WO2017208418A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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housing
capacitance
power supply
resonance frequency
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賢太郎 秦
山上　滋春
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日産自動車株式会社
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Definitions

  • Patent Document 1 discloses that in order to remove noise, a reactor frame provided in a power module is grounded via an impedance element to suppress noise.
  • Patent Document 1 does not adjust the impedance between the inductance element and the frame, and does not effectively reduce noise.
  • the present invention has been made to solve such a conventional problem, and an object of the present invention is to achieve power conversion capable of reducing noise generated when switching on and off of a switching element. To provide an apparatus.
  • One aspect of the present invention is an inductance element connected to a first power supply bus, a switching element that converts power supplied between the first power supply bus and the second power supply bus by switching, an inductance element, and a switching element And a first impedance element provided between the inductance element and the casing.
  • noise generated when switching on and off of a switching element can be reduced.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to an embodiment of the present invention and peripheral devices thereof.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power feeding bus in the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a graph showing a noise level generated in the power converter.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power supply bus in the power conversion device according to the modification of the first embodiment.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power feeding bus in the power conversion device according to the second embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a power conversion device according to an embodiment of the present invention and peripheral devices thereof.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power feeding bus in the power conversion device according to the first embodiment.
  • FIG. 3
  • FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating a cross section of an inductance element and a second power supply bus in a power conversion device according to a modification of the second embodiment.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power feeding bus in the power conversion device according to the third embodiment.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power supply bus in the power conversion device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power supply bus in the power conversion device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 10 is a graph illustrating the relationship between frequency and impedance in the power conversion device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power supply bus in the power conversion device according to the sixth embodiment.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power feeding bus in the power conversion device according to the seventh embodiment.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power supply bus in the power conversion device according to the modification of the seventh embodiment.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power supply bus in the power conversion device according to the eighth embodiment.
  • FIG. 15 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power supply bus in the power conversion device according to the ninth embodiment.
  • FIG. 16 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power feeding bus in the power conversion device according to the tenth embodiment.
  • FIG. 17 is a graph showing the relationship between frequency and impedance in the power conversion device according to the tenth embodiment.
  • FIG. 18 is a graph showing the relationship between impedance and noise in the power conversion device according to the tenth embodiment.
  • FIG. 19 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power supply bus in the power conversion device according to the first modification of the tenth embodiment.
  • FIG. 20 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element and the second power supply bus in the power conversion device according to the second modification of the tenth embodiment.
  • FIG. 27 is a graph showing the relationship between the resistance value of each resistance element and the noise level in the power conversion device according to the eleventh embodiment.
  • FIG. 28 is a circuit diagram showing another configuration of the power conversion device.
  • FIG. 29 is a circuit diagram showing still another configuration of the power conversion device.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power conversion device according to the first embodiment of the present invention and peripheral devices thereof.
  • the power converter 101 according to the present embodiment is entirely covered with a metal casing 1 such as iron or aluminum.
  • the input side of the power converter 101 is connected to a power supply 91 that outputs direct current via a first power supply bus 93 and a second power supply bus 94, and the output side is connected to a load 92 via output lines 95 and 96. It is connected. Therefore, the voltage supplied from the power supply 91 can be converted into a desired voltage and supplied to the load 92.
  • the power source 91 is, for example, a commercial power source or a battery provided in a general household
  • the load 92 is, for example, a battery mounted on an electric vehicle or a hybrid vehicle.
  • an inductance element L1 connected to the first power supply bus 93 is provided in the housing 1 of the power converter 101. Further, the power module 3 is provided between the first power supply bus 93 and the second power supply bus 94.
  • the voltage supplied from the power supply 91 is converted into a different voltage and supplied to the load 92.
  • FIG. 2 shows a cross section “A-A ′” shown in FIG.
  • a first impedance element 11 is provided between the inductance element L ⁇ b> 1 and the housing 1.
  • the first impedance element 11 is, for example, a capacitive element or a series connection circuit of a capacitive element and a resistive element.
  • FIG. 3 is a graph showing noise propagated to the housing 1 when the switching element Q1 is switched.
  • a curved line S ⁇ b> 1 indicated by a dotted line indicates a change in noise when the first impedance element 11 is not provided
  • a curved line S ⁇ b> 2 indicated by a solid line indicates a change in noise when the first impedance element 11 is provided. Yes.
  • noise propagating from the inductance element L ⁇ b> 1 to the housing 1 is reduced.
  • the impedance between the inductance element L1 and the casing 1 is increased, and the second power supply bus 94 and the casing are increased. 1 can be made closer to the second stray capacitance existing between the inductor 1 and the noise transmitted from the inductance element L1 to the housing 1 can be reduced.
  • the inductance element L1 inside the frame 4, it is possible to suppress noise directly radiated from the inductance element L1. Further, by providing the first impedance element 11, the impedance between the inductance element L 1 and the frame 4 can be increased, and as a result, the impedance between the inductance element L 1 and the housing 1 is changed to the second power supply bus 94. And the second stray capacitance between the housing 1 and the housing 1. As a result, noise propagating from the inductance element L1 to the housing 1 can be reduced.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element L1 and the second power supply bus 94 of the power conversion device according to the modification of the second embodiment.
  • the modification differs from the second embodiment described above in that the bottom surface of the frame 4 that houses the inductance element L ⁇ b> 1 and the housing 1 are connected by a wire 5. That is, the housing 1 and the frame 4 are electrically connected by the wire 5. The housing 1 and the frame 4 are fixed by an insulator (not shown). And even if it is such a structure, the effect similar to 2nd Embodiment mentioned above can be achieved.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element L1 and the second power supply bus 94 of the power conversion device according to the third embodiment.
  • the inductance element L1 is housed in the frame 4, and the first impedance element 11 is provided so as to cover the inductance element L1.
  • the first impedance element 11 is a dielectric, for example.
  • the frame 4 is provided in the housing 1, and a first impedance element 11 is provided between the inductance element L 1 and the frame 4.
  • the first impedance element 11 is provided between the inductance element L1 and the housing 1.
  • the casing 1 and the frame 4 are fixed by an insulator (not shown). Since stray capacitance exists between the frame 4 and the housing 1, there is a predetermined capacitance between the inductance element L 1 and the housing 1.
  • the above-described predetermined capacitance is brought close to the second stray capacitance between the second power supply bus 94 and the housing 1, thereby causing the housing from the inductance element L 1. Noise propagating to the body 1 can be reduced.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element L1 and the second power supply bus 94 of the power conversion device according to the fourth embodiment.
  • the first impedance element 11 is provided between the inductance element L ⁇ b> 1 and the housing 1.
  • a second impedance element 12 is provided between the second power supply bus 94 and the housing 1.
  • the impedance between the inductance element L1 and the housing 1 and the impedance between the second power supply bus 94 and the housing 1 can be made closer. . Therefore, noise propagating from the inductance element L1 to the casing 1 and noise propagating from the second power supply bus 94 to the casing 1 can be reduced.
  • each impedance can be finely adjusted, the impedance between the inductance element L1 and the housing 1, the second power supply bus 94, and the housing.
  • the impedance between the body 1 and the body 1 can be easily matched. Therefore, noise propagating from the inductance element L1 to the casing 1 and noise propagating from the second power supply bus 94 to the casing 1 can be reduced with a simple operation.
  • FIG. 10 is a graph showing the relationship between frequency and impedance.
  • a curved line S3 indicated by a solid line indicates a change in impedance between the inductance element L1 and the housing 1 with respect to a change in frequency.
  • a curved line S4 indicated by a dotted line indicates a change in impedance between the second power supply bus 94 and the housing 1 with respect to a frequency change.
  • the impedances shown in the curves S3 and S4 are almost the same regardless of the frequency. That is, in the power conversion device according to the fifth embodiment, it is possible to reduce noise that propagates to the housing even when the frequency of the switching element Q1 varies.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element L1 and the second power supply bus 94 of the power conversion device according to the sixth embodiment.
  • the first capacitive element C ⁇ b> 11 is provided between the inductance element L ⁇ b> 1 and the housing 1, as in the fifth embodiment shown in FIG. 9.
  • a second capacitive element C12 is provided between the second power supply bus 94 and the housing 1.
  • a first stray capacitance C01 between the inductance element L1 and the housing 1 and a second stray capacitance C02 between the second power feeding bus 94 and the housing 1 exist.
  • the second power supply bus 94 is different from the fifth embodiment in that the second power supply bus 94 is configured by a flat-shaped electric wire.
  • the capacitance (second stray capacitance C02) between the second power supply bus 94 and the housing 1 can be expressed by the following equation (1).
  • (Capacitance) ⁇ 0 ⁇ ⁇ r ⁇ (S / d) (1)
  • ⁇ 0 is the dielectric constant of vacuum
  • ⁇ r is the relative dielectric constant
  • S is the facing area
  • d is the distance.
  • the second stray capacitance C02 between the second power supply bus 94 and the housing 1 can be changed by changing the facing area S.
  • the opposing area S between the second power supply bus 94 and the casing 1 is adjusted, whereby the inductance element L1 and the casing 1 are adjusted. Since the capacitance between the second power supply bus 94 and the housing 1 is set, the capacitance can be easily adjusted. Therefore, the voltage applied between the inductance element L1 and the housing 1 and the voltage applied between the second power supply bus 94 and the housing 1 can be brought close to each other, and noise propagating to the housing 1 can be reduced. it can.
  • FIG. 12 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element L1 and the second power supply bus 94 of the power conversion device according to the seventh embodiment.
  • the first capacitive element C ⁇ b> 11 is provided between the inductance element L ⁇ b> 1 and the housing 1, as in the fifth embodiment shown in FIG. 9.
  • a second capacitive element C12 is provided between the second power supply bus 94 and the housing 1.
  • a first stray capacitance C01 between the inductance element L1 and the housing 1 and a second stray capacitance C02 between the second power feeding bus 94 and the housing 1 exist.
  • the second embodiment differs from the fifth embodiment in that the casing 1 in the vicinity of the second power supply bus 94 is a plate thickness portion 7.
  • the total capacitance of the first stray capacitance C01 and the first capacitance element C11 is set by appropriately setting the capacitances of the first capacitance element C11 and the second capacitance element C12. Can be brought close to the total capacitance of the second stray capacitance C02 and the second capacitance element C12.
  • the second stray capacitance C02 can be adjusted by changing the thickness of the plate thickness portion 7.
  • the second stray capacitance C02 between the second power supply bus 94 and the housing 1 can be changed by changing the distance d.
  • the capacitance between the inductance element L1 and the housing 1 is adjusted by adjusting the thickness of the plate thickness portion 7. Since the electrostatic capacity between the second power supply bus 94 and the housing 1 is matched, the electrostatic capacity can be easily adjusted.
  • casing 1 was demonstrated in FIG. 12, it is also possible to arrange
  • the voltage applied between the inductance element L1 and the housing 1 and the voltage applied between the second power supply bus 94 and the housing 1 can be brought close to each other, and noise propagating to the housing 1 can be reduced. it can.
  • FIG. 13 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element L1 and the second power supply bus 94 of the power conversion device according to the modification of the seventh embodiment.
  • a metal plate 6 is provided in a portion of the inner surface of the housing 1 that is close to the second power supply bus 94. Therefore, similarly to the seventh embodiment described above, the second stray capacitance C02 can be adjusted by changing the distance between the second power supply bus 94 and the plate member 6, and the total static capacitance of the inductance element L1 and the housing 1 can be adjusted. It is possible to bring the electric capacity and the total electrostatic capacity of the second power supply bus 94 and the housing 1 closer by a simple operation.
  • FIG. 14 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element L1 and the second power supply bus 94 of the power conversion device according to the eighth embodiment.
  • the first capacitive element C ⁇ b> 11 is provided between the inductance element L ⁇ b> 1 and the housing 1 as in the fifth embodiment shown in FIG. 9.
  • a second capacitive element C12 is provided between the second power supply bus 94 and the housing 1.
  • the total capacitance of the first stray capacitance C01 and the first capacitance element C11 is set by appropriately setting the capacitances of the first capacitance element C11 and the second capacitance element C12.
  • the total capacitance of the second stray capacitance C02 and the second capacitance element C12 can be made closer.
  • the second stray capacitance C02 can be adjusted by changing the dielectric constant of the second dielectric 8.
  • the fifth embodiment is different from the fifth embodiment in that a first dielectric 9 is provided between the inductance element L1 and the housing 1 and a second dielectric 8 is provided between the second power supply bus 94 and the housing 1. Is different.
  • a first stray capacitance C01 exists between the inductance element L1 and the housing 1, and a second stray capacitance C02 exists between the second power supply bus 94 and the housing 1.
  • the first stray capacitance C01 varies with the dielectric constant of the first dielectric 9, and the second stray capacitance C02 varies with the dielectric constant of the second dielectric 8.
  • the first stray capacitance C01 and the second stray capacitance C02 can be changed by changing the relative dielectric constant ⁇ r shown in the above-described equation (1).
  • the relative dielectric constant ⁇ r of the first dielectric 9 and the second dielectric 8 in addition to the first capacitive element C11 and the second capacitive element C12, the inductance element L1 and the casing 1 are adjusted. And the capacitance between the second power supply bus 94 and the housing 1 are matched, so that the capacitance can be easily adjusted.
  • the first floating element is appropriately set by appropriately setting the resistance value of the first resistance element R11, the capacitance of the first capacitance element C11, and the capacitance of the second capacitance element C12.
  • the combined impedance (hereinafter referred to as the first impedance) of the capacitor C01 and the series connection circuit of C11 and R11 is referred to as the combined impedance (hereinafter referred to as the second impedance) of the second stray capacitance C02 and the capacitance of the second capacitive element C12. Close to impedance).
  • a resonance frequency (this is referred to as a first resonance frequency).
  • the first resistance element R11 is not provided, the first impedance is reduced at the first resonance frequency, the difference between the first impedance and the second impedance is enlarged, and noise is generated.
  • the first impedance element R11 is provided to prevent the first impedance from being lowered. Details will be described below.
  • FIG. 17 is a graph showing the relationship between frequency and impedance.
  • a curve Z ⁇ b> 2 (solid line) illustrated in FIG. 17 indicates a change in the second impedance Z ⁇ b> 2 between the second power supply bus 94 and the housing 1.
  • a curve Z0 (dashed line) in FIG. 16 indicates a change in the first impedance when the first resistance element R11 is not provided, that is, when the inductance element L1 and the housing 1 are connected by the first capacitance element C11. Is shown. As shown by the curve Z0, a first resonance frequency f0 exists between the inductance element L1 and the housing 1, and the impedance is remarkably reduced at the first resonance frequency f0.
  • the first resonance frequency f0 can be expressed by the following equation (2).
  • a decrease in the first impedance at the first resonance frequency f0 is suppressed.
  • the resistance value of the first resistance element R11 is set to a numerical value larger than the impedance Z0 (f0) when the frequency is f0 and smaller than the second impedance Z2 (f2). That is, it is set as the range shown in the following formula (3).
  • Z0 is the impedance due to the inductance element L1
  • Z2 is the impedance due to the second feeding bus 94, the second capacitance element C12 and the second stray capacitance C02.
  • the reference numeral indicating the element and the reference numeral indicating the numerical value of the element are indicated by the same reference numeral.
  • the resistance value of the resistance element R11 is indicated by the same symbol R11.
  • the first impedance at the first resonance frequency f0 can be made higher than the lowest point of the impedance Z0. Further, by making the resistance value R11 close to Z2 (f0), the change in the first impedance with respect to the frequency becomes as shown by the curve Z1 (dotted line) in FIG. 17, and can be close to the curve Z2.
  • the resistance value of the first resistance element R11 is equal to or lower than the impedance between the second power supply bus 94 and the housing 1 at the first resonance frequency f0, and the inductance element does not include the first resistance element R11.
  • the impedance is set larger than the impedance between L1 and the housing 1.
  • the resistance value of the first resistance element R11 is set to match the impedance between the second power supply bus 94 and the housing 1 at the first resonance frequency f0.
  • the first impedance can be prevented from abruptly decreasing, and noise propagation to the housing 1 can be reduced without being affected by the change in frequency.
  • FIG. 18 is a graph showing the effect of suppressing noise propagating to the housing 1 at the first resonance frequency f0.
  • the horizontal axis indicates the size of the first resistance element R11, and the vertical axis indicates the noise level.
  • the noise level is reduced by setting the resistance value R11 in the range of Z0 (f0) to Z2 (f0) (that is, in the range of the above expression (3)).
  • the effect of suppressing noise increases as R11 approaches Z2 (f0).
  • a series connection circuit of the first capacitor element C11 and the first resistor element R11 is provided between the inductance element L1 and the housing 1. Therefore, even when the first resonance frequency f0 exists between the inductance element L1 and the first capacitance element C11, the resistance value of the first resistance element R11 is set to the range of the above expression (3), so that the first The first impedance can be prevented from decreasing at one resonance frequency. As a result, the voltage applied between the inductance element L1 and the housing 1 can be brought close to the voltage applied between the second power supply bus 94 and the housing 1, and noise propagating to the housing 1 can be reduced. Can do.
  • noise can be reduced more effectively by matching the resistance value R11 with the impedance Z2 (f0) between the second power supply bus 94 and the housing 1 at the first resonance frequency f0.
  • FIG. 19 is an explanatory diagram illustrating a cross section of the inductance element L1 and the second power supply bus 94 of the power conversion device according to the first modification of the tenth embodiment.
  • the inductance element L1 is accommodated inside a metal frame 4 made of, for example, iron or aluminum.
  • the frame 4 is connected to the housing 1 by a wire 5.
  • a series connection circuit of the first resistance element R11 and the first capacitance element C11 is provided.
  • the inductance element L1 is accommodated in a metal frame 4 made of, for example, iron or aluminum. Between the inductance element L1 and the frame 4, a series connection circuit of the first resistance element R11 and the first capacitance element C11 is provided. Further, the frame 4 and the housing 1 are insulated. A first stray capacitance C01 exists between the frame 4 and the housing 1.
  • FIG. 22 is a graph showing the relationship between frequency and impedance.
  • a curve Z11 (f) shown in FIG. 22 shows the impedance (first impedance) between the inductance element L1 and the housing 1 when the first resistance element R11 is not provided, and the curve Z21 (f) The impedance (2nd impedance) between the 2nd electric power feeding bus 94 and the housing
  • the resistance elements R11 and R12 it is possible to suppress the reduction of the first impedance and the second impedance at the first resonance frequency f1 and the second resonance frequency f2, and to prevent the generation of noise.
  • FIG. 27 is a characteristic diagram showing the relationship between the resistance value and the noise level, in which the horizontal axis indicates the resistance value and the vertical axis indicates the noise level. Then, by setting the resistance values R11 and R12 as in the above formulas (4) and (5), the resistance value is in the range indicated by the symbol X1, so that the noise level can be reduced.
  • a series connection circuit of the first capacitive element C11 and the first resistance element R11 is provided between the inductance element L1 and the casing 1, and the second power supply bus 94, the casing 1,
  • a series connection circuit of the second capacitance element C12 and the second resistance element R12 is provided between the two. Therefore, it is possible to suppress the first impedance and the second impedance from decreasing at the first resonance frequency f1 and the second resonance frequency f2, and it is possible to reduce noise propagating to the housing 1.
  • FIG. 23 exaggerates the difference between the first resonance frequency f1 and the second resonance frequency f2 shown in FIG. 22 to show the first impedance Z11 (f) and the second impedance Z21 (f). It is the graph which showed.
  • R11 and R12 obtained by the above equation (6) are the resistance values indicated by the symbol q3. That is, the average value of Z21 (f1) and Z11 (f2).
  • the resistance value indicated by the symbol X2 shown in FIG. 27 can be obtained, and the noise level reduction effect can be maximized. Therefore, the first impedance and the second impedance can be prevented from decreasing at the first resonance frequency f1 and the second resonance frequency f2, and noise propagating to the housing 1 can be reduced.
  • the resistance values of the first resistance element R11 and the second resistance element R12 are set to be in the ranges of the following expressions (7a) and (7b).
  • FIG. 24 is a graph showing the first impedance Z11 (f) and the second impedance Z21 (f) by exaggerating the difference between the first resonance frequency f1 and the second resonance frequency f2 shown in FIG. R1 and R2 set in the above formulas (7a) and (7b) are in the range indicated by the symbol q4 in FIG.
  • the resistance values of the first resistance element R11 and the second resistance element R12 are set to the impedance Z11 (f2 between the inductance element L1 and the housing 1 at the second resonance frequency f2 when the first resistance element R11 is not provided. ) And the impedance Z21 (f1) between the second power supply bus 94 and the housing 1 at the first resonance frequency f1 when the second resistance element R12 is not provided.
  • the resistance values R11 and R12 are in the range indicated by the symbol X3 in FIG. 27, and the noise level can be reduced. Become. As a result, the voltage generated between the inductance element L1 and the housing 1 can be brought close to the voltage generated between the second power supply bus 94 and the housing 1, and noise propagating to the housing 1 can be reduced. Can do.
  • f12 is the frequency of the intersection of the curve Z11 (f) and the curve Z21 (f) as shown in FIG. That is, the frequency f12 is an intermediate frequency between the first resonance frequency f1 and the second resonance frequency f2.
  • FIG. 25 is a graph showing the first impedance Z11 (f) and the second impedance Z21 (f) by exaggerating the difference between the first resonance frequency f1 and the second resonance frequency f2 shown in FIG.
  • FIG. 26 is an enlarged view of a portion “A” shown in FIG.
  • Each of the resistance values R11 and R12 set by the above equation (8) is a numerical value indicated by a symbol q5 in FIG.
  • an intermediate frequency f12 between the first resonance frequency f1 and the second resonance frequency f2 is set, and the resistance values of the first resistance element R11 and the second resistance element R12 are set to the first impedance element at the intermediate frequency f12.
  • the impedance Z10 (f12) between the inductance element L1 and the housing 1 when the second impedance element is not provided, and the impedance Z20 (f12) between the second power supply bus 94 and the housing 1 when the second impedance element is not provided And the resistance value between.
  • the voltage generated between the inductance element L1 and the housing 1 can be brought close to the voltage generated between the second power supply bus 94 and the housing 1, and noise propagating to the housing 1 can be reduced. it can.

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Abstract

第１給電母線（９３）及び第２給電母線（９４）を経由して供給される電力を変換する電力変換装置であり、第１給電母線（９３）に接続されるインダクタンス素子（Ｌ１）と、第１給電母線（９３）と第２給電母線（９４）との間に供給される電力をスイッチングにより変換するパワーモジュール（３）を有する。更に、インダクタンス素子（Ｌ１）、及びパワーモジュール（３）を収容する筐体（１）と、インダクタンス素子（Ｌ１）と筐体（１）との間に設けられた第１インピーダンス素子（１１）を備える。

Description

電力変換装置
　本発明は、交流電源或いは直流電源より出力される電力を所望の直流電力に変換する電力変換装置に関する。
　従来より、電気自動車やハイブリッド車両等では、高電圧のバッテリから低電圧のバッテリへ充電するために、電力変換装置が用いられている。電力変換装置は、内部にディスクリートパッケージのパワー半導体素子や、モジュール化されたパワー半導体素子からなるスイッチ（以下、「パワーモジュール」という）が搭載されている。パワーモジュールは、制御回路より与えられる信号により、スイッチのオン、オフを切り替えて電圧を変換する。
　パワーモジュールは、スイッチング素子のオン、オフを切り替える際に、スイッチングノイズが発生し、このスイッチングノイズは電源側、及び負荷側へ伝搬する。従って、例えば、車両に搭載した電力変換装置に、一般家庭に設けられている商用電源から電力を供給する場合には、家庭側の電気系統にノイズが伝搬することがある。
　特許文献１には、ノイズを除去するために、パワーモジュールに設けられるリアクトルのフレームを、インピーダンス素子を介して接地することによりノイズを抑制することが開示されている。
特開２００６－２３８５８２号公報
　しかしながら、特許文献１に開示された従来例は、インダクタンス素子とフレームとの間のインピーダンスを調整するものではなく、ノイズを効果的に低減するものではなかった。
　本発明は、このような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、スイッチング素子のオン、オフを切り替える際に発生するノイズを低減することが可能な電力変換装置を提供することにある。
　本発明の一態様は、第１給電母線に接続されるインダクタンス素子と、第１給電母線と第２給電母線の間に供給される電力をスイッチングにより変換するスイッチング素子と、インダクタンス素子、及びスイッチング素子を収容する筐体と、インダクタンス素子と筐体との間に設けられた第１インピーダンス素子を有する。
　本発明の一態様によれば、スイッチング素子のオン、オフを切り替える際に発生するノイズを低減することができる。
図１は、本発明の実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。 図２は、第１実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図３は、電力変換装置にて発生するノイズレベルを示すグラフである。 図４は、第１実施形態の変形例に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図５は、第２実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図６は、第２実施形態の変形例に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図７は、第３実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図８は、第４実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図９は、第５実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図１０は、第５実施形態に係る電力変換装置の、周波数とインピーダンスとの関係を示すグラフである。 図１１は、第６実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図１２は、第７実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図１３は、第７実施形態の変形例に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図１４は、第８実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図１５は、第９実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図１６は、第１０実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図１７は、第１０実施形態に係る電力変換装置の、周波数とインピーダンスとの関係を示すグラフである。 図１８は、第１０実施形態に係る電力変換装置の、インピーダンスとノイズの関係を示すグラフである。 図１９は、第１０実施形態の第１変形例に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図２０は、第１０実施形態の第２変形例に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図２１は、第１１実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子及び第２給電母線の断面を示す説明図である。 図２２は、第１１実施形態に係る電力変換装置の、周波数とインピーダンスの関係を示すグラフである。 図２３は、第１１実施形態の第１変形例に係る電力変換装置の、周波数とインピーダンスの関係を示すグラフである。 図２４は、第１１実施形態の第２変形例に係る電力変換装置の、周波数とインピーダンスの関係を示すグラフである。 図２５は、第１１実施形態の第３変形例に係る電力変換装置の、周波数とインピーダンスの関係を示すグラフである。 図２６は、図２５に示した”Ａ”部拡大図である。 図２７は、第１１実施形態に係る電力変換装置の、各抵抗素子の抵抗値とノイズレベルとの関係を示すグラフである。 図２８は、電力変換装置の他の構成を示す回路図である。 図２９は、電力変換装置の更に他の構成を示す回路図である。
　以下、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
［第１実施形態の説明］
　図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置、及びその周辺機器の構成を示す回路図である。図１に示すように、本実施形態に係る電力変換装置１０１は、全体が鉄やアルミニウム等の金属製の筐体１で覆われている。また、電力変換装置１０１の入力側は、直流を出力する電源９１に第１給電母線９３、及び第２給電母線９４を介して接続され、出力側は出力線９５、９６を介して負荷９２に接続されている。従って、電源９１より供給される電圧を所望の電圧に変換して負荷９２に供給することができる。電源９１は、例えば一般家庭に設けられる商用電源やバッテリであり、負荷９２は、例えば電気自動車やハイブリッド車両に搭載されるバッテリである。
　電源９１のプラス端子は、第１給電母線９３に接続され、マイナス端子は、第２給電母線９４に接続されている。
　電力変換装置１０１の筐体１内には、第１給電母線９３に接続されたインダクタンス素子Ｌ１が設けられている。更に、第１給電母線９３と第２給電母線９４との間には、パワーモジュール３が設けられている。
　パワーモジュール３は、ＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）、或いはＭＯＳＦＥＴ等のスイッチング素子Ｑ１と、ダイオードＤ１を備えている。インダクタンス素子Ｌ１は、例えば、トロイダル巻線型のコイル、或いは平板型のコイルである。
　パワーモジュール３の前段及び後段には、それぞれ平滑コンデンサＣ１００、Ｃ２００が設けられている。また、スイッチング素子Ｑ１の制御入力（例えば、ＩＧＢＴのベース）は、該スイッチング素子Ｑ１のオン、オフを制御する制御回路２に接続されている。
　そして、制御回路２の制御下でスイッチング素子Ｑ１のオン、オフを制御することにより、電源９１より供給される電圧を、異なる電圧に変換して負荷９２に供給する。
　図２は、図１に示した「Ａ－Ａ’」断面を示している。図２に示すように、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間には、第１インピーダンス素子１１が設けられている。第１インピーダンス素子１１は、例えば、容量素子、或いは容量素子と抵抗素子との直列接続回路である。
　そして、第１実施形態に係る電力変換装置１０１では、第１インピーダンス素子１１を設けることにより、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスを、第２給電母線９４と筐体１との間に存在する第２浮遊容量に近づける。そして、図１に示した負荷９２に電力を供給して駆動する際に、インダクタンス素子Ｌ１から筐体１へ伝搬するノイズを抑制する。なお、「近づける」とは、完全に一致させること含む概念である。
　図３は、スイッチング素子Ｑ１をスイッチングさせたときの、筐体１に伝搬するノイズを示すグラフである。図３において、点線で示す曲線Ｓ１は、第１インピーダンス素子１１を設けない場合のノイズの変化を示し、実線で示す曲線Ｓ２は、第１インピーダンス素子１１を設けた場合のノイズの変化を示している。図３のグラフから理解されるように、第１インピーダンス素子１１を設けることにより、インダクタンス素子Ｌ１から筐体１に伝搬するノイズが低減する。
　このようにして、第１実施形態に係る電力変換装置では、第１インピーダンス素子１１を設けることにより、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスを高くし、第２給電母線９４と筐体１との間に存在する第２浮遊容量に近づけることができるので、インダクタンス素子Ｌ１から筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
［第１実施形態の変形例の説明］
　次に、第１実施形態の変形例について説明する。変形例に係る電療変換装置では、プレーナ型のインダクタンス素子Ｌ１ａを使用している点、及び第２給電母線９４が平板形状の電線或いは基板パターンに構成されている点が相違する。図４は、インダクタンス素子Ｌ１ａ、及び第２給電母線９４の断面図であり、図４に示すように、インダクタンス素子Ｌ１ａ、及び第２給電母線９４は、共に平板形状を成している。また、インダクタンス素子Ｌ１ａと筐体１との間には、第１インピーダンス素子１１が設けられている。なお、プレーナ型のインダクタンス素子Ｌ１ａを基板パターンで構成してもよい。
　そして、このような構成においても、前述した第１実施形態と同様に、インダクタンス素子Ｌ１ａから筐体１に伝搬するノイズを低減することが可能となる。なお、以下に示す各実施形態では、図２に示したように、インダクタンス素子Ｌ１としてトロイダルコイルを用いる例について示すが、図４に示したプレーナ型のインダクタンス素子Ｌ１ａとしてもよい。
［第２実施形態の説明］
　次に、本発明の第２実施形態について説明する。図５は、第２実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。図５に示すように、インダクタンス素子Ｌ１は、例えば、鉄、アルミニウム等の金属製のフレーム４の内部に収容されている。フレーム４は、筐体１に固定され該筐体１と導通している。インダクタンス素子Ｌ１とフレーム４の間には、第１インピーダンス素子１１が設けられている。即ち、前述した第１実施形態と対比して、インダクタンス素子Ｌ１をフレーム４内に収容した点で相違している。フレーム４は筐体１内に設けられ、且つ、インダクタンス素子Ｌ１とフレーム４の間には、第１インピーダンス素子１１が設けられるので、第１インピーダンス素子１１は、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に設けられている。
　このように、第２実施形態に係る電力変換装置では、フレーム４の内部にインダクタンス素子Ｌ１を収容することにより、インダクタンス素子Ｌ１より直接放射されるノイズを抑制することができる。また、第１インピーダンス素子１１を設けることにより、インダクタンス素子Ｌ１とフレーム４との間のインピーダンスを高くすることができ、ひいてはインダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスを、第２給電母線９４と筐体１との間の第２浮遊容量に近づけることができる。その結果、インダクタンス素子Ｌ１から筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
［第２実施形態の変形例の説明］
　次に、第２実施形態の変形例について説明する。図６は、第２実施形態の変形例に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。
　図６に示すように、変形例では、インダクタンス素子Ｌ１を収容するフレーム４の底面と筐体１がワイヤ５により接続されている点で、前述した第２実施形態と相違する。即ち、ワイヤ５により筐体１とフレーム４が導通している。なお、筐体１とフレーム４は、図示省略の絶縁体等により固定されている。そして、このような構成としても、前述した第２実施形態と同様の効果を達成することができる。
［第３実施形態の説明］
　次に、本発明の第３実施形態について説明する。図７は、第３実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。図７に示すように、第３実施形態に係る電力変換装置は、インダクタンス素子Ｌ１がフレーム４内に収容され、更に、インダクタンス素子Ｌ１を覆うように、第１インピーダンス素子１１が設けられている。第１インピーダンス素子１１は、例えば誘電体である。
　フレーム４は筐体１内に設けられ、且つ、インダクタンス素子Ｌ１とフレーム４の間には、第１インピーダンス素子１１が設けられる。また、フレーム４と筐体１は、浮遊容量により結合しているので、第１インピーダンス素子１１は、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に設けられている。
　また、筐体１とフレーム４は、図示省略の絶縁体等により固定されている。フレーム４と筐体１との間には浮遊容量が存在するので、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間には、所定の静電容量が存在することになる。
　このように、第３実施形態に係る電力変換装置では、上記した所定の静電容量を第２給電母線９４と筐体１との間の第２浮遊容量に近づけることにより、インダクタンス素子Ｌ１から筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
［第４実施形態の説明］
　次に、本発明の第４実施形態について説明する。図８は、第４実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。図８に示すように、第４実施形態に係る電力変換装置は、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に第１インピーダンス素子が１１が設けられている。更に、第２給電母線９４と筐体１との間に、第２インピーダンス素子１２が設けられている。
　第１インピーダンス素子１１、及び第２インピーダンス素子１２を設けることにより、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスと、第２給電母線９４と筐体１との間のインピーダンスを近づけることができる。従って、インダクタンス素子Ｌ１から筐体１に伝搬するノイズ、及び第２給電母線９４から筐体１に伝搬するノイズを低減することができる。
　また、第１インピーダンス素子１１、第２インピーダンス素子１２を設ける構成であるので、各インピーダンスの微調整が可能となり、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスと、第２給電母線９４と筐体１との間のインピーダンスを一致させ易くすることができる。従って、簡単な作業でインダクタンス素子Ｌ１から筐体１へ伝搬するノイズ、及び第２給電母線９４から筐体１に伝搬するノイズを低減することができる。
［第５実施形態の説明］
　次に、本発明の第５実施形態について説明する。図９は、第５実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。図９に示すように、第５実施形態では、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に、第１容量素子Ｃ１１を設けている。更に、第２給電母線９４と筐体１との間に、第２容量素子Ｃ１２を設けている。即ち、第５実施形態では、図８に示した第１インピーダンス素子１１を第１容量素子Ｃ１１とし、第２インピーダンス素子１２を第２容量素子Ｃ１２としている。また、図９に示すＣ０１はインダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間の第１浮遊容量であり、Ｃ０２は第２給電母線９４と筐体１との間の第２浮遊容量である。
　第５実施形態では、第１容量素子Ｃ１１及び第２容量素子Ｃ１２の静電容量を適宜設定することにより、第１浮遊容量Ｃ０１と第１容量素子Ｃ１１との合計の静電容量と、第２浮遊容量Ｃ０２と第２容量素子Ｃ１２との合計の静電容量を近づける。その結果、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に加わる電圧と、第２給電母線９４と筐体１との間に加わる電圧を一致させることができ、ひいてはインダクタンス素子Ｌ１及び第２給電母線９４から筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
　図１０は、周波数とインピーダンスとの関係を示すグラフである。図１０において、実線で示す曲線Ｓ３は、周波数の変化に対するインダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスの変化を示している。点線で示す曲線Ｓ４は、周波数変化に対する第２給電母線９４と筐体１との間のインピーダンスの変化を示している。曲線Ｓ３、Ｓ４から理解されるように、曲線Ｓ３、Ｓ４に示す各インピーダンスは、周波数に関わらずほぼ一致している。即ち、第５実施形態に係る電力変換装置では、スイッチング素子Ｑ１の周波数が変動した場合でも、筐体へ伝搬するノイズを低減することができる。
［第６実施形態の説明］
　次に、本発明の第６実施形態について説明する。図１１は、第６実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。図１１に示すように、第６実施形態では、図９に示した第５実施形態と同様に、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に、第１容量素子Ｃ１１を設けている。また、第２給電母線９４と筐体１との間に、第２容量素子Ｃ１２を設けている。更に、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間の第１浮遊容量Ｃ０１、第２給電母線９４と筐体１との間の第２浮遊容量Ｃ０２が存在している。第２給電母線９４が平板形状の電線で構成されている点で、第５実施形態と相違している。
　第６実施形態に係る電力変換装置では、前述した第５実施形態と同様に、第１容量素子Ｃ１１及び第２容量素子Ｃ１２の静電容量を適宜設定することにより、第１浮遊容量Ｃ０１と第１容量素子Ｃ１１の合計の静電容量と、第２浮遊容量Ｃ０２と第２容量素子Ｃ１２の合計の静電容量を近づけることができる。この際、第２給電母線９４として平板形状の電線を用いることにより、第２浮遊容量Ｃ０２を調整できる。以下、詳細に説明する。
　第２給電母線９４と筐体１との間の静電容量（第２浮遊容量Ｃ０２）は、以下の（１）式で示すことができる。
　（静電容量）＝ε0・εr・（Ｓ／ｄ）　　　　…（１）
　但し、ε0は真空の誘電率、εrは比誘電率、Ｓは対向面積、ｄは距離である。
　従って、対向面積Ｓを変化させることにより、第２給電母線９４と筐体１との間の第２浮遊容量Ｃ０２を変化させることができる。第６実施形態では、第１容量素子Ｃ１１、第２容量素子Ｃ１２に加えて、第２給電母線９４と筐体１との対向面積Ｓを調整することにより、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間の静電容量と、第２給電母線９４と筐体１との間の静電容量を設定するので、静電容量の調整を容易に行うことができる。従って、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に加わる電圧と、第２給電母線９４と筐体１との間に加わる電圧を近づけることができ、筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
［第７実施形態の説明］
　次に、本発明の第７実施形態について説明する。図１２は、第７実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。図１２に示すように、第７実施形態では、図９にて示した第５実施形態と同様に、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に、第１容量素子Ｃ１１を設けている。また、第２給電母線９４と筐体１との間に、第２容量素子Ｃ１２を設けている。更に、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間の第１浮遊容量Ｃ０１、第２給電母線９４と筐体１との間の第２浮遊容量Ｃ０２が存在している。第２給電母線９４の近傍の筐体１が板厚部７とされている点で、第５実施形態と相違している。
　第７実施形態に係る電力変換装置では、第１容量素子Ｃ１１及び第２容量素子Ｃ１２の静電容量を適宜設定することにより、第１浮遊容量Ｃ０１と第１容量素子Ｃ１１の合計の静電容量を、第２浮遊容量Ｃ０２と第２容量素子Ｃ１２の合計の静電容量に近づけることができる。この際、板厚部７の厚さを変更することにより、第２浮遊容量Ｃ０２を調整できる。
　即ち、前述した（１）式に示したように、距離ｄを変化させることにより、第２給電母線９４と筐体１との間の第２浮遊容量Ｃ０２を変化させることができる。第７実施形態では、第１容量素子Ｃ１１、第２容量素子Ｃ１２に加えて、板厚部７の厚さを調整することにより、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間の静電容量と、第２給電母線９４と筐体１との間の静電容量を一致させるので、静電容量の調整を容易に行うことが可能となる。なお、図１２では、筐体１の板厚を変化させる例について説明したが、筐体１の内面に導電性の板材を配置して距離ｄを変化させることも可能である。
　従って、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に加わる電圧と、第２給電母線９４と筐体１との間に加わる電圧を近づけることができ、筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
［第７実施形態の変形例の説明］
　次に、本発明の第７実施形態の変形例について説明する。図１３は、第７実施形態の変形例に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。図１３に示すように、変形例では、筐体１の内面の第２給電母線９４に接近した部位に、金属製の板材６を設けている。従って、前述した第７実施形態と同様に、第２給電母線９４と板材６との距離を変化させることにより、第２浮遊容量Ｃ０２を調整でき、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との合計の静電容量と、第２給電母線９４と筐体１との合計の静電容量を簡単な操作で近づけることが可能となる。
［第８実施形態の説明］
　次に、本発明の第８実施形態について説明する。図１４は、第８実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。図１４に示すように、第８実施形態では、図９にて示した第５実施形態と同様に、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に、第１容量素子Ｃ１１を設けている。また、第２給電母線９４と筐体１との間に、第２容量素子Ｃ１２を設けている。
　第２給電母線９４と筐体１との間に第２誘電体８を設けている点で第５実施形態と相違する。インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間には第１浮遊容量Ｃ０１が存在し、第２給電母線９４と筐体１との間には第２浮遊容量Ｃ０２が存在している。第２浮遊容量Ｃ０２は、第２誘電体８の誘電率により変化する。
　第８実施形態に係る電力変換装置では、第１容量素子Ｃ１１及び第２容量素子Ｃ１２の静電容量を適宜設定することにより、第１浮遊容量Ｃ０１と第１容量素子Ｃ１１の合計の静電容量と、第２浮遊容量Ｃ０２と第２容量素子Ｃ１２の合計の静電容量を近づけることができる。この際、第２誘電体８の誘電率を変更することにより、第２浮遊容量Ｃ０２を調整できる。
　即ち、前述した（１）式に示したように、比誘電率εｒを変化させることにより、第２給電母線９４と筐体１との間の第２浮遊容量Ｃ０２を変化させることができる。第８実施形態では、第１容量素子Ｃ１１、第２容量素子Ｃ１２に加えて、第２誘電体８の比誘電率εｒを調整することにより、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間の静電容量と、第２給電母線９４と筐体１との間の静電容量を一致させるので、静電容量の調整を容易に行うことが可能となる。
［第９実施形態の説明］
　次に、本発明の第９実施形態について説明する。図１５は、第９実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。図１５に示すように、第９実施形態では、図９にて示した第５実施形態と同様に、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に、第１容量素子Ｃ１１を設けている。また、第２給電母線９４と筐体１との間に、第２容量素子Ｃ１２を設けている。
　インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に第１誘電体９を設け、且つ、第２給電母線９４と筐体１との間に第２誘電体８を設けている点で第５実施形態と相違する。インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間には第１浮遊容量Ｃ０１が存在し、第２給電母線９４と筐体１との間には第２浮遊容量Ｃ０２が存在している。第１浮遊容量Ｃ０１は、第１誘電体９の誘電率により変化し、第２浮遊容量Ｃ０２は、第２誘電体８の誘電率により変化する。
　第９実施形態に係る電力変換装置では、第１容量素子Ｃ１１及び第２容量素子Ｃ１２の静電容量を適宜設定することにより、第１浮遊容量Ｃ０１と第１容量素子Ｃ１１の合計の静電容量と、第２浮遊容量Ｃ０２と第２容量素子Ｃ１２の合計の静電容量を近づける。この際、第１誘電体９及び第２誘電体８の誘電率を変更することにより、第１浮遊容量Ｃ０１、第２浮遊容量Ｃ０２を調整できる。
　即ち、前述した（１）式に示した比誘電率εｒを変化させることにより、第１浮遊容量Ｃ０１、及び第２浮遊容量Ｃ０２を変化させることができる。第９実施形態では、第１容量素子Ｃ１１、第２容量素子Ｃ１２に加えて、第１誘電体９及び第２誘電体８の比誘電率εｒを調整することにより、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間の静電容量と、第２給電母線９４と筐体１との間の静電容量を一致させるので、静電容量の調整を容易に行うことが可能となる。
［第１０実施形態の説明］
　次に、本発明の第１０実施形態について説明する。図１６は、第１０実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。図１６に示すように、第１０実施形態では、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に、第１容量素子Ｃ１１、及び第１抵抗素子Ｒ１１の直列接続回路を設けている。また、第２給電母線９４と筐体１との間に、第２容量素子Ｃ１２を設けている。
　インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間には第１浮遊容量Ｃ０１が存在し、第２給電母線９４と筐体１との間には第２浮遊容量Ｃ０２が存在している。
　第１０実施形態に係る電力変換装置では、第１抵抗素子Ｒ１１の抵抗値、第１容量素子Ｃ１１の静電容量、及び第２容量素子Ｃ１２の静電容量を適宜設定することにより、第１浮遊容量Ｃ０１と、Ｃ１１とＲ１１との直列接続回路との合成インピーダンス（以下、第１インピーダンスという）を、第２浮遊容量Ｃ０２と第２容量素子Ｃ１２の静電容量との合成インピーダンス（以下、第２インピーダンスという）に近づける。
　また、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間には、第１容量素子Ｃ１１、第１浮遊容量Ｃ０１、及びインダクタンス素子Ｌ１が存在することにより共振周波数（これを、第１共振周波数とする）が存在する。従って、第１抵抗素子Ｒ１１を設けない場合には、第１共振周波数にて第１インピーダンスが低下し、第１インピーダンスと第２インピーダンスの差が拡大し、ノイズ発生の原因となってしまう。本実施形態では、第１抵抗素子Ｒ１１を設けることにより、第１インピーダンスが低下することを防止する。以下、詳細に説明する。
　図１７は、周波数とインピーダンスとの関係を示すグラフである。図１７に示す曲線Ｚ２（実線）は、第２給電母線９４と筐体１との間の第２インピーダンスＺ２の変化を示している。
　曲線Ｚ０（一点鎖線）は、図１６において、第１抵抗素子Ｒ１１を設けない場合、即ち、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１が第１容量素子Ｃ１１により接続されている場合の、第１インピーダンスの変化を示している。曲線Ｚ０に示すように、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間には第１共振周波数ｆ０が存在し、この第１共振周波数ｆ０では、インピーダンスが著しく低下している。
　上記の第１共振周波数ｆ０は、次の（２）式で示すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 　そして、本実施形態では、第１抵抗素子Ｒ１１を設けることにより、第１共振周波数ｆ０における第１インピーダンスの低下を抑制する。
　詳細には、第１抵抗素子Ｒ１１の抵抗値を、周波数がｆ０のときのインピーダンスＺ０（ｆ０）よりも大きく、第２インピーダンスＺ２（ｆ２）よりも小さい数値に設定する。即ち、以下の（３）式に示す範囲とする。
　Ｚ０（ｆ０）≦Ｒ１１≦Ｚ２（ｆ０）　　　…（３）
　但し、Ｚ０は、インダクタンス素子Ｌ１と第１容量素子Ｃ１１と第１浮遊容量Ｃ０１によるインピーダンス、Ｚ２は、第２給電母線９４と第２容量素子Ｃ１２と第２浮遊容量Ｃ０２によるインピーダンスである。なお、以下では、素子を示す符号とその素子の数値を示す符号を同一の符号で示す。例えば、抵抗素子Ｒ１１の抵抗値を同一の符号Ｒ１１で示す。
　その結果、第１共振周波数ｆ０における第１インピーダンスを、インピーダンスＺ０の最下点よりも高くすることができる。また、抵抗値Ｒ１１をＺ２（ｆ０）に近づけることにより、周波数に対する第１インピーダンスの変化は、図１７の曲線Ｚ１（点線）に示すようになり、曲線Ｚ２に近づけることができる。
　即ち、第１抵抗素子Ｒ１１の抵抗値を、第１共振周波数ｆ０での第２給電母線９４と筐体１との間のインピーダンス以下で、且つ、第１抵抗素子Ｒ１１を含まない場合のインダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスよりも大きく設定している。好ましくは、第１抵抗素子Ｒ１１の抵抗値を、第１共振周波数ｆ０での第２給電母線９４と筐体１との間のインピーダンスと一致するように設定している。
　このため、第１共振周波数ｆ０において、第１インピーダンスが急激に低下することを防止でき、周波数の変化に影響されることなく筐体１へのノイズの伝搬を低減することが可能となる。
　図１８は、第１共振周波数ｆ０における筐体１に伝搬するノイズ抑制効果を示すグラフである。横軸は、第１抵抗素子Ｒ１１の大きさ、縦軸はノイズレベルを示している。そして、図１８から理解されるように、抵抗値Ｒ１１をＺ０（ｆ０）～Ｚ２（ｆ０）の範囲とすることにより（即ち、上記（３）式の範囲とすることにより）、ノイズレベルを低減でき、Ｒ１１がＺ２（ｆ０）に近づくほど、ノイズの抑制効果が高まる。
　このようにして、第１０実施形態では、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に、第１容量素子Ｃ１１、及び第１抵抗素子Ｒ１１の直列接続回路を設けている。従って、インダクタンス素子Ｌ１と第１容量素子Ｃ１１との間に第１共振周波数ｆ０が存在する場合でも、第１抵抗素子Ｒ１１の抵抗値を上記の（３）式の範囲に設定することにより、第１共振周波数にて第１インピーダンスが低下することを防止できる。その結果、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に加わる電圧と、第２給電母線９４と筐体１との間に加わる電圧を近づけることができ、筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
　特に、抵抗値Ｒ１１を、第１共振周波数ｆ０での第２給電母線９４と筐体１との間のインピーダンスＺ２（ｆ０）と一致させることにより、一層効果的にノイズを低減することができる。
［第１０実施形態の第１変形例の説明］
　次に、第１０実施形態の第１変形例について説明する。図１９は、第１０実施形態の第１変形例に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。
　図１９に示すように、インダクタンス素子Ｌ１は、例えば、鉄、アルミニウム等の金属製のフレーム４の内部に収容されている。フレーム４は、ワイヤ５により筐体１に接続されている。インダクタンス素子Ｌ１とフレーム４との間には、第１抵抗素子Ｒ１１と第１容量素子Ｃ１１の直列接続回路が設けられている。
　このような構成によれば、フレーム４の内部にインダクタンス素子Ｌ１を収容することにより、インダクタンス素子Ｌ１より直接放射されるノイズを抑制することができる。また、フレーム４の内部に、第１抵抗素子Ｒ１１及び第１容量素子Ｃ１１を設けることにより、インダクタンス素子Ｌ１とフレーム４との間のインピーダンスを高くすることができ、ひいては、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスを、第２給電母線９４と筐体１との間の静電容量（第２容量素子Ｃ１２と第２浮遊容量Ｃ０２を合計した静電容量）に近づけることができる。
　また、前述した第１０実施形態と同様に、第１抵抗素子Ｒ１１の抵抗値を適宜設定することにより、第１共振周波数ｆ０において第１インピーダンスが低下することを防止でき、インダクタンス素子Ｌ１から筐体１へ伝搬するノイズを抑制することができる。
［第１０実施形態の第２変形例の説明］
　次に、第１０実施形態の第２変形例について説明する。図２０は、第１０実施形態の第２変形例に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。
　図２０に示すように、インダクタンス素子Ｌ１は、例えば、鉄、アルミニウム等の金属製のフレーム４の内部に収容されている。インダクタンス素子Ｌ１とフレーム４との間には、第１抵抗素子Ｒ１１と第１容量素子Ｃ１１の直列接続回路が設けられている。更に、フレーム４と筐体１は絶縁されている。フレーム４と筐体１との間には、第１浮遊容量Ｃ０１が存在している。
　第２変形例においても、前述した第１変形例と同様に、フレーム４の内部にインダクタンス素子Ｌ１を収容することにより、インダクタンス素子Ｌ１より直接放射されるノイズを抑制することができる。また、フレーム４の内部に、第１抵抗素子Ｒ１１及び第１容量素子Ｃ１１を設けることにより、インダクタンス素子Ｌ１とフレーム４との間のインピーダンスを高めることができる。その結果、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスを、第２給電母線９４と筐体１との間の静電容量（第２容量素子Ｃ１２と第２浮遊容量Ｃ０２を合計した静電容量）に近づけることができる。
　また、前述した第１０実施形態と同様に、第１抵抗素子Ｒ１１の抵抗値を適宜設定することにより、第１共振周波数ｆ０において第１インピーダンスが低下することを防止でき、インダクタンス素子Ｌ１から筐体１へ伝搬するノイズを抑制することができる。
［第１１実施形態の説明］
　次に、本発明の第１１実施形態について説明する。図２１は、第１１実施形態に係る電力変換装置の、インダクタンス素子Ｌ１、及び第２給電母線９４の断面を示す説明図である。図２１に示すように、第１１実施形態では、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に、第１容量素子Ｃ１１と第１抵抗素子Ｒ１１の直列接続回路を設けている。また、第２給電母線９４と筐体１との間に、第２抵抗素子Ｒ１２と第２容量素子Ｃ１２の直列接続回路を設けている。
　そして、第１１実施形態に係る電力変換装置では、第１抵抗素子Ｒ１１の抵抗値、第１容量素子Ｃ１１の静電容量、及び、第２抵抗素子Ｒ１２の抵抗値、第２容量素子Ｃ１２の静電容量を適宜設定することにより、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間の第１インピーダンスと、第２給電母線９４と筐体１との間の第２インピーダンスを近づける。
　以下、第１抵抗素子Ｒ１１及び第２抵抗素子Ｒ１２の抵抗値の設定方法について説明する。図２２は、周波数とインピーダンスとの関係を示すグラフである。図２２に示す曲線Ｚ１１（ｆ）は、第１抵抗素子Ｒ１１を設けない場合のインダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンス（第１インピーダンス）を示し、曲線Ｚ２１（ｆ）は、第２抵抗素子Ｒ１２を備えない場合の第２給電母線９４と筐体１との間のインピーダンス（第２インピーダンス）を示している。
　また、曲線Ｚ１０（ｆ）は、インダクタンス素子Ｌ１のインピーダンスを示し、曲線Ｚ２０（ｆ）は、第２給電母線９４のインピーダンスを示している。曲線Ｚ１０（ｆ）は、インダクタンスのみであるから、周波数の増加に対してインピーダンスは増加している。また、曲線Ｚ２０（ｆ）は、浮遊容量が存在することにより、周波数の増加に対してインピーダンスは減少している。
　一方、インピーダンスＺ１１（ｆ）、及びインピーダンスＺ２１（ｆ）は、それぞれ共振周波数を有する。双方の共振周波数は一致することが望ましいが、多くの場合は異なる周波数となる。ここで、インピーダンスＺ１１（ｆ）の共振周波数を第１共振周波数ｆ１とし、インピーダンスＺ２１（ｆ）の共振周波数を第２共振周波数ｆ２とする。
　従って、図２２に示すように、Ｚ１１（ｆ）、Ｚ２１（ｆ）は、それぞれ第１共振周波数ｆ１、第２共振周波数ｆ２でインピーダンスが急激に低下する特性を有する。本実施形態では、各共振周波数ｆ１、ｆ２において、第１インピーダンス及び第２インピーダンスの低下を抑制するように第１抵抗素子Ｒ１１、及び第２抵抗素子Ｒ１２の抵抗値を設定する。
　次の（４）、（５）式に示すように抵抗値Ｒ１１の範囲、及び抵抗値Ｒ１２の範囲を設定する。
　Ｚ１１（ｆ１）≦Ｒ１１≦Ｚ２１（ｆ１）　　…（４）
　Ｚ２１（ｆ２）≦Ｒ１２≦Ｚ１１（ｆ２）　　…（５）
　具体的には、抵抗値Ｒ１１の範囲を図２２に示す符号ｑ１の範囲とし、抵抗値Ｒ１２の範囲を符号ｑ２の範囲とする。
　そして、第１抵抗素子Ｒ１１の抵抗値を上記（４）式の範囲に設定することにより、図２２に示した曲線Ｚ１１（ｆ）の、第１共振周波数ｆ１でのインピーダンスの低下を抑制することができる。同様に、第２抵抗素子Ｒ１２の抵抗値を上記（５）式の範囲に設定することにより、曲線Ｚ２１（ｆ）の、第２共振周波数ｆ２でのインピーダンスの低下を抑制することができる。
　即ち、第２給電母線９４と、第２容量素子Ｃ１２の静電容量とによる共振周波数を第２共振周波数ｆ２としたとき、第２抵抗素子Ｒ１２の抵抗値は、第２共振周波数ｆ２での、第２抵抗素子Ｒ１２を含まない場合の、第２給電母線９４と筐体１との間のインピーダンスＺ２１（ｆ２）よりも大きく、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスＺ１１（ｆ２）よりも小さくしている。
　従って、抵抗素子Ｒ１１、Ｒ１２を設けることにより、第１共振周波数ｆ１及び第２共振周波数ｆ２にて、第１インピーダンス及び第２インピーダンスの低減を抑制し、ノイズの発生を防止することができる。
　図２７は、抵抗値とノイズレベルの関係を示す特性図であり、横軸を抵抗値、縦軸をノイズレベルとして示している。そして、上記（４）、（５）式のように抵抗値Ｒ１１、Ｒ１２を設定することにより、符号Ｘ１に示す範囲の抵抗値となるので、ノイズレベルを低減することが可能となる。
　このように、第１１実施形態では、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に、第１容量素子Ｃ１１と第１抵抗素子Ｒ１１の直列接続回路を設け、第２給電母線９４と筐体１との間に、第２容量素子Ｃ１２と第２抵抗素子Ｒ１２の直列接続回路を設けている。従って、第１共振周波数ｆ１及び第２共振周波数ｆ２において、第１インピーダンス、第２インピーダンスが低下することを抑制することができ、筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
　また、上記（４）、（５）式のように抵抗値Ｒ１１、Ｒ１２を設定することにより、第１共振周波数ｆ１及び第２共振周波数ｆ２でのインピーダンスの低下を抑制でき、筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
［第１１実施形態の第１変形例の説明］
　次に、第１１実施形態の第１変形例について説明する。第１変形例では、上述した各抵抗素子Ｒ１１、Ｒ１２の各抵抗値を、以下の（６）式に示す数値に設定する。
　Ｒ１１、Ｒ１２≒｛Ｚ２１（ｆ１）＋Ｚ１１（ｆ２）｝／２　　…（６）
　以下、図２３に示すグラフを参照して説明する。図２３は、理解を促進するために、図２２に示した第１共振周波数ｆ１と第２共振周波数ｆ２の差を誇張して、第１インピーダンスＺ１１（ｆ）、及び第２インピーダンスＺ２１（ｆ）を示したグラフである。上記（６）式で求められるＲ１１、Ｒ１２は、符号ｑ３に示す抵抗値となる。即ち、Ｚ２１（ｆ１）とＺ１１（ｆ２）の平均値となる。
　即ち、第１抵抗素子Ｒ１１及び第２抵抗素子Ｒ１２の各抵抗値を、第１共振周波数ｆ１における第２給電母線９４と筐体１との間のインピーダンスＺ２１（ｆ１）と、第２共振周波数ｆ２におけるインダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスＺ１１（ｆ２）と、の平均値としている。
　従って、第１抵抗素子Ｒ１１及び第２抵抗素子Ｒ１２の抵抗値を（６）式のように設定することにより、曲線Ｚ１１（ｆ）の、第１共振周波数ｆ１でのインピーダンスの低下を抑制することができる。同様に、曲線Ｚ２１（ｆ）の、第２共振周波数ｆ２でのインピーダンスの低下を抑制することができる。
　そして、上記（６）式のように抵抗値Ｒ１１、Ｒ１２を設定することにより、図２７に示す符号Ｘ２の抵抗値とすることができ、ノイズレベル低減効果を最大とすることができる。従って、第１共振周波数ｆ１、及び第２共振周波数ｆ２において、第１インピーダンス、第２インピーダンスが低下することを抑制することができ、筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
［第１１実施形態の第２変形例の説明］
　次に、第１１実施形態の第２変形例について説明する。第２変形例では、第１抵抗素子Ｒ１１、及び第２抵抗素子Ｒ１２の各抵抗値を、以下の（７ａ）、（７ｂ）式の範囲となるように設定する。
　Ｚ２１（ｆ１）≦Ｒ１１≦Ｚ１１（ｆ２）　　　　…（７ａ）
　Ｚ２１（ｆ１）≦Ｒ１２≦Ｚ１１（ｆ２）　　　　…（７ｂ）
　以下、図２４に示すグラフを参照して説明する。図２４は、図２２に示した第１共振周波数ｆ１と第２共振周波数ｆ２の差を誇張して、第１インピーダンスＺ１１（ｆ）、及び第２インピーダンスＺ２１（ｆ）を示したグラフである。上記（７ａ）、（７ｂ）式で設定されるＲ１、Ｒ２は、図２４の符号ｑ４に示す範囲である。
　即ち、第１抵抗素子Ｒ１１及び第２抵抗素子Ｒ１２の抵抗値を、第１抵抗素子Ｒ１１を有しないときの、第２共振周波数ｆ２におけるインダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスＺ１１（ｆ２）と、第２抵抗素子Ｒ１２を有しないときの、第１共振周波数ｆ１における第２給電母線９４と筐体１との間のインピーダンスＺ２１（ｆ１）と、の間の抵抗値としている。
　上記（７ａ）、（７ｂ）式のように抵抗値Ｒ１１、Ｒ１２を設定することにより、各抵抗値Ｒ１１、Ｒ１２は、図２７の符号Ｘ３に示す範囲となり、ノイズレベルを低減することが可能となる。その結果、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に生じる電圧と、第２給電母線９４と筐体１との間に生じる電圧を近づけることができ、筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
［第１１実施形態の第３変形例の説明］
　次に、第１１実施形態の第３変形例について説明する。第３変形例では、第１抵抗素子Ｒ１１、及び第２抵抗素子Ｒ１２の各抵抗値（これを「Ｒｒ」とする）が、以下に示す（８）式に示す数値となるように設定する。
　Ｒｒ＝Ｒ１１、Ｒ１２＝｛Ｚ１０（ｆ12）＋Ｚ２０（ｆ12）｝／２　　　…（８）
　但し、ｆ12は図２５に示すように、曲線Ｚ１１（ｆ）と曲線Ｚ２１（ｆ）との交点の周波数である。即ち、周波数ｆ12は、第１共振周波数ｆ１と第２共振周波数ｆ２の間の中間周波数である。
　以下、図２５に示すグラフを参照して説明する。図２５は、図２２に示した第１共振周波数ｆ１と第２共振周波数ｆ２の差を誇張して、第１インピーダンスＺ１１（ｆ）、及び第２インピーダンスＺ２１（ｆ）を示したグラフである。また、図２６は、図２５に示す「Ａ」部の拡大図である。上記（８）式で設定される各抵抗値Ｒ１１、Ｒ１２は、図２６の符号ｑ５に示す数値である。
　即ち、第１共振周波数ｆ１と第２共振周波数ｆ２の間となる中間周波数ｆ12を設定し、第１抵抗素子Ｒ１１及び第２抵抗素子Ｒ１２の抵抗値を、中間周波数ｆ12での、第１インピーダンス素子を設けないときのインダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間のインピーダンスＺ１０（ｆ12）と、第２インピーダンス素子を設けないときの第２給電母線９４と筐体１との間のインピーダンスＺ２０（ｆ12）と、の間の抵抗値としている。
　このように、第１抵抗素子Ｒ１１及び第２抵抗素子Ｒ１２の各抵抗値は、周波数ｆ12におけるＺ１０（ｆ12）とＺ２０（ｆ12）の中間値に設定される。従って、抵抗値Ｒ１１、Ｒ１２（＝Ｒｒ）は、図２７のＸ４となり、ノイズレベルを低減効果を最大することができる。
　従って、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に生じる電圧と、第２給電母線９４と筐体１との間に生じる電圧を近づけることができ、筐体１へ伝搬するノイズを低減することができる。
［その他の実施形態］
　上述した各実施形態では、図１に示したように、スイッチング素子Ｑ１とダイオードＤ１からなるパワーモジュール３を用いて電力を変換する例について説明した。本発明はこれに限定されず、例えば、図２８に示すように、平滑コンデンサＣ１００の前段に、ダイオードブリッジ回路からなる整流回路３１を設けても良い。電源９１より供給される電力が交流である場合に、この交流を整流してパワーモジュール３に供給することが可能となる。
　更に、図２９に示すように、インダクタンス素子Ｌ１の後段に、４個のスイッチング素子からなるパワーモジュール３ａ、該パワーモジュール３ａを制御する制御回路３４、トランス３５、及び４個のダイオードからなる整流回路３３を備えた電力変換装置としてもよい。このような構成においても、インダクタンス素子Ｌ１と筐体１との間に第１インピーダンス素子を設けることにより、ノイズを低減できる。
　以上、本発明の電力変換装置を図示の実施形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置き換えることができる。
　１　筐体
　２、３４　制御回路
　３、３ａ　パワーモジュール
　４　フレーム
　５　ワイヤ
　６　板材
　７　板厚部
　８　第２誘電体
　９　第１誘電体
　１１　第１インピーダンス素子
　１２　第２インピーダンス素子
　３１、３３　整流回路
　３５　トランス
　９１　電源
　９２　負荷
　９３　第１給電母線
　９４　第２給電母線
　９５、９６　出力線
　１０１　電力変換装置
　Ｌ１　インダクタンス素子
　Ｌ１ａ　プレーナ型のインダクタンス素子
　Ｃ０１　第１浮遊容量
　Ｃ０２　第２浮遊容量
　Ｃ１１　第１容量素子
　Ｃ１２　第２容量素子
　Ｃ１００、Ｃ２００　平滑コンデンサ
　Ｄ１　ダイオード
　ｆ０　第１共振周波数
　ｆ１　第１共振周波数
　ｆ12　中間周波数
　ｆ２　第２共振周波数
　Ｌ１　インダクタンス素子
　Ｌ１ａ　プレーナ型のインダクタンス素子
　Ｑ１　スイッチング素子
　Ｒ１１　第１抵抗素子
　Ｒ１２　第２抵抗素子

Claims (18)

  1. 　第１給電母線及び第２給電母線より供給される電力を変換する電力変換装置であって、
    　前記第１給電母線に接続されるインダクタンス素子と、
    　前記第１給電母線と第２給電母線との間に供給される電力をスイッチングにより変換するスイッチング素子と、
    　前記インダクタンス素子、及び前記スイッチング素子を収容する筐体と、
    　前記インダクタンス素子と、前記筐体との間に設けられた第１インピーダンス素子と、
    　を有することを特徴とする電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記インダクタンス素子は、前記筐体と導通するフレーム内に収容され、前記第１インピーダンス素子を、前記インダクタンス素子と前記フレームとの間に設けたこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  3. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記インダクタンス素子は、前記筐体と絶縁されたフレーム内に収容され、前記第１インピーダンス素子を、前記インダクタンス素子と前記フレームとの間に設けたこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  4. 　請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記第２給電母線と前記筐体の間に第２インピーダンス素子を設けたこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  5. 　請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記第１インピーダンス素子は、
    　前記インダクタンス素子と前記筐体との間の第１浮遊容量を含む、前記インダクタンス素子と前記筐体との間の静電容量と、前記第２給電母線と前記筐体との間の第２浮遊容量と、が一致するように前記インダクタンス素子と前記筐体との間に設けた第１容量素子であること
    　を特徴とする電力変換装置。
  6. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記第１インピーダンス素子は第１容量素子であり、前記第２インピーダンス素子は第２容量素子であり、
    　前記インダクタンス素子と前記筐体との間の第１浮遊容量と、前記第１容量素子の静電容量と、の合計と、
    　前記第２給電母線と前記筐体との間の第２浮遊容量と、前記第２容量素子の静電容量と、の合計と、
    　が一致するように、前記第１容量素子及び第２容量素子の静電容量を設定すること
    　を特徴とする電力変換装置。
  7. 　請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記第１インピーダンス素子は、前記インダクタンス素子と前記筐体との間に設けた第１容量素子であり、
    　前記インダクタンス素子と前記筐体との間の静電容量と、前記第２給電母線と前記筐体との間の第２浮遊容量と、が一致するように、前記第２給電母線が前記筐体と対向する面積を設定すること
    　を特徴とする電力変換装置。
  8. 　請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記第１インピーダンス素子は、前記インダクタンス素子と前記筐体との間に設けた第１容量素子であり、
    　前記インダクタンス素子と前記筐体との間の静電容量と、前記第２給電母線と前記筐体との間の第２浮遊容量と、が一致するように、前記第２給電母線と前記筐体との間の距離を設定すること
    　を特徴とする電力変換装置。
  9. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記第２インピーダンス素子は、前記第２給電母線と前記筐体の間に設けた第２誘電体であり、
    　前記インダクタンス素子と前記筐体との間の静電容量が、前記第２給電母線と前記筐体との間の静電容量と一致するように、前記第２誘電体の誘電率を設定すること
    　を特徴とする電力変換装置。
  10. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記第１インピーダンス素子は、第１誘電体であり、前記第２インピーダンス素子は、第２誘電体であり、
    　前記インダクタンス素子と前記筐体との間の静電容量が、前記第２給電母線と前記筐体との間の静電容量と一致するように、前記第１誘電体及び第２誘電体の誘電率を設定すること
    　を特徴とする電力変換装置。
  11. 　請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換装置において、
    　前記第１インピーダンス素子は、第１容量素子及び第１抵抗素子で構成されること
    　を特徴とする電力変換装置。
  12. 　請求項１１に記載の電力変換装置において、
    　前記インダクタンス素子と前記第１インピーダンス素子による共振周波数を、第１共振周波数としたとき、
    　前記第１抵抗素子の抵抗値は、
    　前記第１共振周波数での前記第２給電母線と前記筐体との間のインピーダンス以下で、且つ、前記第１抵抗素子を含まない場合の前記インダクタンス素子と前記筐体との間のインピーダンスよりも大きいこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  13. 　請求項１１に記載の電力変換装置において、
    　前記インダクタンス素子と前記第１インピーダンス素子による共振周波数を、第１共振周波数としたとき、
    　前記第１抵抗素子の抵抗値は、
    　前記第１共振周波数での前記第２給電母線と前記筐体との間のインピーダンスと一致すること
    　を特徴とする電力変換装置。
  14. 　請求項４に記載の電力変換装置において、
    　前記第２インピーダンス素子は、第２容量素子、及び第２抵抗素子で構成されること
    　を特徴とする電力変換装置。
  15. 　請求項１４に記載の電力変換装置において、
    　前記第２給電母線と、前記第２容量素子の静電容量とによる共振周波数を第２共振周波数としたとき、
    　前記第２抵抗素子の抵抗値は、
    　前記第２共振周波数での、前記第２抵抗素子を含まない場合の、前記第２給電母線と前記筐体との間のインピーダンスよりも大きく、前記インダクタンス素子と前記筐体との間のインピーダンスよりも小さいこと
    　を特徴とする電力変換装置。
  16. 　請求項４に記載の電力変換装置において、第１インピーダンス素子は第１容量素子と第１抵抗素子で構成され、前記第２インピーダンス素子は第２容量素子と第２抵抗素子で構成され、
    　前記インダクタンス素子と前記第１インピーダンス素子による共振周波数を、第１共振周波数とし、前記第２給電母線と前記第２インピーダンス素子とによる共振周波数を第２共振周波数としたとき、
    　前記第１抵抗素子、及び、前記第２抵抗素子の各抵抗値は、
    　前記第１共振周波数における前記第２給電母線と前記筐体との間のインピーダンスと、前記第２共振周波数における前記インダクタンス素子と前記筐体との間のインピーダンスと、の平均値であること
    　を特徴とする電力変換装置。
  17. 　請求項４に記載の電力変換装置において、前記第１インピーダンス素子は、第１容量素子と第１抵抗素子を有し、前記第２インピーダンス素子は、第２容量素子と第２抵抗素子を有し、
    　前記インダクタンス素子と前記第１インピーダンス素子による共振周波数を、第１共振周波数とし、前記第２給電母線と前記第２インピーダンス素子とによる共振周波数を第２共振周波数としたとき、
    　前記第１抵抗素子及び前記第２抵抗素子の抵抗値は、
    　前記第１抵抗素子を有しないときの、前記第２共振周波数における前記インダクタンス素子と前記筐体との間のインピーダンスと、前記第２抵抗素子を有しないときの、前記第１共振周波数における前記第２給電母線と前記筐体との間のインピーダンスと、の間の抵抗値であること
    　を特徴とする電力変換装置。
  18. 　請求項４に記載の電力変換装置において、前記第１インピーダンス素子は、第１容量素子と第１抵抗素子を有し、前記第２インピーダンス素子は、第２容量素子と第２抵抗素子を有し、
    　前記インダクタンス素子と前記第１インピーダンス素子による共振周波数を、第１共振周波数とし、前記第２給電母線と前記第２インピーダンス素子とによる共振周波数を第２共振周波数とし、更に、前記第１共振周波数と第２共振周波数の間となる中間周波数を設定し、
    　前記第１抵抗素子及び前記第２抵抗素子の抵抗値は、前記中間周波数での、
    　前記第１インピーダンス素子を設けないときの前記インダクタンス素子と筐体との間のインピーダンスと、前記第２インピーダンス素子を設けないときの前記第２給電母線と筐体との間のインピーダンスと、の間の抵抗値であること
    　を特徴とする電力変換装置。
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