JP2005094113A - 移相器、直交変調器及び直交復調器 - Google Patents
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Abstract
【課題】入力信号と出力信号との位相関係の変動を防止でき、かつ、2つの出力信号の間での移相誤差の発生を防止できる移相器を提供する。また、キャリアリーク変動現象の発生を防止でき、精度を向上した直交変調器及び直交復調器を提供する。
【解決手段】入力されたローカル信号Loを2逓倍する2逓倍器21と、2逓倍信号2Loに同期して、位相差が90°である2つの信号LoIa,LoQaを出力するフリップフロップ31,32と、信号LoQa,LoIaに基づいて、2逓倍信号2Loに同期したキャリア信号LoI,LoQを生成するフリップフロップ42,41と、を備える。
【選択図】 図1
【解決手段】入力されたローカル信号Loを2逓倍する2逓倍器21と、2逓倍信号2Loに同期して、位相差が90°である2つの信号LoIa,LoQaを出力するフリップフロップ31,32と、信号LoQa,LoIaに基づいて、2逓倍信号2Loに同期したキャリア信号LoI,LoQを生成するフリップフロップ42,41と、を備える。
【選択図】 図1
Description
本発明は、互いに位相をずらした2信号を出力する移相器及びこの移相器を用いた直交変調器及び直交復調器に関する。
一般的な90°移相器は、図7に示すように、ローカル信号源11から出力されたローカル信号Lo(周波数f1)を2逓倍する2逓倍器21と、入力信号を、2逓倍されたローカル信号(クロック信号2Lo、周波数2f1)に同期させるD型フリップフロップ81とを備え、互いに位相差が90°である2つのキャリア信号LoI,LoQを出力する。
フリップフロップ81は、入力された信号をラッチ(保持)するラッチ811,812を備え、ラッチ812は、ラッチ811に従属に接続される、すなわち、ラッチ812は、ラッチ811から出力された信号がラッチ812に入力されるように、ラッチ811と接続される。フリップフロップ81は、クロック信号2Lo(周波数2f)が入力されると、2分周動作により、周波数が共にf1で、位相差が90°である2つのキャリア信号LoI,LoQを出力する。
フリップフロップ81では、出力信号の反転信号を入力信号とするため、電源投入時等、入力信号の初期値が不定であることによって出力信号が変動し、ローカル信号とキャリア信号との位相関係が変動する。ローカル信号とキャリア信号との位相関係は、2つの状態をとりうる。
図8及び図9に、90°移相器200における出力信号のタイミングチャートを示す。
図8では、ローカル信号Loの立下りとキャリア信号LoIの立上りとが同期しているのに対して、図9では、ローカル信号Loの立下りとキャリア信号LoIの立下りとが同期している。このように、従来の90°移相器では、ローカル信号Loとキャリア信号LoIの関係が、逆相であったりあるいは同相であったりと、ローカル信号Loとキャリア信号LoIとの位相関係が2つの状態の間で変動していた。
図8では、ローカル信号Loの立下りとキャリア信号LoIの立上りとが同期しているのに対して、図9では、ローカル信号Loの立下りとキャリア信号LoIの立下りとが同期している。このように、従来の90°移相器では、ローカル信号Loとキャリア信号LoIの関係が、逆相であったりあるいは同相であったりと、ローカル信号Loとキャリア信号LoIとの位相関係が2つの状態の間で変動していた。
また、フリップフロップ81では、一方のキャリア信号LoIがラッチ811から出力され、他方のキャリア信号LoQが、ラッチ811に従属に接続されたラッチ812から出力される。このため、一方のキャリア信号LoIと他方のキャリア信号LoQとの間で、ラッチ812による遅延が発生し、キャリア信号間に、図8及び図9に示すような移相誤差が発生する。
このような90°移相器は、直交変調器等に用いられる。一般的な直交変調器は、図10に示すように、ローカル信号Loを直交する2つのキャリア信号LoI,LoQに分岐する90°移相器200と、直交するベースバンド信号I,Qと90°移相器200から出力されたキャリア信号LoI,LoQとをそれぞれ乗算するミキサ91,92と、ミキサ91,92から出力された信号を加算する加算器93とを備え、ローカル信号及びベースバンド信号I,Qが入力されると変調波信号MFを出力する。
上述したように、一般的な90°移相器では位相関係が変動する(2つの状態のいずれかに変化し得る)ため、このような90°移相器を直交変調器に用いた場合、変調波信号に発生する不要な信号成分であるキャリアリークの量が変動し、2値のいずれかを持つ状態になるという現象(以下「キャリアリーク変動現象」という。)が発生することが知られている。
直交変調器におけるキャリアリーク変動現象を抑制する技術には、図11に示すように、ローカル信号Loの入力信号及び、直交変調器内の信号を差動形式にすることで外部からの影響を受けにくくし、キャリアリーク変動現象を抑圧する方法が提案されている(特許文献1参照)。また、図12に示すように、ミキサ91,ミキサ92のベースバンド入力部911,921にコンデンサ96,97を設けることにより、キャリア信号(LoI,LoQ)に相当する高周波成分を低減させたベースバンド信号を入力し、ベースバンド入力部911,921に及ぼす影響を低減させて、キャリアリーク変動現象を抑圧する方法が提案されている(特許文献2参照)。さらに、90°移相器内のフリップフロップ回路において、ローカル信号に基づく信号をクロック信号としローカル信号を入力信号とすることにより、入力信号が不定となるのを防止し、ローカル信号と出力信号との位相関係の変動を防止することにより、キャリアリーク変動現象の発生を防止する技術もある(特許文献3参照)。
しかしながら、従来の90°移相器では、ラッチによる信号の遅延が発生するため、出力される2つのキャリア信号の間で移相誤差が発生する。このため、従来の90°移相器を用いた直交変調器では、90°移相器における移相誤差により、直交変調の精度が低下する恐れがあった。
本発明は、上記従来の事情に鑑みてなされたものであって、入力信号と出力信号との位相関係の変動を防止でき、かつ、2つの出力信号の間での移相誤差の発生を防止できる移相器を提供することを目的とする。また、本発明は、キャリアリーク変動現象の発生を防止でき、精度を向上した直交変調器及び直交復調器を提供することを目的とする。
本発明の移相器は、入力された周期信号に基づいて、互いに位相をずらした2つの周期信号を出力する移相器であって、入力された第1の信号に基づいて、第2の信号と、前記第2の信号に対して位相をずらした第3の信号とを生成し、前記第1の信号と、前記第2の信号及び前記第3の信号との位相関係を一定にして出力する移相手段と、前記第1の信号に基づいて生成された基準信号に同期して、前記第2の信号及び前記第3の信号をそれぞれ所定時間保持してタイミングを調整した第4の信号及び第5の信号を出力する保持手段と、を備えるものである。
この構成により、移相手段によって第1の信号との位相関係が一定である信号(第2の信号、第3の信号)を生成し、保持手段が、生成されたこれらの信号に基づいてタイミングを調整した2信号を出力するため、入力信号と出力信号との位相関係の変動を防止でき、かつ、2つの出力信号の間での移相誤差の発生を防止できる。結果として精度を向上できる。
また、本発明の移相器は、入力された周期信号に基づいて、互いに位相をずらした2つの周期信号を出力する移相器であって、入力された第1の信号に基づいて、第2の信号と、前記第2の信号に対して位相をずらした第3の信号とを生成し、前記第1の信号と、前記第2の信号及び前記第3の信号との位相関係を一定にして出力する移相手段と、前記第1の信号に基づいて生成された基準信号に同期して、前記第2の信号及び前記第3の信号をそれぞれ所定時間保持してタイミングを調整した第4の信号及び第5の信号を出力する保持手段と、前記移相手段から出力された前記第2の信号及び前記第3の信号を前記保持手段に入力するか、前記保持手段を通過させるかを切り替える切替手段と、を備えるものである。
この構成により、切替手段の切り替えにより、前記第2の信号及び前記第3の信号が前記保持手段に入力された場合は、前記第4の信号及び前記第5の信号を出力し、前記第2の信号及び前記第3の信号が前記保持手段を通過した場合は、前記第2の信号及び前記第3の信号をそのまま出力するため、不要なときには保持手段の動作を停止させ、消費電力を低減できる。
また、本発明の移相器は、前記移相手段が、前記基準信号に同期して、前記第1の信号の値を記憶及び保持して前記第2の信号を生成する第1の記憶保持回路と、前記基準信号に同期して、前記第2の信号の値を記憶及び保持して前記第3の信号を生成する第2の記憶保持回路とを有し、前記保持手段が、前記基準信号に同期して、前記第2の信号の値を記憶及び保持して前記第4の信号を出力する第3の記憶保持回路と、前記基準信号に同期して、前記第3の信号の値を記憶及び保持して前記第5の信号を出力する第4の記憶保持回路とを有するものである。
この構成により、移相手段によって入力信号との位相関係が一定である信号(第2の信号、第3の信号)を生成し、保持手段がこれらの信号に基づいてタイミングを調整した2信号を出力するため、基準信号と出力信号との位相関係の変動を防止でき、かつ、2つの出力信号の間での移相誤差の発生を防止できる。結果として精度を向上できる。
また、本発明の移相器は、前記第1の信号を逓倍する逓倍手段を備え、前記基準信号が、前記第1の信号を逓倍した信号であるものである。
この構成により、移相手段によって基準信号との位相関係が一定である信号(第2の信号、第3の信号)を生成し、保持手段がこれらの信号に基づいてタイミングを調整した2信号を出力するため、基準信号と出力信号との位相関係の変動を防止でき、かつ、2つの出力信号の間での移相誤差の発生を防止できる。結果として精度を向上できる。
また、本発明の移相器は、前記移相手段が、前記第1の信号を2逓倍した基準信号を用いて、前記第2の信号に対して90°位相をずらした第3の信号を出力するものである。
この構成により、移相手段によって基準信号との位相関係が一定である信号(第2の信号、第3の信号)を生成し、保持手段がこれらの信号に基づいてタイミングを調整した2信号を出力するため、基準信号と出力信号との位相関係の変動を防止でき、かつ、2つの出力信号の間での移相誤差の発生を防止できる。結果として精度を向上できる。
また、本発明の直交変調器は、請求項5記載の移相器と、互いに位相が直交する2入力信号と、前記移相器から出力された2信号とをそれぞれ乗算する第1及び第2の乗算手段と、前記第1及び第2の乗算手段から出力された2信号を加算する加算手段と、を備えるものである。
この構成により、移相器において、キャリアリーク変動現象が発生せず移相誤差も発生しないため、精度の高い直交変調が可能となる。
さらに、本発明の直交復調器は、前記第3の信号は、請求項5記載の移相器と、復調入力信号と、前記移相器から出力された2信号とをそれぞれ乗算する第1及び第2の乗算手段と、前記第1及び第2の乗算手段から出力された2信号の高周波成分を除去する高周波除去手段と、を備えるものである。
この構成により、移相器において、キャリアリーク変動現象が発生せず移相誤差も発生しないため、精度の高い直交復調が可能となる。
本発明によれば、入力信号と出力信号との位相関係の変動を防止でき、かつ、2つの出力信号の間での移相誤差の発生を防止できる移相器を提供できる。また、本発明によれば、キャリアリーク変動現象の発生を防止でき、精度を向上した直交変調器及び直交復調器を提供できる。
(第1の実施の形態)
図1は、本発明の第1の実施の形態を説明するための90°移相器の構成を示すブロック図である。同図に示すように、本実施の形態の90°移相器100は、ローカル信号源11によって発生されたローカル信号Lo(第1の信号)を2逓倍する2逓倍器21と、入力されたローカル信号Loに基づいて、信号LoIa(第2の信号)と、信号LoIaに対して位相を90°ずらした(互いに位相が直交する)信号LoQa(第3の信号)とを生成し、ローカル信号と、信号LoIa及びLoQaとの位相関係を一定にして出力するD型フリップフロップ31,32と、信号LoIa及びLoQaをそれぞれ所定時間保持してタイミングを調整したキャリア信号LoI(第4の信号)及びLoQ(第5の信号)を出力するD型フリップフロップ42,41と、を備える。なお、フリップフロップ31,32は、特許請求の範囲の移相手段の一例に該当し、フリップフロップ41,42は、保持手段の一例に該当し、2逓倍器21は逓倍手段の一例に該当する。また、フリップフロップ31は第1の記憶保持回路、フリップフロップ32は第2の記憶保持回路、フリップフロップ41は第4の記憶保持回路の一例にそれぞれ該当する。
図1は、本発明の第1の実施の形態を説明するための90°移相器の構成を示すブロック図である。同図に示すように、本実施の形態の90°移相器100は、ローカル信号源11によって発生されたローカル信号Lo(第1の信号)を2逓倍する2逓倍器21と、入力されたローカル信号Loに基づいて、信号LoIa(第2の信号)と、信号LoIaに対して位相を90°ずらした(互いに位相が直交する)信号LoQa(第3の信号)とを生成し、ローカル信号と、信号LoIa及びLoQaとの位相関係を一定にして出力するD型フリップフロップ31,32と、信号LoIa及びLoQaをそれぞれ所定時間保持してタイミングを調整したキャリア信号LoI(第4の信号)及びLoQ(第5の信号)を出力するD型フリップフロップ42,41と、を備える。なお、フリップフロップ31,32は、特許請求の範囲の移相手段の一例に該当し、フリップフロップ41,42は、保持手段の一例に該当し、2逓倍器21は逓倍手段の一例に該当する。また、フリップフロップ31は第1の記憶保持回路、フリップフロップ32は第2の記憶保持回路、フリップフロップ41は第4の記憶保持回路の一例にそれぞれ該当する。
2逓倍器21は、入力されたローカル信号Lo(周波数f1)に基づいて、周波数が2倍である2逓倍信号2Lo(周波数2f1)を生成するものである。2逓倍器21で2逓倍されたローカル信号Lo(2逓倍信号2Lo)は、クロック信号(基準信号)として、フリップフロップ31、32、41、42に入力される。なお、本実施の形態では、2逓倍器21の出力信号のデューティー比は50%とする。
フリップフロップ31は、ローカル信号源11から発生されたローカル信号Loを入力信号とし、2逓倍器21から出力された2逓倍信号2Loがクロック信号として入力されると、クロック信号(2逓倍信号2Lo)の反転信号に同期して、入力信号Lo(周波数f1)の値を記憶及び保持して、信号LoIa(周波数f1)を生成するものである。フリップフロップ31は、クロック信号(2逓倍信号2Lo)の反転信号の値が「Low」から「High」に変化する時、すなわち、クロック信号の値が「High」から「Low」に変化する時(立下り時)、入力信号(ローカル信号Lo)の値に応じた信号(「High」又は「Low」のいずれか)を出力(値を記憶)し、クロック信号(2逓倍信号2Lo)の値が変化しないとき及び「Low」から「High」に変化する時(立上り時)は前の値に応じた信号を出力(前の値を保持)する。
フリップフロップ32は、フリップフロップ31から出力された信号LoIaを入力信号とし、2逓倍器21から出力された2逓倍信号2Loがクロック信号として入力されると、クロック信号(2逓倍信号2Lo)に同期して、入力信号LoIa(周波数f1)の値を記憶及び保持して、信号LoQa(周波数f1)を生成するものである。フリップフロップ32は、クロック信号(2逓倍信号2Lo)の値が「High」から「Low」に変化する時(立上り時)、入力信号(フリップフロップ31の出力信号LoIa)の値に応じた信号(「High」又は「Low」のいずれか)を出力(値を記憶)し、クロック信号(2逓倍信号2Lo)の値が変化しないとき及び「High」から「Low」に変化する時(立下り時)は前の値に応じた信号を出力(前の値を保持)する。
フリップフロップ31,32は、それぞれローカル信号Lo,フリップフロップ31の出力信号LoIaを入力信号とするため、常に入力信号の値が定まることとなる。したがって、フリップフロップ31,32は、その初期値によって出力信号が変動することはないため、ローカル信号Loとフリップフロップ31,32の出力信号LoIa,LoQaとの位相関係は変動することなく常に一定に保たれる。
フリップフロップ41は、フリップフロップ32から出力された信号LoQaを入力信号とし、2逓倍器21から出力された2逓倍信号2Loがクロック信号として入力されると、クロック信号(2逓倍信号2Lo)に同期して、入力信号LoQaの値を記憶及び保持して、キャリア信号LoQ(周波数f1)を生成するものである。フリップフロップ41は、クロック信号(2逓倍信号2Lo)の立上り時、入力信号(フリップフロップ32の出力信号LoQa)の値に応じた信号を出力し、クロック信号(2逓倍信号2Lo)の値が変化しないとき及び立下り時は前の値に応じた信号を出力する。
フリップフロップ42は、フリップフロップ31から出力された信号LoIaを入力信号とし、2逓倍器21から出力された2逓倍信号2Loがクロック信号として入力されると、クロック信号(2逓倍信号2Lo)の反転信号に同期して、入力信号LoIaの値を記憶及び保持して、キャリア信号LoI(周波数f1)を生成するものである。フリップフロップ42は、クロック信号(2逓倍信号2Lo)の立下り時、入力信号(フリップフロップ31の出力信号LoIa)の値に応じた信号を出力し、クロック信号(2逓倍信号2Lo)の値が変化しないとき及び立上り時は前の値に応じた信号を出力する。
以上のように構成された90°移相器100について、図2を用いてその動作を説明する。
図2は、本発明の第1の実施の形態の90°移相器の動作を示すタイミングチャートである。図2は、ローカル信号Lo、2逓倍信号2Lo、フリップフロップ31の出力信号LoIa、フリップフロップ32の出力信号LoQa、フリップフロップ42から出力されるキャリア信号LoI、フリップフロップ41から出力されるキャリア信号LoQを示すタイミングチャートである。
図2は、本発明の第1の実施の形態の90°移相器の動作を示すタイミングチャートである。図2は、ローカル信号Lo、2逓倍信号2Lo、フリップフロップ31の出力信号LoIa、フリップフロップ32の出力信号LoQa、フリップフロップ42から出力されるキャリア信号LoI、フリップフロップ41から出力されるキャリア信号LoQを示すタイミングチャートである。
同図に示すように、まず、クロック信号である2逓倍信号2Loの立下り(D1)に同期して、フリップフロップ31の出力信号LoIaは、ローカル信号(Lo)の値に応じて「Low」となり、フリップフロップ42の出力信号LoIは、フリップフロップ31の出力信号LoIaの値に応じて「High」となる。このとき、フリップフロップ32,41の出力信号LoQa,LoQの値は変化せず、前の値を保持する。次に、2逓倍信号2Loの立上り(U1)に同期して、フリップフロップ32の出力信号LoQaはフリップフロップ31の出力信号LoIaの値に応じて「Low」となり、フリップフロップ41の出力信号LoQはフリップフロップ32の出力信号LoQaの値に応じて「High」となる。このとき、フリップフロップ31,42の出力信号LoIa,LoIの値は変化せず、前の値を保持する。以後、同様に、フリップフロップ31,42は、2逓倍信号2Loの立下り時にデータ信号の値を記憶した後その値を保持し、フリップフロップ32,41は、2逓倍信号2Loの立上り時にデータ信号の値を記憶した後その値を保持する動作を繰り返す。
フリップフロップ31,32は位相差が90°の信号(LoIa,LoQa)を出力するが、フリップフロップ32を構成するラッチ回路で信号の遅延が発生するため、フリップフロップ31,32の出力信号LoIa,LoQaの間には移相誤差が発生する。これらの出力信号(LoIa,LoQa)がそれぞれ、フリップフロップ42,41に入力されると、フリップフロップ42,41の動作により、移相誤差が発生せず、位相差が90°である2つのキャリア信号LoI,LoQが出力される。すなわち、フリップフロップ42では、クロック信号2Loの反転信号に同期してフリップフロップ31の出力信号LoIaの値が保持及び記憶され、キャリア信号LoIが出力される。また、フリップフロップ41では、クロック信号2Loに同期してフリップフロップ32の出力信号LoQaの値が保持及び記憶され、キャリア信号LoQが出力される。
以上説明したように、本実施の形態の90°移相器100によれば、フリップフロップ31,32が、ローカル信号との位相関係が変動せず常に一定であり約90°の位相差を持つ2つの信号(LoIa,LoQa)を生成し、フリップフロップ41,42が、これらの信号に基づいてタイミングを調整した90°の位相差をもつ2つのキャリア信号を生成する。したがって、本実施の形態の90°移相器100は、ローカル信号Loとキャリア信号LoI,LoQとの位相関係の変動を防止し位相関係を常に一定にでき、かつ、移相誤差の発生を防止できる。結果として、精度を向上できる。
(第2の実施の形態)
図3は、本発明の第2の実施の形態を説明するための90°移相器の構成を示すブロック図である。同図において、図1と重複する部分には同一の符号を付す。同図に示すように、本実施の形態の90°移相器150は、図1に示す90°移相器100が備える各構成要素に加え、フリップフロップ31,32から出力された信号LoIa,LoQaをフリップフロップ42,41に入力するか、フリップフロップ42,41を通過させるかを切り替える切替手段51,52を備え、切替手段51,52の切り替えに応じて、信号LoIa,LoQaがフリップフロップ42,41に入力された場合は、キャリア信号LoI,LoQを出力し、信号LoIa,LoQaがフリップフロップ42,41に入力されなかった場合は、信号LoIa,LoQaを出力する。
図3は、本発明の第2の実施の形態を説明するための90°移相器の構成を示すブロック図である。同図において、図1と重複する部分には同一の符号を付す。同図に示すように、本実施の形態の90°移相器150は、図1に示す90°移相器100が備える各構成要素に加え、フリップフロップ31,32から出力された信号LoIa,LoQaをフリップフロップ42,41に入力するか、フリップフロップ42,41を通過させるかを切り替える切替手段51,52を備え、切替手段51,52の切り替えに応じて、信号LoIa,LoQaがフリップフロップ42,41に入力された場合は、キャリア信号LoI,LoQを出力し、信号LoIa,LoQaがフリップフロップ42,41に入力されなかった場合は、信号LoIa,LoQaを出力する。
切替手段51は、フリップフロップ32の出力端子とフリップフロップ41の入力端子との間に設けられ、90°移相器に接続された制御部50aの指示に基づいて、フリップフロップ32の出力信号LoQaをフリップフロップ41に入力するか、又は、フリップフロップ32の出力信号LoQaをフリップフロップ41に入力せずに90°移相器150から出力するかを切り替えるものである。
切替手段52は、フリップフロップ31の出力端子とフリップフロップ42の入力端子との間に設けられ、制御部50aの指示に基づいて、フリップフロップ31の出力信号LoIaをフリップフロップ42に入力するか、又は、フリップフロップ31の出力信号LoIaをフリップフロップ42に入力せずに90°移相器150から出力するかを切り替えるものである。
制御部50aは、ローカル信号Loの周波数や、90°移相器150が出力する信号の周波数帯域等の情報を記憶する記憶部を内部に有し、記憶部に記憶されている情報に基づいて、切替手段51及び52の切り替え制御を行うものである。制御部50aは、記憶部の情報を参照して、所定の条件を満たすとき、すなわち、ローカル信号Loの周波数が低い場合や、出力信号の周波数帯域が狭い場合又は特定の帯域に限られている場合等、移相誤差が問題にならないときは、フリップフロップ31,32の出力信号LoIa,LoQaをフリップフロップ41,42に入力せずに90°移相器150から出力するように接続を切り替えるよう、切替手段51及び52に指示する。
なお、制御部50aは、切替手段51及び52に同一の切替動作を行うよう指示する。すなわち、切替手段51及び52は、共に、フリップフロップ32,31の出力信号をフリップフロップ41,42に入力するよう接続を切り替えるか、または、共に、フリップフロップ32,31の出力信号をフリップフロップ41,42に入力せずに90°移相器150から出力するよう接続を切り替える。また、制御部50aが切り替え制御を行うための条件は、周波数だけに限られない。
以上説明したように、本実施の形態の90°移相器150によれば、切替手段51,52が制御部50aの制御に基づいて接続を切り替えることにより、フリップフロップ41,42を使用するか否かを切り替えることができる。したがって、不要なときはフリップフロップ41,42の動作を停止させ、消費電力を低減できる。
(第3の実施の形態)
図4は、本発明の第3の実施の形態を説明するための90°移相器の構成を示すブロック図である。同図において、図3と重複する部分には同一の符号を付す。同図に示すように、本実施形態の90°移相器250は、図3に示す90°移相器150が備える各構成要素に加え、フリップフロップ31から出力された信号LoIaと、フリップフロップ32から出力された信号LoQaとの位相差を検出する位相差検出手段53を備え、位相差検出手段53からの出力信号に基づいて切り替え手段51,52が切り替え動作を行い、信号LoIa,LoQaがフリップフロップ42,41に入力された場合は、キャリア信号LoI,LoQを出力し、信号LoIa,LoQaがフリップフロップ42,41に入力されなかった場合は、信号LoIa,LoQaを出力する。
図4は、本発明の第3の実施の形態を説明するための90°移相器の構成を示すブロック図である。同図において、図3と重複する部分には同一の符号を付す。同図に示すように、本実施形態の90°移相器250は、図3に示す90°移相器150が備える各構成要素に加え、フリップフロップ31から出力された信号LoIaと、フリップフロップ32から出力された信号LoQaとの位相差を検出する位相差検出手段53を備え、位相差検出手段53からの出力信号に基づいて切り替え手段51,52が切り替え動作を行い、信号LoIa,LoQaがフリップフロップ42,41に入力された場合は、キャリア信号LoI,LoQを出力し、信号LoIa,LoQaがフリップフロップ42,41に入力されなかった場合は、信号LoIa,LoQaを出力する。
位相差検出手段53は、フリップフロップ31の出力端子及びフリップフロップ32の出力端子と、切替手段51の入力端子及び切替手段52の入力端子との間に設けられる。位相差検出手段53は、フリップフロップ31から出力された信号LoIaと、フリップフロップ32から出力された信号LoQaとの位相差を検出し、位相差検出信号を制御部50bに出力するものである。また、位相差検出手段53は、フリップフロップ31から出力された信号LoIaを切替手段52の入力端子に出力し、フリップフロップ32から出力された信号LoQaを切替手段51の入力端子に出力する。
制御部50bは、位相差検出手段53から出力された位相差検出信号(信号LoIaとLoQaとの位相差を示す信号)に基づいて、切替手段51及び52の切り替え制御を行うものである。制御部50bは、信号LoIaとLoQaとの位相差が90度の場合、フリップフロップ31,32の出力信号LoIa,LoQaをフリップフロップ41,42に入力せずに90°移相器250から出力するように、切替手段51及び52の接続が切り替わるように制御する。
一方、制御部50bは、信号LoIaとLoQaとの位相差が90度でない場合、フリップフロップ31,32の出力信号LoIa,LoQaをフリップフロップ41,42に入力するように、切替手段51及び52の接続が切り替わるように制御する。
なお、制御部50bは、切替手段51及び52に同一の切替動作を行うよう指示する。すなわち、切替手段51及び52は、共に、フリップフロップ32,31の出力信号をフリップフロップ41,42に入力するよう接続を切り替えるか、または、共に、フリップフロップ32,31の出力信号をフリップフロップ41,42に入力せずに90°移相器250から出力するよう接続を切り替える。
以上説明したように、本実施の形態の90°移相器250によれば、位相差検出手段53の位相差検出信号に基づいて、切替手段51,52が接続を切り替えることにより、フリップフロップ41,42を使用するか否かを切り替えることができる。したがって、不要なときはフリップフロップ41,42の動作を停止させ、消費電力を低減できる。
(第4の実施の形態)
図5は、本発明の第4の実施の形態を説明するための直交変調器の構成を示すブロック図である。同図に示すように、本実施形態の直交変調器は、第1の実施の形態で説明した90°移相器100と、ベースバンド信号Iと90°移相器100から出力されたキャリア信号LoIとを乗算するミキサ91と、ベースバンド信号Qと90°移相器100から出力されたキャリア信号LoQとを乗算するミキサ92と、ミキサ91及びミキサ92から出力された信号を加算する加算器93とを備え、ローカル信号Lo及びベースバンド信号I,Qが入力されると変調波信号MFを出力する。なお、ミキサ91,92は特許請求の範囲の乗算手段の一例に該当し、加算器93は加算手段の一例に該当する。
図5は、本発明の第4の実施の形態を説明するための直交変調器の構成を示すブロック図である。同図に示すように、本実施形態の直交変調器は、第1の実施の形態で説明した90°移相器100と、ベースバンド信号Iと90°移相器100から出力されたキャリア信号LoIとを乗算するミキサ91と、ベースバンド信号Qと90°移相器100から出力されたキャリア信号LoQとを乗算するミキサ92と、ミキサ91及びミキサ92から出力された信号を加算する加算器93とを備え、ローカル信号Lo及びベースバンド信号I,Qが入力されると変調波信号MFを出力する。なお、ミキサ91,92は特許請求の範囲の乗算手段の一例に該当し、加算器93は加算手段の一例に該当する。
本実施形態の直交変調器では、90°移相器100に入力されるローカル信号Loと90°移相器100から出力されるキャリア信号LoI,LoQとの位相関係が変動しないため、従来の直交変調器で発生していたキャリアリークの変動現象の発生を防止できる。また、本実施形態の直交変調器では、90°移相器100から出力されるキャリア信号LoI,LoQには、移相誤差が発生しないため、これらのキャリア信号の位相差は正確に90°に保たれる。したがって、本実施形態の直交変調器によれば、精度の高い直交変調が可能となる。また、本実施形態の直交変調器を送信装置に用いると、変調精度を向上できる。
なお、90°移相器100の代わりに第2の実施の形態で説明した90°移相器150、又は、第3の実施の形態で説明した90°移相器250を採用してもよい。この場合、直交変調器において、ローカル信号Loの周波数が低いとき等、移相誤差が問題にならない場合には、90°移相器内のフリップフロップ42,41の動作を停止させて、消費電力を低減できる。
(第5の実施の形態)
図6は、本発明の第5の実施の形態を説明するための直交復調器の構成を示すブロック図である。同図に示すように、本実施形態の直交復調器は、第1の実施の形態で説明した90°移相器100と、復調入力信号DFと90°移相器100から出力されたキャリア信号LoIとを乗算するミキサ91と、復調入力信号DFと90°移相器100から出力されたキャリア信号LoQとを乗算するミキサ92と、ミキサ92から出力された信号の高周波成分を除去するローパスフィルタ(LPF)94と、ミキサ91から出力された信号の高周波成分を除去するLPF95とを備え、ローカル信号及び復調入力信号DFが入力されるとベースバンド信号I,Qを出力する。なお、LPF94,95は、特許請求の範囲の高周波除去手段の一例に該当する。
図6は、本発明の第5の実施の形態を説明するための直交復調器の構成を示すブロック図である。同図に示すように、本実施形態の直交復調器は、第1の実施の形態で説明した90°移相器100と、復調入力信号DFと90°移相器100から出力されたキャリア信号LoIとを乗算するミキサ91と、復調入力信号DFと90°移相器100から出力されたキャリア信号LoQとを乗算するミキサ92と、ミキサ92から出力された信号の高周波成分を除去するローパスフィルタ(LPF)94と、ミキサ91から出力された信号の高周波成分を除去するLPF95とを備え、ローカル信号及び復調入力信号DFが入力されるとベースバンド信号I,Qを出力する。なお、LPF94,95は、特許請求の範囲の高周波除去手段の一例に該当する。
本実施形態の直交復調器では、90°移相器100に入力されるローカル信号Loと90°移相器100から出力されるキャリア信号LoI,LoQとの位相関係が変動しないため、従来の直交復調器で発生していたキャリアリークの変動現象の発生を防止できる。また、本実施形態の直交復調器では、90°移相器100から出力されるキャリア信号LoI,LoQには、移相誤差が発生しないため、これらのキャリア信号の位相差は正確に90°に保たれる。したがって、本実施形態の直交復調器によれば、精度の高い直交復調が可能となる。また、本実施形態の直交復調器を受信装置に用いると、復調精度を向上できる。
なお、90°移相器100の代わりに第2の実施の形態で説明した90°移相器150、又は、第3の実施の形態で説明した90°移相器250を採用してもよい。この場合、直交復調器において、ローカル信号Loの周波数が低いとき等、移相誤差が問題にならない場合には、90°移相器内のフリップフロップ42,41の動作を停止させて、消費電力を低減できる。
なお、本発明の移相器を直交変調器及び直交復調器だけでなく、位相比較器等に使用してもよい。
本発明の移相器は、入力信号と出力信号との位相関係の変動を防止でき、かつ、2つの出力信号の間での移相誤差の発生を防止できる効果を有し、本発明の直交変調器及び直交復調器は、キャリアリーク変動現象の発生を防止でき、精度を向上できる効果を有し、無線機等における送信装置及び受信装置や、基地局、移動局、基地局及び移動局を含む通信システム等に有用である。
11 ローカル信号源
21 2逓倍器
31,32,41,42 フリップフロップ
50a,50b 制御部
51,52 切替手段
53 位相差検出手段
91,92 ミキサ
93 加算器
94,95 ローパスフィルタ(LPF)
100,150,250 90°移相器
21 2逓倍器
31,32,41,42 フリップフロップ
50a,50b 制御部
51,52 切替手段
53 位相差検出手段
91,92 ミキサ
93 加算器
94,95 ローパスフィルタ(LPF)
100,150,250 90°移相器
Claims (7)
- 入力された周期信号に基づいて、互いに位相をずらした2つの周期信号を出力する移相器であって、
入力された第1の信号に基づいて、第2の信号と、前記第2の信号に対して位相をずらした第3の信号とを生成し、前記第1の信号と、前記第2の信号及び前記第3の信号との位相関係を一定にして出力する移相手段と、
前記第1の信号に基づいて生成された基準信号に同期して、前記第2の信号及び前記第3の信号をそれぞれ所定時間保持してタイミングを調整した第4の信号及び第5の信号を出力する保持手段と、を備える移相器。 - 入力された周期信号に基づいて、互いに位相をずらした2つの周期信号を出力する移相器であって、
入力された第1の信号に基づいて、第2の信号と、前記第2の信号に対して位相をずらした第3の信号とを生成し、前記第1の信号と、前記第2の信号及び前記第3の信号との位相関係を一定にして出力する移相手段と、
前記第1の信号に基づいて生成された基準信号に同期して、前記第2の信号及び前記第3の信号をそれぞれ所定時間保持してタイミングを調整した第4の信号及び第5の信号を出力する保持手段と、
前記移相手段から出力された前記第2の信号及び前記第3の信号を前記保持手段に入力するか、前記保持手段を通過させるかを切り替える切替手段と、を備える移相器。 - 請求項1又は2記載の移相器であって、
前記移相手段は、前記基準信号に同期して、前記第1の信号の値を記憶及び保持して前記第2の信号を生成する第1の記憶保持回路と、前記基準信号に同期して、前記第2の信号の値を記憶及び保持して前記第3の信号を生成する第2の記憶保持回路とを有し、
前記保持手段は、前記基準信号に同期して、前記第2の信号の値を記憶及び保持して前記第4の信号を出力する第3の記憶保持回路と、前記基準信号に同期して、前記第3の信号の値を記憶及び保持して前記第5の信号を出力する第4の記憶保持回路とを有する移相器。 - 請求項1ないし3のいずれか一項記載の移相器であって、
前記第1の信号を逓倍する逓倍手段を備え、
前記基準信号は、前記第1の信号を逓倍した信号である移相器。 - 請求項4記載の移相器であって、
前記移相手段は、前記第1の信号を2逓倍した基準信号を用いて、前記第2の信号に対して90°位相をずらした第3の信号を出力する移相器。 - 請求項5記載の移相器と、
互いに位相が直交する2入力信号と、前記移相器から出力された2信号とをそれぞれ乗算する第1及び第2の乗算手段と、
前記第1及び第2の乗算手段から出力された2信号を加算する加算手段と、を備える直交変調器。 - 請求項5記載の移相器と、
復調入力信号と、前記移相器から出力された2信号とをそれぞれ乗算する第1及び第2の乗算手段と、
前記第1及び第2の乗算手段から出力された2信号の高周波成分を除去する高周波除去手段と、を備える直交復調器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003321246A JP2005094113A (ja) | 2003-09-12 | 2003-09-12 | 移相器、直交変調器及び直交復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP2003321246A JP2005094113A (ja) | 2003-09-12 | 2003-09-12 | 移相器、直交変調器及び直交復調器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
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JP2005094113A true JP2005094113A (ja) | 2005-04-07 |
Family
ID=34452987
Family Applications (1)
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JP2003321246A Pending JP2005094113A (ja) | 2003-09-12 | 2003-09-12 | 移相器、直交変調器及び直交復調器 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP2005094113A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009268053A (ja) * | 2007-07-02 | 2009-11-12 | Sony Corp | Iq信号発生器のためのスワップ機能を実施するためのシステム及び方法 |
WO2018215334A1 (de) | 2017-05-26 | 2018-11-29 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e. V. | Verfahren und anordnung zur breitbandigen erzeugung von iq-signalen, insbesondere in mehrkanal-systemen |
-
2003
- 2003-09-12 JP JP2003321246A patent/JP2005094113A/ja active Pending
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WO2018215334A1 (de) | 2017-05-26 | 2018-11-29 | Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e. V. | Verfahren und anordnung zur breitbandigen erzeugung von iq-signalen, insbesondere in mehrkanal-systemen |
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