基板３０から３ｃｍ上方の点である。

図５は、３０ｍｍ以上の配線幅を有する第２正側直流配線３０２ｐ上方３ｃｍにおける近接磁界の強さを示す図である。図から明らかなように、インバータ３３のスイッチングに基づく共振周波数（１７ＭＨｚ）を含む高周波領域では、ノイズ源であるインバータ３３との接続点から離れるにつれて大きく減衰していることがわかる。

図６は、ノイズ源であるコンバータ３１との接続点から２０ｍｍ以下の幅を有する第１正側直流配線３０１ｐの複数の点における電流を示す図である。図から明らかなように、コンバータ３１との接続点から離れても高周波電流は減衰していない。

図７は、ノイズ源であるインバータ３３との接続点から３０ｍｍ以上の幅を有する第２正側直流配線３０２ｐの複数の点における電流を示す図である。図から明らかなように、コンバータ３３との接続点から離れるにつれて大きく減衰していることがわかる。

以上の実験結果から明らかなように、直流母線３００ｐ、３００ｎを構成する配線の形状及び幅を選択することによって、伝導ＥＭＩノイズだけでなく、放射ＥＭＩノイズも減少させることができる。

なお、図１に示す直流配線は、配線全体の線幅を、直流伝送方向におけるノイズ電流の減衰率がほぼ一定値となる幅以上の幅にしているが、コンバータ３１の出力端子から所定範囲及びインバータ３３の入力端子から所定範囲を越える部分については、そのような線幅としなくてもよい。すなわち、ノイズ源であるコンバータ３１及びインバータ３３から所定範囲離れた位置ではノイズ電流が充分減衰しているので、配線の線幅を狭くしてもＥＭＩノイズに対する影響は小さい。

図８に、本発明の別の実施の形態の電力変換器の要部の概略構成を示す。図１と同様、電力変換器を構成する多層配線基板の第２配線層３６２の概略構成を示すものであり、同一の要素については、同一の番号を付してある。第１正側直流配線３２１ｐは、コンバータ３１の出力端子から所定範囲については、直流伝送方向におけるノイズ電流の減衰率がほぼ一定値となる幅以上の幅に設定され、その範囲を越える部分については、それよりも狭い線幅に設定される。同様に第２正側直流配線３２２ｐの線幅も、コンバータ３３の出力端子から所定範囲については、直流伝送方向におけるノイズ電流の減衰率がほぼ一定値となる幅以上の幅に設定され、その範囲を越える部分については、それよりも狭い線幅に設定される。このような配線の形状及び幅とすると、ＥＭＩノイズを減少させることができるとともに、配線基板３０の配線スペースに余裕ができ、配線設計が容易になる。

直流配線を直流伝送方向におけるノイズ電流の減衰率がほぼ一定値となる幅以上の幅に設定する所定範囲は、ノイズ電流の減衰率がほぼ一定値となる範囲とすれば充分である。なお、図８では、第１正側直流配線３２１ｐと第２正側直流配線３２２ｐとを電磁継電器３５で接続するため、その部分の線幅が広くなっているが、電磁継電器３５を省略する場合は、この部分の線幅も狭くすることができる。

直流母線３００ｐ、３００ｎを構成する配線の形状及び幅を選択することによって閉じ込めた高周波電流の一部は、基板３０の第４配線層３６４に形成された接地配線３０４を介して電力変換器３のアースに流れる。また、交流配線を介してモータ４やＡＣリアクトル２に流れる電流もある。これらの電流は、特許文献１に示した方法で抑制する。すなわち、図９に示すように、ＡＣリアクトル２のフレーム、電力変換器３の冷却フィン３４、モータ４のフレームとアースとの間に、ダンピングインピーダンス６，７，８を挿入するものである。ただし、ダンピングインピーダンス６、７、８は、必ずしもすべて必要ではなく、ダンピングインピーダンス６だけ、あるいは６と７を挿入するだけでもよい。

次に、挿入するダンピングインピーダンスの値について述べる。図１０は、モータ４のフレーム（図示せず）とアース５の間に挿入されるダンピングインピーダンス６の値と、フレームを介して流れるコモンモード電流のピーク値との関係の一例を示す図である。図１０において、丸印は実測値を示し、三角印はシミュレーション値を示す。図から明らかなように、インピーダンス値が大きくなるにしたがってコモンモード電流が急激に減少し、後は漸減している。このダンピングインピーダンスは、フレームとアース間を流れる共振電流を抑制するものである。ダンピングインピーダンスの値は、共振抑制効果が急激に減少する付近の値、図１０の例では２００Ω付近とするのが好ましい。共振抑制効果を有する値の内の最小の値を選択することにより、モータ３のフレーム等ダンピングインピーダンスを接続した要素の電位が不必要に上昇することが避けられ、機器の安全性を高めることができる。

本発明の実施の形態の電力変換器の要部の概略構成を示す図ノイズ電流の閉じ込め効果を説明する図基板配線の幅と高周波電流の減衰の関係を示す図配線基板の要部、及び電流測定点、磁界測定点を模式的に示す図第２正側直流配線上方における近接磁界の強さを示す図第１正側直流配線の複数点における電流を示す図第２正側直流配線の複数点における電流を示す図本発明の別の実施の形態の電力変換器の要部の概略構成を示す図ダンピングインピーダンスによるＥＭＩノイズ抑制を行うシステムの概略構成を示す図モータのフレームとアースの間に挿入されるダンピングインピーダンスの値と、フレームを介して流れるコモンモード電流のピーク値との関係の一例を示す図モータ駆動システムの概略構成を示す図電力変換器に利用される配線基板の一例の概略構成を示す図

符号の説明

１・・・交流電源
２・・・ＡＣリアクトル
３・・・電力変換器
４・・・モータ
５・・・アース
６、７、８・・・ダンピングインピーダンス
３０・・・配線基板
３１・・・コンバータ
３２・・・平滑コンデンサ
３３・・・インバータ
３４・・・冷却フィン
３５・・・電磁継電器
３１Ｓ・・・コンバータ配置領域
３２Ｓ・・・平滑コンデンサ配置領域
３３Ｓ・・・インバータ配置領域
３００ｐ、３００ｎ・・・直流主回路導体（直流母線）
３６２、３６３、３６４・・・配線層
３７２、３７３、３７４・・・絶縁体層（誘電体層）
３０１ｐ、３１１ｐ、３２１ｐ・・・第１正側直流配線
３０２ｐ、３１２ｐ、３２２ｐ・・・第２正側直流配線
３０１ｎ・・・負側直流配線
３０４・・・接地配線

Claims

スイッチング操作による制御を行う電力変換器であって、
交流を直流に変換するコンバータと、
直流を交流に変換するインバータと、
前記コンバータの出力端子と前記インバータの入力端子とを接続する直流母線と、
前記直流母線が形成される多層配線基板と、
前記直流母線間に接続される平滑コンデンサと、を備え、
前記直流母線の正側母線と負側母線とは、前記多層配線基板の隣接する配線層のほぼ重なる位置に配置され、
前記直流母線は、直流伝送方向に対する一方の側の伝送経路長を他方の側の伝送経路長より短くする曲げ構造を有しており、
前記直流母線の線幅は、少なくとも前記コンバータの出力端子から所定範囲及び前記インバータの入力端子から所定範囲の部分については、前記直流伝送方向における前記高周波電流の減衰率がほぼ一定値となる幅以上の幅であり、
前記直流母線の前記曲げ構造は、前記スイッチング操作によって発生する高周波電流を前記直流母線の前記一方の側に拡散させるものである電力変換器。
請求項１記載の電力変換器であって、
前記多層配線基板の、前記正側母線が形成される配線層と前記負側母線が形成される配線層とに挟まれる絶縁体層の厚さは、前記スイッチング操作によって発生する高周波電流を前記正側母線と負側母線が対向する側に拡散させる厚さ以下の厚さである電力変換器。
請求項１又は２記載の電力変換器を用いたシステムであって、
前記多層基板は、機器接地配線層を有し、
前記システムを構成する１又は複数の要素とアースとの間には、ダンピングインピーダンスが接続されるシステム。
請求項３記載のシステムであって、
前記ダンピングインピーダンスは、前記要素とアース間を流れる共振電流を抑制する効果が急激に減少する付近の値であるシステム。