JP2006115150A - 無線通信システム、無線送信機、無線受信機、無線通信方法、無線送信方法および無線受信方法 - Google Patents

Abstract

【課題】無線通信システムにおいて搬送波の使用に伴って必要となる回路を省略してシステムの簡易化を図る。
【解決手段】無線送信機は、送信すべきデータ信号を、このデータ信号の論理値に対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換する信号変換部１と、信号Ｓ１の状態遷移に同期した矩形波信号Ｓ２を生成する矩形波信号生成部２と、矩形波信号Ｓ２を送信する送信アンテナ３とを有し、矩形波信号Ｓ２のパルス幅をＴとしたときに、送信アンテナ３の中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致するように設定する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電磁波によってデジタル信号を送受する無線通信システム、無線送信機、無線受信機、無線通信方法、無線送信方法および無線受信方法に関し、特に近距離の微弱無線通信に好適に用いられるものに関する。

無線通信では、直流信号や周波数の低い信号をそのまま伝送するのは難しい。このため、通常、高周波の搬送波（キャリア）に情報変調を施して信号を送信することとしている。具体的には、送信側では、搬送波に送信したい信号波によって変調を施し、被変調波を送信する。一方、受信側では、受信した被変調波を復調することで搬送波から信号波を取り出し送信データを得る（例えば、非特許文献１参照）。

図１７に従来の無線通信システムの構成の一例を示す。図１７において、送信側では、電圧制御発振器（VCO: Voltage Controlled Oscillators ）１００１は、搬送波を発生させる。この搬送波は、乗算器１００２において、送信したいベースバンド信号ＩＮが乗算されることにより変調される。得られた被変調波は、パワーアンプ１００５により増幅され、送信アンテナ１００６から送信される。受信側では、受信アンテナ１０１１によって受信された被変調波は、ローノイズアンプ（LNA:Low Noise Amplifier ）１０１２により増幅され、イメージ除去フィルタ１０１３によりイメージ成分が除去される。イメージ成分が除去された被変調波は、乗算器１０１７において、ＶＣＯ１０１６により発生した搬送波が乗算されることによってダウンコンバートされ、チャネル選択フィルタ１０１８を通過した後に、検波器１０１９により送信されたベースバンド信号に変換される。図１７は位相変復調により無線通信を行う場合の一例であるが、他の無線通信方式においても搬送波を発生させ、搬送波に変復調を施して無線通信を行うのが一般的である。

一方、搬送波を用いずに通信を行うシステムとして、超広帯域（UWB:Ultra Wideband）技術を用いた無線通信システムが提案されている（例えば、特許文献１、特許文献２参照）。ＵＷＢの送信機は、数ＧＨｚという極めて広い周波数帯域にわたって１秒間に１０億回以上の非常に時間軸の短いパルスを送出し、受信機は、送信機から送られてきたパルスのシーケンスを受信して、パルスをデータに変換する。

なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
特表２００３−５２９２７３号公報 特表２００３−５３５５５２号公報 大庭英雄，提坂秀樹，「無線通信機器」，日本理工出版会，ｐ．１２０−１２１，ｐ．１７８−１８１，ＩＳＢＮ ４−８９０１９−１３６−４

以上のように、図１７に示した従来の無線通信システムでは、送信時および受信時に搬送波を発生させ、この搬送波に変復調を施して無線通信を行う。このため、搬送波を発生する回路や搬送波に変復調を施す回路が必要となり、無線通信システムが複雑化し、無線通信システムを構成する送受信機の規模やハードウェア量が増大して無線通信システムのコストや消費電力が増大するという問題点があった。

また、ＵＷＢを用いた無線通信システムにおいても、パルス幅の短い帯域制限されたガウシアンモノパルスを生成する回路が必要となり、このパルス生成回路の構成が複雑なため、無線通信システムを構成する送受信機の規模やハードウェア量が増大して無線通信システムのコストや消費電力が増大するという問題点があった。

本発明は、このような従来の課題を解決するものであり、その目的は、搬送波の発生や変復調のための回路等を不要とすることにより、システムの簡易化、低コスト化、低消費電力化を図ることができる無線通信システム、無線送信機、無線受信機、無線通信方法、無線送信方法および無線受信方法を提供することにある。

本発明の無線通信システムは、無線送信機と無線受信機とを備え、前記無線送信機は、送信すべきデータ信号を、このデータ信号の論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手段と、この信号変換手段から出力された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、前記矩形波信号を送信する送信アンテナとを有し、前記無線受信機は、前記送信された信号を受信する受信アンテナと、この受信アンテナで受信された信号を検波する検波器と、この検波器の出力信号に基づいて前記データ信号を復元する復元手段とを有し、前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、前記送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致するようにしたものである。

また、本発明の無線通信システムの１構成例において、前記無線送信機の矩形波信号生成手段は、前記パルス幅がＴの第１のパルスを備えた第１の矩形波信号を生成する第１の矩形波信号生成回路と、前記パルス幅がＴの第２のパルス及び第３のパルスを備えた第２の矩形波信号を生成する第２の矩形波信号生成回路と、前記パルス幅がＴで、かつ前記第２の矩形波信号とパルスの間隔が異なる第４のパルス及び第５のパルスを備えた第３の矩形波信号を生成する第３の矩形波信号生成回路と、前記第１の矩形波信号生成回路の出力端子と前記送信アンテナとの間に配設された第１のスイッチと、前記第２の矩形波信号生成回路の出力端子と前記送信アンテナとの間に配設された第２のスイッチと、前記第３の矩形波信号生成回路の出力端子と前記送信アンテナとの間に配設された第３のスイッチと、前記データ信号に応じて前記第１のスイッチ、第２のスイッチ及び第３のスイッチの開閉を制御するスイッチ制御回路とからなるものである。
また、本発明の無線通信システムの１構成例は、前記第２の矩形波信号の第２のパルスに対する前記第３のパルスの遅延時間を２ｍＴ（ｍは正の整数）とし、前記第３の矩形波信号の前記第４のパルスに対する前記第５のパルスの遅延時間を（２ｎ＋１）Ｔ（ｎはｍと同一もしくは異なる正の整数）とするものである。
また、本発明の無線通信システムの１構成例において、前記無線受信機の検波器は、前記受信アンテナで受信された信号を包絡線検波する包絡線検波器と、前記受信アンテナで受信された信号を遅延検波する遅延検波器とからなり、前記無線受信機の復元手段は、前記包絡線検波器と前記遅延検波器の出力結果の組み合わせに基づいて、前記受信アンテナで受信された信号の状態を判別して前記データ信号を復元する信号判別器を備えるものである。

また、本発明の無線送信機は、送信すべきデータ信号を、このデータ信号の論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手段と、この信号変換手段から出力された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、前記矩形波信号を送信する送信アンテナとを有し、前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、前記送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致するようにしたものである。
また、本発明は、送信すべきデータ信号をパルス幅がＴの矩形波信号に変換して、中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致する送信アンテナにより前記矩形波信号を送信する無線送信機から、信号を受信する無線受信機であって、前記送信された信号を受信する受信アンテナと、この受信アンテナで受信された信号を検波する検波器と、この検波器の出力信号に基づいて前記データ信号を復元する復元手段とを有するものである。

また、本発明の無線通信方法は、送信すべきデータ信号を、このデータ信号の論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手順と、この信号変換手順で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、前記矩形波信号を送信アンテナから送信する送信手順と、前記送信された信号を受信アンテナで受信する受信手順と、前記受信された信号を検波する検波手順と、この検波手順で得られた出力信号に基づいて前記データ信号を復元する復元手順とを有し、前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、前記送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致するようにしたものである。
また、本発明の無線送信方法は、送信すべきデータ信号を、このデータ信号の論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手順と、この信号変換手順で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、前記矩形波信号を送信アンテナから送信する送信手順とを有し、前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、前記送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致するようにしたものである。
また、本発明は、送信すべきデータ信号をパルス幅がＴの矩形波信号に変換して、中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致する送信アンテナにより前記矩形波信号を送信する無線送信機から、信号を受信する無線受信方法であって、前記送信された信号を受信アンテナで受信する受信手順と、前記受信された信号を検波する検波手順と、この検波手順で得られた出力信号に基づいて前記データ信号を復元する復元手順とを有するものである。

本発明によれば、送信すべきデータ信号をパルス幅Ｔの矩形波信号に変換することによって、送信信号の電力スペクトルのメインローブを高周波の交流成分にすることにより、パルス伝送通信を可能とし、搬送波を用いずに無線通信することとしているので、搬送波の発生に必要な電圧制御発信器やアップコンバージョンおよびダウンコンバージョンに必要な乗算器といったアナログの高周波回路が不要となり、システムを構成する無線送信機および無線受信機のハードウェア量を大幅に削減することができ、システムの簡易化、低コスト化、低消費電力化が可能となる。特に、無線送信機については、デジタル信号処理がメインとなるため、アナログ回路を大幅に削減でき、大幅な低コスト化、低消費電力化を図ることができる。また、送信アンテナの中心周波数を、２Ｔを１周期とする周波数の３倍、５倍といった周波数に設定すれば、矩形波信号の３次高調波成分、５次高調波成分といった高次高調波成分を送信することとなり、この場合、無線送信機の各構成が必要とする動作速度を低減することができるので、高速動作する回路が不要となる。

また、矩形波信号生成手段を、第１〜第３の矩形波信号生成回路、第１〜第３のスイッチ及びスイッチ制御回路から構成することにより、４値の情報を送信することができるので、通信可能なビットレートを２倍に向上させることができる。また、２値の情報を送信する場合とデータレートが同じ場合には、通信路の帯域は半分で済む。

［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態に係る無線通信システムの無線送信機の構成を示すブロック図、図２は、この無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
図１に示す無線送信機は、データがコードされたディジタル信号（以下、データ信号という）を、データ信号の論理値「１」に対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換する信号変換部１と、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して矩形波信号Ｓ２を生成する矩形波信号生成部２と、矩形波信号生成部２から供給される矩形波信号Ｓ２により励振される送信アンテナ３とから構成される。

信号変換部１は、データ信号とこのデータ信号に同期したクロック信号との論理和を演算するＡＮＤ回路１１と、ＡＮＤ回路１１の出力信号がクロック端子ｃｌｋに入力されるＤフリップフロップ回路（ＤＦＦ）１２と、ＤＦＦ１２の出力端子ｏｕｔに入力端子が接続され、出力端子がＤＦＦ１２の入力端子ｉｎに接続されるインバータ回路１３とから構成される。

クロック信号は、図２（Ａ）、図２（Ｂ）に示すようにデータ信号に同期している。ＡＮＤ回路１１の出力信号は、図２（Ｃ）に示すようにデータ信号の論理値が「１」で、かつクロック信号が「１」のときに「１」となる。ＤＦＦ１２の入力端子ｉｎには、ＤＦＦ１２の出力端子ｏｕｔから出力された信号Ｓ１がインバータ回路１３によって反転された上で入力されるので、クロック端子ｃｌｋに入力されるＡＮＤ回路１１の出力信号が「１」から「０」に遷移する度に、信号Ｓ１が「０」→「１」または「１」→「０」に遷移する。したがって、信号Ｓ１は、図２（Ｄ）に示すように、データ信号の論理値「１」に対応して状態遷移する。より具体的には、信号Ｓ１はデータ信号のＤｕｔｙ５０％（中央）の位置で状態遷移し、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりが、データ信号の論理値「１」に対応している。

なお、信号変換部１は図１に示した構成に限らず、同等の機能を有するものであればよく、データ信号の論理値「１」の中央付近のタイミングで状態遷移する信号Ｓ１を出力するものであればよい。また、データ信号の論理値「０」に対応して状態遷移する信号Ｓ１を出力するものでもよい。

矩形波信号生成部２は、信号Ｓ１を任意の時間Ｔ遅延させて出力する遅延回路２１と、信号Ｓ１と遅延回路２１の出力信号との排他的論理和（XOR:Exclusive OR）を演算する排他的論理和回路２２とから構成される。
信号Ｓ１と信号Ｓ１を遅延させた信号との排他的論理和演算により、図２（Ｅ）に示すように、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりに同期してパルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２が生成される。矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔは、遅延回路２１の遅延量によって決まる。

矩形波信号生成部２で生成された矩形波信号Ｓ２が送信アンテナ３に供給されることにより、送信アンテナ３から図２（Ｆ）に示すように矩形波信号Ｓ２に一致した高周波パルス信号（ＲＦパルス信号）が出力される。したがって、無線送信機からは、データ信号の論理値「１」に対応してＲＦパルス信号が出力されることとなる。

本実施の形態の遅延回路２１を実現する手段としてはフリップフロップがある。遅延回路２１としてフリップフロップを用いる場合は、フリップフロップへ供給するクロック信号によって遅延回路２１の遅延時間Ｔが決まる。すなわち、フリップフロップへ供給するクロック信号の周波数を変えることで、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に変化させることができる。

また、フリップフロップを用いずにインバータを複数段直列に接続して遅延回路２１を実現することも可能である。矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に制御する必要がなければ、あらかじめ定めた遅延時間になるようにインバータを必要な個数だけ直列に接続して遅延回路２１を実現すればよい。この場合はクロックを供給する必要がなくなり遅延線が簡易に実現できる。また、抵抗と容量を用いて遅延回路２１を実現してもよい。この場合は抵抗Ｒと容量ＣのＲＣ時定数により遅延量が制御できる。いずれにせよ本実施の形態においては遅延回路２１の構成は限定されるものではない。

以下、矩形波信号Ｓ２を送信アンテナ３に供給することにより、送信アンテナ３からＲＦパルス信号が出力される原理について説明する。ここでは、矩形波信号生成部２が遅延回路２１と排他的論理和回路２２とから構成される場合を例にとって説明する。

図３は、矩形波信号Ｓ２および矩形波信号Ｓ２に含まれる高調波信号成分を示す波形図である。図３に示すように、矩形波信号Ｓ２は、矩形波信号Ｓ２と同じ周波数の正弦波信号成分（基本波、１次高調波）、３倍の周波数の正弦波信号成分（３次高調波）、５倍の周波数の正弦波信号成分（５次高調波）といったように奇数次の高調波信号成分からなる。したがって、矩形波信号Ｓ２のようなパルス幅Ｔのパルス信号には、２Ｔを１周期とした正弦波信号およびその高次高調波信号が含まれることになる。具体的には矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓｅｃとすると、矩形波信号Ｓ２の基本波成分の周波数は１００ＭＨｚ（１周期は１０ｎｓｅｃ）となり、高次高調波成分の周波数は３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚ・・・・となる。

以上のような矩形波信号Ｓ２の基本波成分、あるいは高次高調波成分を送信アンテナ３から送信するには、送信アンテナ３の中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍となるようにすればよい。つまり、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが５ｎｓｅｃの場合、中心周波数が１００ＭＨｚ、３００ＭＨｚあるいは５００ＭＨｚといった送信アンテナ３を用いることで、送信アンテナ３からＲＦパルス信号を送信することが可能となる。

なお、２ｋ＋１（ｋ＝０，１，２，３・・・・）次高調波信号の信号振幅は、図３に示すように矩形波信号Ｓ２の信号振幅に比べて（２ｋ＋１）分の１になる。例えば、矩形波信号Ｓ２の振幅を１とすると、３次高調波の振幅は３分の１、５次高調波の振幅は５分の１である。したがって、高次の高調波成分を送信する場合ほど、送信信号電力が小さくなる。

図４は、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。図４（Ａ）に示すように矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓｅｃとすると、図４（Ｂ）に示す矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の信号周波数は３００ＭＨｚとなる。したがって、この矩形波信号Ｓ２を中心周波数が３００ＭＨｚの送信アンテナ３に供給すると、送信アンテナ３からは３００ＭＨｚの周波数で振動する図４（Ｃ）に示すようなＲＦパルス信号が出力される。このＲＦパルス信号のパルス幅は、送信アンテナ３のインパルス応答およびアンテナ帯域で決まる。アンテナ帯域が広い場合にはこのパルス幅は短くなり、逆にアンテナ帯域が狭い場合にはこのパルス幅は長くなる。

一般的な近距離の微弱無線通信では、電波法等の法規により、その送信信号電力がかなり小さな値に規制されている。このため、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を送信しようとすると、送信信号電力が大きく、規制値を超えてしまうことがある。この場合には、減衰器で信号電力を弱めて送信すればよい。また、送信したい信号周波数帯に対応した高次高調波成分を含む矩形波信号Ｓ２を生成し、この矩形波信号Ｓ２の３次高調波、５次高調波といった信号成分を送信するようにしてもよい。この場合には、高次高調波になるほど信号振幅が小さくなり送信信号電力が小さくなるので、規制値に適合した信号電力の高次高調波成分を選択して使えばよい。高次高調波成分を送信する場合には、基本波成分を送信する場合に比べて、次のような効果も得られる。

矩形波信号Ｓ２の基本波成分を送信する場合には、遅延回路２１で実現しなければならない遅延量が高次高調波成分を送信する場合に比べて短くなり、遅延回路２１の実現が難しくなる。具体的には、５００ＭＨｚ帯のＲＦパルス信号を送信する場合に、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると、遅延回路２１の遅延時間を１ｎｓｅｃにする必要があるのに対し、矩形波信号Ｓ２の５次高調波成分を利用するならば、遅延時間を５ｎｓｅｃにすればよい。フリップフロップを用いて遅延回路２１を実現する場合、１ｎｓｅｃの遅延時間を実現するためには１ＧＨｚのクロック信号が必要になるのに対し、５ｎｓｅｃの遅延時間を実現するには２００ＭＨｚのクロック信号であればよく、高次高調波成分を利用する場合の方がクロック生成が容易である。

さらに、遅延回路２１の遅延時間が短いほど、矩形波信号Ｓ２を出力する排他的論理和回路２２も高速に動作する必要がある。遅延回路２１の遅延時間が長い場合は、排他的論理和回路２２に要求される動作速度は緩和される。また、送信信号電力の規制値に対応した高次高調波成分を利用することで、基本波成分を利用する場合に必要となる減衰器を用いる必要がなくなるといった効果も得られる。

以上のとおり、本実施の形態の無線送信機は、搬送波、特にアナログの高周波キャリアを用いることなく送信信号を送信する。このため、無線送信機は、搬送波を発生させるためのＶＣＯ、搬送波にデータ信号を乗算するための乗算器等、搬送波の使用に伴って必要となる回路等を有していない。

次に、受信側について説明する。図５は、本実施の形態に係る無線通信システムの無線受信機の１構成例を示すブロック図である。図１の無線送信機からはデータ信号の「１」，「０」に対応してＲＦパルス信号がオンオフされて送信されるので、無線受信機ではこのオンオフ信号を検波すればよい。図５の無線受信機は、受信アンテナ４と、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）５と、検波器であるダイオード６と、復元手段であるＡＤコンバータ７とから構成される。図１の無線送信機から送信された信号は、受信アンテナ４により受信され、ＬＮＡ５により増幅され、ダイオード６に供給される。そして、ＬＮＡ５から出力された信号をダイオード６により包絡線検波し、包絡線検波した信号をＡＤコンバータ７でデジタル信号に変換することにより、データ信号を復元する。

図６は、無線受信機の他の構成例を示すブロック図である。図６の無線受信機は、受信アンテナ４と、ＬＮＡ５と、ＡＤコンバータ７と、検波器である乗算器８とから構成される。この無線受信機は、ダイオード検波の代わりに二乗検波を用いて包絡線検波をするものである。すなわち、ＬＮＡ５から出力された信号を乗算器８により包絡線検波し、包絡線検波した信号をＡＤコンバータ７でデジタル信号に変換することにより、データ信号を復元する。

以上のとおり、無線受信機は、搬送波、特にアナログ高周波キャリアを用いることなく送信された信号を受信する。このため、無線受信機は、搬送波を発生させるためのＶＣＯ、受信信号に搬送波を乗算するための乗算器等、搬送波の使用に伴って必要となる回路等を有していない。

なお、図５、図６におけるＡＤコンバータ７によるＡＤ変換は、包絡線検波した信号のパルスの有無を判定していることになるので、ＡＤコンバータ７の代わりにコンパレータを用いてパルスの有無を判定するようにしてもよい。
また、図５、図６では、ＲＦ信号をそのまま包絡線検波しているが、ＲＦ信号を適当な中間周波数にダウンコンバートしてから包絡線検波する構成にしても良い。この場合、ダウンコンバートを行う回路が必要になるが、ＲＦ信号を直接検波する場合に比べて包絡線検波の実現が容易になる。

以下、本実施の形態のように搬送波を用いることなく無線通信できる理由について説明する。無線通信で伝送できるのは交流成分のみであり直流成分は伝送されない。このため、直流成分付近に電力スペクトルのピークがあるデータ信号（ベースバンド信号）を伝送するのは難しい。一方、電力スペクトルのメインローブが交流成分にある信号であれば、その直流付近の信号成分が送受信されなくとも、メインローブとなる交流信号成分が送受信されれば通信可能となる。そこで、本実施の形態の無線送信機では、送信すべきデータ信号を高周波の矩形波信号Ｓ２に変換することによって、電力スペクトルのメインローブが交流成分になるように操作している。この結果、本実施の形態においては、搬送波を用いない無線通信が可能となっている。

以上のとおり、本実施の形態によれば、送信信号の電力スペクトルのメインローブを高周波の交流成分にすることにより、パルス伝送通信を可能とし、搬送波を用いずに無線通信することとしているので、搬送波の発生に必要なＶＣＯや、アップコンバージョンおよびダウンコンバージョンに必要な乗算器等が不要となり、システムを構成する無線送信機および無線受信機のハードウェア量が大幅に削減され、システムの簡易化、低コスト化、低消費電力化が可能となる。また、特に無線送信機については、ほぼ全てデジタル回路で構成でき、デジタル信号処理がメインとなる。このため、アナログ回路を大幅に削減でき、大幅な低コスト化、低消費電力化を図ることができる。

本実施の形態では、ガウシアンモノパルスを生成するためのパルス発生器を持たず、デジタルの矩形波信号で送信アンテナを駆動する。この方式は、通信に使用する周波数帯域を使用するアンテナの帯域で選択できるという特徴も持つ。数１００ＭＨｚに中心周波数があるアンテナを使用すれば、その周波数帯域で電波を送受して通信を行い、数ＧＨｚに中心周波数があるアンテナを使用すれば、その周波数帯域で電波を送受して通信を行うことが可能である。これらのいずれの場合にも使用するアンテナに対し、送信すべきデータ信号のメインローブが使用するアンテナの周波数帯域に含まれるように調整すればよい。具体的には図２（Ｅ）に示した矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを小さくすればよい。パルス幅Ｔを小さくすればその信号に含まれる周波数成分がより高周波側まで広がる。パルス幅Ｔは信号変換部１に供給されるクロック信号の周波数で決まり、クロック信号の周波数は周波数シンセサイザーで制御することができる。

したがって、本実施の形態の方式では、使用したい周波数帯域に合わせて送信アンテナと送信機側の周波数シンセサイザーを制御すればよい。周波数シンセサイザーはソフト的に制御することができるので、使用周波数帯域の変更に伴いハードウェア的に変更すべき構成要素はアンテナだけである。以上から他の送信機側の構成要素をハードウェア的に変更することなくアンテナを切り替えるだけで使用する周波数帯域を変更することができるという特徴を本実施の形態は持つ。

これに対して、ＵＷＢを用いた従来の無線通信システムでは、ガウシアンモノパルスを生成するためのパルス発生器が必要となる。このパルス発生器はあらかじめ規定した周波数帯域にガウシアンモノパルスの周波数成分が含まれるようにチューニングされて実装される。このパルス発生器は高周波のアナログ回路からなるため設計が難しく、ガウシアンモノパルスの周波数成分を可変するように設計するのはさらに困難である。つまり、ＵＷＢを用いた従来の無線通信システムでは、通信に使用する周波数帯域にチューニングしてパルス発生器を実装する必要があるため、使用するアンテナを切り替えてもハードウェア的に送信機側の構成要素であるパルス発生器を可変することが困難であり、通信に使用する周波数帯域を変更することができない。

［第２の実施の形態］
第１の実施の形態では、ＲＦパルス信号のオンオフで２値情報を伝送したが、本実施の形態は、第１の実施の形態をＲＦ信号で伝送できる情報を４値に多値化したものであり、第１の実施の形態の特徴に加え、送信可能なビットレートを２倍に向上できるという特徴を持つ。以下に内容を詳細に説明する。

図７は、本発明の第２の実施の形態に係る無線通信システムの無線送信機の構成を示すブロック図であり、図１と同一の構成には同一の符号を付してある。図７に示す無線送信機は、信号変換部１と、矩形波信号生成部２０と、送信アンテナ３とから構成される。矩形波信号生成部２０は、３つの矩形波信号生成回路２ａ〜２ｃと、スイッチ２３ａ〜２３ｃと、スイッチ制御回路２４とからなり、第１の矩形波信号生成回路２ａは、第１の遅延回路２１ａと第１の排他的論理和回路２２ａとから構成され、第２の矩形波信号生成回路２ｂは、第２の遅延回路２１ｂと第２の排他的論理和回路２２ｂとから構成され、第３の矩形波信号生成回路２ｃは、第３の遅延回路２１ｃと第３の排他的論理和回路２２ｃとから構成される。

本実施の形態の無線送信機は、第１の矩形波信号生成回路２ａの出力端子と送信アンテナ３との間に第１のスイッチ２３ａを配設し、第２の矩形波信号生成回路２ｂの出力端子と送信アンテナ３との間に第２のスイッチ２３ｂを配設し、第３の矩形波信号生成回路２ｃの出力端子と送信アンテナ３との間に第３のスイッチ２３ｃを配設している。スイッチ制御回路２４は、スイッチ２３ａ〜２３ｃの開閉を選択的に制御し、矩形波信号生成回路２ａ〜２ｃから出力される矩形波信号Ｓ２〜Ｓ４の何れかを送信アンテナ３に供給する。これにより、本実施の形態は、４値情報を扱える構成になっている。

図８に、信号変換部１から出力される信号Ｓ１と矩形波信号生成回路２ａ〜２ｃから出力される矩形波信号Ｓ２〜Ｓ４の代表的な信号波形例を示す。矩形波信号生成回路２ａから第１の矩形波信号Ｓ２が出力されるまでの動作は第１の実施の形態と同様なので説明は省略する。第１の矩形波信号Ｓ２は、スイッチ２３ａ、遅延回路２１ｂ，２１ｃ、排他的論理和回路２２ｂ，２２ｃに入力される。

第２の遅延回路２１ｂは、第１の遅延回路２１ａの遅延時間Ｔの偶数倍の時間、すなわち２ｍＴ（ｍは正の整数）の時間だけ矩形波信号Ｓ２を遅延させて第２の排他的論理和回路２２ｂに出力する。信号Ｓ２と信号Ｓ２を遅延させた信号との排他的論理和演算により、第２の排他的論理和回路２２ｂから出力される第２の矩形波信号Ｓ３は図８（Ｃ）のようになる。第３の遅延回路２１ｃは、第１の遅延回路２１ａの遅延時間Ｔの奇数倍の時間、すなわち（２ｎ＋１）Ｔ（ｎはｍと同一もしくは異なる正の整数）の時間だけ矩形波信号Ｓ２を遅延させて第３の排他的論理和回路２２ｃに出力する。信号Ｓ２と信号Ｓ２を遅延させた信号との排他的論理和演算により、第３の排他的論理和回路２２ｃから出力される第３の矩形波信号Ｓ４は図８（Ｄ）のようになる。

次に、矩形波信号Ｓ２を送信アンテナ３から送信したときのＲＦパルス信号を図９（Ａ）に示し、矩形波信号Ｓ３を送信アンテナ３から送信したときのＲＦパルス信号を図９（Ｂ）に示し、矩形波信号Ｓ４を送信アンテナ３から送信したときのＲＦパルス信号を図９（Ｃ）に示す。図９（Ｂ）の２つのＲＦパルス信号は位相が連続しており、図９（Ｃ）の２つのＲＦパルス信号は位相が途中で反転している。

図１０（Ａ）〜図１０（Ｄ）を用いて、矩形波信号Ｓ３，Ｓ４を送信アンテナ３から送信したときのＲＦパルス信号の位相の関係について説明する。図１０（Ａ）は矩形波信号Ｓ３を示し、図１０（Ｂ）はその３次高調波成分を示している。図１０（Ｂ）において、破線の部分は矩形波信号Ｓ３の１つ目のパルス（第２のパルス）に対応する３次高調波成分、実線の部分は２つ目のパルス（第３のパルス）に対応する３次高調波成分である。図１０（Ｂ）によれば、矩形波信号Ｓ３の３次高調波成分は位相が連続していることが分かる。矩形波信号Ｓ３の場合、３次高調波成分に限らず、奇数次の高次高調波成分には位相の不連続は発生しない。

一方、図１０（Ｃ）は矩形波信号Ｓ４を示し、図１０（Ｄ）はその３次高調波成分を示している。図１０（Ｂ）と同様に、図１０（Ｄ）の破線の部分は矩形波信号Ｓ４の１つ目のパルス（第４のパルス）に対応する３次高調波成分、実線の部分は２つ目のパルス（第５のパルス）に対応する３次高調波成分である。図１０（Ｄ）に示したように、矩形波信号Ｓ４の１つ目のパルスの三次高調波成分と２つ目のパルスの三次高調波成分では位相が１８０度異なる。矩形波信号Ｓ４の場合、３次高調波成分に限らず、奇数次の高次高調波成分には位相の不連続が発生する。

したがって、図８（Ｃ）、図８（Ｄ）に示した矩形波信号Ｓ３，Ｓ４を送信アンテナ３に出力した場合、送信アンテナ３から出力されるＲＦパルス信号は図９（Ｂ）、図９（Ｃ）のようになり、矩形波信号Ｓ３に基づくＲＦパルス信号では位相が連続し、矩形波信号Ｓ４に基づくＲＦパルス信号では位相の反転が発生する。

なお、本実施の形態では、遅延回路２１ｂ，２１ｃの遅延時間についてはアンテナ帯域を考慮して決定する必要がある。図４（Ｃ）を用いて説明したように、１つの矩形波信号に対応したＲＦパルス信号のパルス幅はアンテナ帯域で決まる。遅延回路２１ｂ，２１ｃの遅延時間が短すぎると、矩形波信号の１つ目のパルスに基づくＲＦパルス信号と同矩形波信号の２つ目のパルスに基づくＲＦパルス信号とが重なってしまい、この２つのＲＦパルス信号を区別することができない。したがって、遅延回路２１ｂ，２１ｃの遅延時間を、アンテナの帯域を考慮して２つのＲＦパルス信号が区別できるように設定する必要がある。

以上のように、本実施の形態における無線送信機では、４つの信号状態（信号無しの状態と、ＲＦパルス信号が１つの状態と、２つのＲＦパルス信号の位相が連続している状態と、２つのＲＦパルス信号の位相が反転している状態）を扱うことで４値情報を送信することができる。以下、信号無しの状態を「０」、ＲＦパルス信号が１つの状態を「１」、２つのＲＦパルス信号の位相が連続している状態を「２」、２つのＲＦパルス信号の位相が反転している状態を「３」とする。

図１１（Ａ）、図１１（Ｂ）に示すように、例えばデータ信号の２ビットが「００」のときを状態「０」とし、データ信号の２ビットが「０１」のときを状態「１」とし、データ信号の２ビットが「１０」のときを状態「２」とし、データ信号の２ビットが「１１」のときを状態「３」とする。この４つの信号状態は、スイッチ制御回路２４によりスイッチ２３ａ〜２３ｃを制御することで選択可能である。

スイッチ制御回路２４は、例えばデータ信号の２ビットが「００」のとき、スイッチ２３ａ〜２３ｃを全てオフにし、データ信号の２ビットが「０１」のとき、スイッチ２３ａをオンにして、その他のスイッチをオフにし、データ信号の２ビットが「１０」のとき、スイッチ２３ｂをオンにして、その他のスイッチをオフにし、データ信号の２ビットが「１１」のとき、スイッチ２３ｃをオンにして、その他のスイッチをオフにする。こうして、本実施の形態では、４値情報を送信することができる。

図１２は、本実施の形態に係る無線通信システムの無線受信機の構成を示すブロック図である。図１２の無線受信機は、受信アンテナ３１と、ＬＮＡ３２と、発振器３３と、ミキサ３４と、包絡線検波器３５と、遅延検波器３６と、信号判別器３７とから構成される。図７の無線送信機から送信された信号は、受信アンテナ３１により受信され、ＬＮＡ３２により増幅され、ミキサ３４に供給される。ＬＮＡ３２によって増幅された受信信号と発振器３３から供給されるローカル信号は、ミキサ３４によって掛け合わされる。これにより、受信信号は、適当な中間周波数帯にダウンコンバートされる。

包絡線検波器３５は、ミキサ３４から入力された受信信号を包絡線検波し、遅延検波器３６は、受信信号を遅延検波し、信号判別器３７は、包絡線検波器３５と遅延検波器３６の出力信号に基づいて４値の信号を判別し、データ信号の２ビットを復元する。図１３（Ａ）に図９（Ａ）のＲＦパルス信号を受信したときの包絡線検波器３５の出力信号を示し、図１３（Ｂ）に図９（Ｂ）のＲＦパルス信号を受信したときの包絡線検波器３５の出力信号を示し、図１３（Ｃ）に図９（Ｃ）のＲＦパルス信号を受信したときの包絡線検波器３５の出力信号を示す。図１３（Ａ）〜図１３（Ｃ）によれば、ＲＦパルス信号の包絡線が検波されていることが分かる。包絡線検波器３５の構成は、図５、図６に示したようにダイオード検波や二乗検波を用いることで実現可能である。

図１４（Ａ）に図９（Ａ）のＲＦパルス信号を受信したときの遅延検波器３６の出力信号を示し、図１４（Ｂ）に図９（Ｂ）のＲＦパルス信号を受信したときの遅延検波器３６の出力信号を示し、図１４（Ｃ）に図９（Ｃ）のＲＦパルス信号を受信したときの遅延検波器３６の出力信号を示す。
図１５に遅延検波器３６の構成例を示す。遅延検波器３６は、遅延回路３６１と、乗算器３６２とから構成され、ミキサ３４からの入力信号と、入力信号を遅延回路３６１で一定時間遅延させたものとを乗算器３６２で乗算することにより、遅延検波を行う。遅延回路３６１の遅延時間は、送信側の遅延回路２１ｂ，２１ｃで設定した遅延時間２ｍＴと（２ｎ＋１）Ｔの平均値とする。

図１４（Ａ）から明らかなように、矩形波信号Ｓ２に基づく図９（Ａ）のＲＦパルス信号を遅延検波した場合は遅延検波器３６からは何も出力されないのに対し、矩形波信号Ｓ３に基づく図９（Ｂ）のＲＦパルス信号を遅延検波した場合は、図１４（Ｂ）のように遅延検波器３６から正の極性の出力信号が得られる。正極性の出力信号が得られる理由は、矩形波信号Ｓ３に基づく２つのＲＦパルス信号の位相が連続していることによる。一方、矩形波信号Ｓ４に基づく図９（Ｃ）のＲＦパルス信号を遅延検波した場合は、図１４（Ｃ）のように遅延検波器３６から負の極性の出力信号が得られる。負極性の出力信号が得られる理由は、矩形波信号Ｓ４に基づく２つのＲＦパルス信号の位相が反転していることによる。

したがって、包絡線検波器３５と遅延検波器３６の出力信号の組み合わせから、送信された４つの信号状態が判別できることが分かる。すなわち、４つの信号状態は、包絡線検波器３５の出力がない状態と、包絡線検波器３５の出力があり、かつ遅延検波器３６の出力がない状態と、包絡線検波器３５と遅延検波器３６共に出力があり、かつ遅延検波器３６の出力が正極性の状態と、包絡線検波器３５と遅延検波器３６共に出力があり、かつ遅延検波器３６の出力が負正極性の状態のいずれかである。このような包絡線検波器３５と遅延検波器３６の出力信号の組み合わせを信号判別器３７で判別することにより、４値情報（データ信号の２ビット）を復元することができる。

以上のように、本実施の形態では、４値情報を扱うことができるため、第１の実施の形態の効果に加えて、通信可能なビットレートを２倍に向上させることができるという効果を有する。また、データレートが第１の実施の形態と同じ場合には、通信路の帯域は第１の実施の形態の場合の半分で済む。

なお、送信側の遅延回路２１ｂ，２１ｃで設定した遅延時間２ｍＴと（２ｎ＋１）Ｔが大きく異なる場合には、図１４（Ａ）〜図１４（Ｃ）で説明した出力信号が遅延検波器３６から得られない。このような場合には、図１６に示すように遅延検波器を２個使用すればよい。図１６の構成を使用するかどうかは、（ｍ＋ｎ＋１／２）の値が２ｍ，２ｎ＋１から離れているかどうかで判断し、（ｍ＋ｎ＋１／２）の値が２ｍ，２ｎ＋１から離れている場合には図１６の構成を使用することが好ましい。

遅延検波器３８，３９の構成は図１５に示したとおりである。遅延検波器３８内の遅延回路の遅延時間は２ｍＴに設定され、一方、遅延検波器３９内の遅延回路の遅延時間は（２ｎ＋１）Ｔに設定される。遅延検波器３８からは、矩形波信号Ｓ３に基づく図９（Ｂ）のＲＦパルス信号を遅延検波した場合のみ、図１４（Ｂ）と同様の正極性の出力信号が得られ、他のＲＦパルス信号を遅延検波した場合には何も出力されない。また、遅延検波器３９からは、矩形波信号Ｓ４に基づく図９（Ｃ）のＲＦパルス信号を遅延検波した場合のみ、図１４（Ｃ）と同様の負極性の出力信号が得られ、他のＲＦパルス信号を遅延検波した場合には何も出力されない。したがって、信号判別器３７は、包絡線検波器３５と遅延検波器３８，３９の出力信号の組み合わせを判別することにより、４値情報を復元することができる。

また、第１、第２の実施の形態では、矩形波信号生成部２及び矩形波信号生成回路２ａ〜２ｃを遅延回路２１，２１ａ〜２１ｃと排他的論理和回路２２，２２ａ〜２２ｃとから構成しているが、これに限るものではなく、遅延回路２１，２１ａ〜２１ｃの代わりに例えば奇数段のインバータ回路からなる反転遅延回路を使用し、排他的論理和回路２２，２２ａ〜２２ｃの代わりにExclusive NOR （複数の入力信号のうち、偶数個の入力信号が同じ論理値の場合に「１」を出力し、これ以外の場合は「０」を出力する回路）を使用するようにしてもよい。

本発明は、電磁波によってデジタル信号を送受する無線通信に適用することができる。

本発明の第１の実施の形態に係る無線通信システムの無線送信機の構成を示すブロック図である。 図１に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。 矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す信号波形図である。 矩形波信号生成部から出力される矩形波信号の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。 本発明の第１の実施の形態に係る無線通信システムの無線受信機の１構成例を示すブロック図である。 本発明の第１の実施の形態に係る無線通信システムの無線受信機の他の構成例を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に係る無線通信システムの無線送信機の構成を示すブロック図である。 図７に示す無線送信機の信号変換部から出力される信号と矩形波信号生成回路から出力される矩形波信号の信号波形図である。 矩形波信号を送信アンテナから送信したときのＲＦパルス信号の信号波形図である。 矩形波信号を送信アンテナから送信したときのＲＦパルス信号の位相の関係を説明するための図である。 データ信号と無線送信機から送信する４つの信号状態との関係を示す図である。 本発明の第２の実施の形態に係る無線通信システムの無線受信機の構成を示すブロック図である。 図１２に示す無線受信機の包絡線検波器の出力信号の信号波形図である。 図１２に示す無線受信機の遅延検波器の出力信号の信号波形図である。 図１２に示す無線受信機の遅延検波器の構成を示すブロック図である。 本発明の第２の実施の形態に係る無線通信システムの無線受信機の他の構成を示すブロック図である。 従来の無線通信システムの構成の１例を示すブロック図である。

符号の説明

１…信号変換部、２、２０…矩形波信号生成部、２ａ〜２ｃ…矩形波信号生成回路、３…送信アンテナ、４、３１…受信アンテナ、５、３２…ローノイズアンプ、６…ダイオード、７…ＡＤコンバータ、１１…ＡＮＤ回路、１２…Ｄフリップフロップ回路、１３…インバータ回路、２１、２１ａ〜２１ｃ…遅延回路、２２、２２ａ〜２２ｃ…排他的論理和回路、２３ａ〜２３ｃ…スイッチ、２４…スイッチ制御回路、３３…発振器、３４…ミキサ、３５…包絡線検波器、３６、３８、３９…遅延検波器、３７…信号判別器、Ｓ２〜Ｓ４…矩形波信号。

Claims (16)

1. 無線送信機と無線受信機とを備え、
   前記無線送信機は、送信すべきデータ信号を、このデータ信号の論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手段と、この信号変換手段から出力された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、前記矩形波信号を送信する送信アンテナとを有し、
   前記無線受信機は、前記送信された信号を受信する受信アンテナと、この受信アンテナで受信された信号を検波する検波器と、この検波器の出力信号に基づいて前記データ信号を復元する復元手段とを有し、
   前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、前記送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致することを特徴とする無線通信システム。
2. 請求項１記載の無線通信システムにおいて、
   前記無線送信機の矩形波信号生成手段は、前記パルス幅がＴの第１のパルスを備えた第１の矩形波信号を生成する第１の矩形波信号生成回路と、
   前記パルス幅がＴの第２のパルス及び第３のパルスを備えた第２の矩形波信号を生成する第２の矩形波信号生成回路と、
   前記パルス幅がＴで、かつ前記第２の矩形波信号とパルスの間隔が異なる第４のパルス及び第５のパルスを備えた第３の矩形波信号を生成する第３の矩形波信号生成回路と、
   前記第１の矩形波信号生成回路の出力端子と前記送信アンテナとの間に配設された第１のスイッチと、
   前記第２の矩形波信号生成回路の出力端子と前記送信アンテナとの間に配設された第２のスイッチと、
   前記第３の矩形波信号生成回路の出力端子と前記送信アンテナとの間に配設された第３のスイッチと、
   前記データ信号に応じて前記第１のスイッチ、第２のスイッチ及び第３のスイッチの開閉を制御するスイッチ制御回路とからなることを特徴とする無線通信システム。
3. 請求項２記載の無線通信システムにおいて、
   前記第２の矩形波信号の第２のパルスに対する前記第３のパルスの遅延時間を２ｍＴ（ｍは正の整数）とし、前記第３の矩形波信号の前記第４のパルスに対する前記第５のパルスの遅延時間を（２ｎ＋１）Ｔ（ｎはｍと同一もしくは異なる正の整数）とすることを特徴とする無線通信システム。
4. 請求項２記載の無線通信システムにおいて、
   前記無線受信機の検波器は、前記受信アンテナで受信された信号を包絡線検波する包絡線検波器と、前記受信アンテナで受信された信号を遅延検波する遅延検波器とからなり、
   前記無線受信機の復元手段は、前記包絡線検波器と前記遅延検波器の出力結果の組み合わせに基づいて、前記受信アンテナで受信された信号の状態を判別して前記データ信号を復元する信号判別器を備えることを特徴とする無線通信システム。
5. 送信すべきデータ信号を、このデータ信号の論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手段と、
   この信号変換手段から出力された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、
   前記矩形波信号を送信する送信アンテナとを有し、
   前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、前記送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致することを特徴とする無線送信機。
6. 請求項５記載の無線送信機において、
   前記矩形波信号生成手段は、前記パルス幅がＴの第１のパルスを備えた第１の矩形波信号を生成する第１の矩形波信号生成回路と、
   前記パルス幅がＴの第２のパルス及び第３のパルスを備えた第２の矩形波信号を生成する第２の矩形波信号生成回路と、
   前記パルス幅がＴで、かつ前記第２の矩形波信号とパルスの間隔が異なる第４のパルス及び第５のパルスを備えた第３の矩形波信号を生成する第３の矩形波信号生成回路と、
   前記第１の矩形波信号生成回路の出力端子と前記送信アンテナとの間に配設された第１のスイッチと、
   前記第２の矩形波信号生成回路の出力端子と前記送信アンテナとの間に配設された第２のスイッチと、
   前記第３の矩形波信号生成回路の出力端子と前記送信アンテナとの間に配設された第３のスイッチと、
   前記データ信号に応じて前記第１のスイッチ、第２のスイッチ及び第３のスイッチの開閉を制御するスイッチ制御回路とからなることを特徴とする無線送信機。
7. 請求項６記載の無線送信機において、
   前記第２の矩形波信号の第２のパルスに対する前記第３のパルスの遅延時間を２ｍＴ（ｍは正の整数）とし、前記第３の矩形波信号の前記第４のパルスに対する前記第５のパルスの遅延時間を（２ｎ＋１）Ｔ（ｎはｍと同一もしくは異なる正の整数）とすることを特徴とする無線送信機。
8. 送信すべきデータ信号をパルス幅がＴの矩形波信号に変換して、中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致する送信アンテナにより前記矩形波信号を送信する無線送信機から、信号を受信する無線受信機であって、
   前記送信された信号を受信する受信アンテナと、
   この受信アンテナで受信された信号を検波する検波器と、
   この検波器の出力信号に基づいて前記データ信号を復元する復元手段とを有することを特徴とする無線受信機。
9. 送信すべきデータ信号を、このデータ信号の論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手順と、
   この信号変換手順で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、
   前記矩形波信号を送信アンテナから送信する送信手順と、
   前記送信された信号を受信アンテナで受信する受信手順と、
   前記受信された信号を検波する検波手順と、
   この検波手順で得られた出力信号に基づいて前記データ信号を復元する復元手順とを有し、
   前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、前記送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致することを特徴とする無線通信方法。
10. 請求項９記載の無線通信方法において、
    前記矩形波信号生成手順は、前記パルス幅がＴの第１のパルスを備えた第１の矩形波信号を生成する第１の矩形波信号生成手順と、
    前記パルス幅がＴの第２のパルス及び第３のパルスを備えた第２の矩形波信号を生成する第２の矩形波信号生成手順と、
    前記パルス幅がＴで、かつ前記第２の矩形波信号とパルスの間隔が異なる第４のパルス及び第５のパルスを備えた第３の矩形波信号を生成する第３の矩形波信号生成手順と、
    前記データ信号に応じて前記送信アンテナへの出力を、信号出力無しの状態、若しくは前記第１の矩形波信号と第２の矩形波信号と第３の矩形波信号のうちいずれか１つを出力する状態の中から選択する選択手順とを含むことを特徴とする無線通信方法。
11. 請求項１０記載の無線通信方法において、
    前記第２の矩形波信号の第２のパルスに対する前記第３のパルスの遅延時間を２ｍＴ（ｍは正の整数）とし、前記第３の矩形波信号の前記第４のパルスに対する前記第５のパルスの遅延時間を（２ｎ＋１）Ｔ（ｎはｍと同一もしくは異なる正の整数）とすることを特徴とする無線通信方法。
12. 請求項１０記載の無線通信方法において、
    前記検波手順は、前記受信アンテナで受信された信号を包絡線検波する包絡線検波手順と、前記受信アンテナで受信された信号を遅延検波する遅延検波手順とからなり、
    前記復元手順は、前記包絡線検波手順と前記遅延検波手順の出力結果の組み合わせに基づいて、前記受信アンテナで受信された信号の状態を判別して前記データ信号を復元することを特徴とする無線通信方法。
13. 送信すべきデータ信号を、このデータ信号の論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手順と、
    この信号変換手順で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、
    前記矩形波信号を送信アンテナから送信する送信手順とを有し、
    前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、前記送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致することを特徴とする無線送信方法。
14. 請求項１３記載の無線送信方法において、
    前記矩形波信号生成手順は、前記パルス幅がＴの第１のパルスを備えた第１の矩形波信号を生成する第１の矩形波信号生成手順と、
    前記パルス幅がＴの第２のパルス及び第３のパルスを備えた第２の矩形波信号を生成する第２の矩形波信号生成手順と、
    前記パルス幅がＴで、かつ前記第２の矩形波信号とパルスの間隔が異なる第４のパルス及び第５のパルスを備えた第３の矩形波信号を生成する第３の矩形波信号生成手順と、
    前記データ信号に応じて前記送信アンテナへの出力を、信号出力無しの状態、若しくは前記第１の矩形波信号と第２の矩形波信号と第３の矩形波信号のうちいずれか１つを出力する状態の中から選択する選択手順とを含むことを特徴とする無線送信方法。
15. 請求項１４記載の無線送信方法において、
    前記第２の矩形波信号の第２のパルスに対する前記第３のパルスの遅延時間を２ｍＴ（ｍは正の整数）とし、前記第３の矩形波信号の前記第４のパルスに対する前記第５のパルスの遅延時間を（２ｎ＋１）Ｔ（ｎはｍと同一もしくは異なる正の整数）とすることを特徴とする無線送信方法。
16. 送信すべきデータ信号をパルス幅がＴの矩形波信号に変換して、中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致する送信アンテナにより前記矩形波信号を送信する無線送信機から、信号を受信する無線受信方法であって、
    前記送信された信号を受信アンテナで受信する受信手順と、
    前記受信された信号を検波する検波手順と、
    この検波手順で得られた出力信号に基づいて前記データ信号を復元する復元手順とを有することを特徴とする無線受信方法。
    

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