JP4408091B2 - 無線送信方法および無線送信機 - Google Patents

Description

本発明は、特に近距離の微弱無線通信システムに用いられ、データ信号を搬送波を用いずに無線送信する無線送信方法および無線送信機に関する。

従来の無線通信システムにおける送信側では、高周波の搬送波（キャリア）を送信データで変調して送信し、受信側では受信信号を復調することにより搬送波から送信データを取り出している（非特許文献１）。

図１４は、従来の無線通信システムの構成例を示す。図１４(1) は無線送信機、図１４(2) は無線受信機の構成を示す。図において、無線送信機では、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５１から出力される搬送波とベースバンドの送信データが乗算器５２に入力され、搬送波に送信データを乗算することにより変調する。得られた被変調波はパワーアンプ５３で増幅され、送信アンテナ５４から送信される。無線受信機では、受信アンテナ６１に受信した被変調波を低雑音増幅器（ＬＮＡ）６２で増幅し、イメージ除去フィルタ６３でイメージ成分を除去する。さらに、イメージ成分を除去した被変調波と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）６４から出力される搬送波とを乗算器６５で乗算してダウンコンバートし、その中間周波数信号をチャネル選択フィルタ６６を介して検波器６７に入力し、ベースバンドの送信データに変換する。図１４の構成は、位相変復調（ＰＳＫ）により無線通信を行う場合の一例であるが、他の無線通信方式においても搬送波を発生させ、搬送波に変復調を施して無線通信を行うのが一般的である。

一方、搬送波を用いずに無線通信を行うシステムとして、超広帯域（ＵＷＢ：Ultra Wideband）技術を用いた無線通信システムが提案されている（非特許文献２）。ＵＷＢの送信機は、数ＧHzの極めて広い周波数帯域にわたって、１秒間に10億回以上の非常に時間軸の短いパルス（ガウシアンモノパルス）を発生させ、送信データにより精密なパルス位置変調を施して送信する。受信機は、送信機から送られてきたパルスのシーケンスを受信し、パルスをデータに変換する。
大庭秀雄，提坂秀樹，「無線通信機」，日本理工出版会，pp.120-121,178-181，ISBN 4-89019-136-4 Siwiak Mckeown, "Ultra-wideband radio technology", John Wilet & Sons, Ltd p85, ISBN 0-470-85931-8

図１４に示す従来の無線通信システムでは、送信時および受信時に搬送波を発生させ、この搬送波に変復調を施して無線通信を行う。すなわち、搬送波を発生させるＶＣＯや搬送波に変復調を施す乗算器等のアナログ回路が必要となる。このため、無線通信システムを構成する送受信機の規模やハードウェア量が増大し、システム全体の製造コストや消費電力が大きくなる問題があった。

また、ＵＷＢを用いた無線通信システムにおいても、パルス幅の短い帯域制限されたガウシアンモノパルスを生成する回路が必要となる。このパルス生成回路は、構成が複雑でかつ消費電力が大きいので、無線通信システムを構成する送信機の規模やハードウェア量が増大し、システム全体の製造コストや消費電力が大きくなる問題があった。

ところで、国内の免許不要の無線規格として、たとえば無線タグなどに利用されている 300ＭHz帯の微弱無線規格や、無線ＬＡＮに利用されている 2.4ＧHz（ＩＳＭ）帯の無線規格などがある。これらの無線規格では、無線通信機器の送信信号電力は帯域あたりの信号電力で規定されている。このため、送信信号スペクトルが広帯域であれば、トータルの信号電力は狭帯域信号に比べて大きくなるため、無線通信システムのビットレートや通信距離などの性能向上が期待できる。

また、搬送波を用いる従来の無線通信は一般的に狭帯域であるが、スペクトルを拡散する直接拡散方式や周波数ホッピング方式を用いることにより、送信信号スペクトルを広帯域にすることができる。しかし、スペクトル拡散するための拡散手段や逆拡散手段が必要になるため、システム全体のコストや消費電力が大きくなる問題は避けられなかった。

また、ＵＷＢではガウシアンモノパルスそのものの周波数帯域は広帯域であるが、あるデータレートで通信を行うと、データクロックの周期性に起因してその周波数成分にスペクトルが集中してしまう問題があった。このＵＷＢにおいてスペクトルを拡散する手段として、拡散符号を用いて送信すべきベースバンド信号を拡散し、拡散されたベースバンド信号をガウシアンモノパルスで送受信する方法がある。しかし、この方法では実際に送受信している信号の帯域に対して、通信しているデータ量は（１／拡散比）と小さく、データレートを大きくできない問題があった。

本発明は、搬送波の発生や変復調のための回路等を不要としてシステムを簡易化し、製造コストおよび消費電力の低減を図るとともに、さらに送信信号スペクトルの単位周波数あたりの信号電力の低減を図ることができる無線送信方法および無線送信機を提供することを目的とする。

本発明の無線送信方法は、送信するデータ信号をその論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手順と、信号変換手順で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号を生成し、その各信号を矩形波信号に応じて生成される拡散符号系列の制御信号に従って切り替え、送信信号として出力する拡散処理手順と、拡散処理手順で得られる送信信号で送信アンテナを励振し、送信アンテナの中心周波数に対応するＲＦパルス信号として送信する送信手順とを有する。

また、本発明の無線送信方法は、送信するデータ信号をその論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手順と、信号変換手順で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号を生成し、その各信号をデータ信号に同期したクロック信号に応じて生成される拡散符号系列の制御信号に従って切り替え、送信信号として出力する拡散処理手順と、拡散処理手順で得られる送信信号で送信アンテナを励振し、送信アンテナの中心周波数に対応するＲＦパルス信号として送信する送信手順とを有する。

ここで、矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致する。また、矩形波信号の位相と、拡散符号系列の制御信号の位相との間に、データ信号に同期するクロック信号の半周期分差を設ける。

本発明の無線送信機は、送信するデータ信号をその論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手段と、信号変換手段で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号を生成し、その各信号を矩形波信号に応じて生成される拡散符号系列の制御信号に従って切り替え、送信信号として出力する拡散処理手段と、拡散処理手段から出力される送信信号を入力し、ＲＦパルス信号として送信する送信アンテナとを備える。

また、本発明の無線送信機は、送信するデータ信号をその論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手段と、信号変換手段で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号を生成し、その各信号をデータ信号に同期したクロック信号に応じて生成される拡散符号系列の制御信号に従って切り替え、送信信号として出力する拡散処理手段と、拡散処理手段から出力される送信信号を入力し、ＲＦパルス信号として送信する送信アンテナとを備える。

ここで、送信アンテナの中心周波数は、矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致するように設定する構成としてもよい。また、矩形波信号の位相と、拡散符号系列の制御信号の位相との間に、データ信号に同期するクロック信号の半周期分差を設ける構成としてもよい。

本発明は、データ信号の各ビットに対応して矩形波信号を生成し、この矩形波信号に対して位相が互いに 180度異なる信号を生成し、各信号を拡散符号系列の制御信号に従ってランダムに切り替えて送信アンテナを励振する。これにより、簡単な構成でＲＦパルス信号を生成し、搬送波を用いずに無線通信することが可能となる。さらに、ＲＦパルス信号のスペクトルが広帯域に拡散され、帯域当たりの信号電力を低く抑えることができ、簡単な構成で他の無線通信システムへの干渉の影響を大幅に低減することができる。

また、無線送信機については、ディジタル信号処理がメインとなるため、アナログ回路を大幅に削減でき、大幅なコストおよび消費電力の低減を実現することができる。また、送信アンテナの中心周波数を２Ｔを１周期とする周波数の３倍、５倍などの奇数倍の周波数に設定すれば、矩形波信号の３次高調波成分、５次高調波成分などの高次高調波成分を送信することになる。これにより、無線送信機の各構成が必要とする動作速度を低減することができ、高速動作する回路が不要となる。

（基本構成）
図１は、本発明の無線送信機の基本構成を示す。図２は、図１に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示す。なお、図２の信号波形は横軸に時間、縦軸に電圧をとったものである。

図１において、無線送信機は、データがコード化されたディジタル信号（以下「データ信号」という）およびデータ信号に同期したクロック信号を入力し、データ信号の「１」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１を出力する信号変換部１０と、信号変換部１０から入力する信号Ｓ１の状態遷移に同期して矩形波信号Ｓ２を出力する矩形波信号生成部２０と、矩形波信号生成部２０から供給される矩形波信号Ｓ２により励振される送信アンテナ３０とから構成される。

信号変換部１０は、データ信号とクロック信号との論理和を演算するＡＮＤ回路１１と、ＡＮＤ回路１１の出力信号がクロック端子clk に入力されるＤフリップフロップ（ＤＦＦ）１２と、ＤＦＦ１２の出力端子out と入力端子inとの間に接続されるインバータ回路１３とから構成される。

データ信号とクロック信号は、図２(1),(2) に示すように互いに同期している。このため、ＡＮＤ回路１１の出力信号は、図２(3) に示すようにデータ信号が「１」のときに、１ビットに対して１クロック分だけ「１」となる。ＤＦＦ１２の入力端子inには、その出力端子out から出力された信号Ｓ１がインバータ回路１３によって反転して入力するので、クロック端子clk に入力されるＡＮＤ回路１１の出力信号が「１」から「０」に遷移するたびに、信号Ｓ１が「０」→「１」または「１」→「０」に遷移する。したがって、信号Ｓ１は、図２(4) に示すようにデータ信号の「１」のビットに対して状態遷移する。すなわち、信号Ｓ１は、データ信号の「１」のビットのデューティ50％（中央）の位置で状態遷移し、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりがデータ信号の「１」のビットに対応することになる。

なお、信号変換部１０は、図１に示した構成に限らず同等の機能を有するものであればよい。すなわち、データ信号の「０」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換する構成であってもよい。また、データ信号の「１」のビットの始まりまたは終わりの位置に対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換する構成であってもよい。

矩形波信号生成部２０は、信号Ｓ１を時間Ｔ遅延させて出力する遅延回路２１と、信号Ｓ１と遅延回路２１の出力信号との排他的論理和（ＸＯＲ：Exclusive OR) を演算する排他的論理和回路２２とから構成される。信号Ｓ１と信号Ｓ１を時間Ｔ遅延させた信号との排他的論理和演算により、図２(5) に示すように、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりに同期してパルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２が生成される。なお、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔは遅延回路２１の遅延量によって決まり、この遅延量を可変制御すれば矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔも可変となる。

矩形波信号生成部２０で生成された矩形波信号Ｓ２が送信アンテナ３０に供給されることにより、アンテナ帯域に応じて、送信アンテナ３０から図２(6) に示すように矩形波信号Ｓ２に一致した高周波パルス信号（ＲＦパルス信号）が出力される。すなわち、無線送信機からは、データ信号の「１」に対応したＲＦパルス信号が出力されることになるが、この原理については後述する。

ここで、矩形波信号生成部２０の遅延回路２１の構成例について、図３を参照して説明する。遅延回路２１は、図３(1) に示すようにＤＦＦ２３で実現することができる。ＤＦＦ２３では、供給されるクロック信号の周波数によって遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが決まる。したがって、ＤＦＦ２３へ供給するクロック信号の周波数を変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に変化させることができる。

また、遅延回路２１は、図３(2) に示すようにインバータ回路２４を多段接続（ここでは２段接続）しても実現することができる。各インバータ回路２４の出力端子がＭＯＳスイッチ２５および容量素子２６を介して接地され、ＭＯＳスイッチ２５のゲート端子電位Ｖによってインバータ回路２４の出力のＲＣ時定数が決まり、遅延量が決まる。したがって、ＭＯＳスイッチ２５のゲート端子電位Ｖを変化させることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に変化させることができる。また、ＭＯＳスイッチ２５の代わりに一般的な可変抵抗器を用い、その抵抗値に応じたＲＣ時定数により遅延量を制御してもよい。また、ＭＯＳスイッチ２５の代わりに固定の抵抗器を用い、容量素子２６の代わりに可変容量素子を用い、その容量値に応じたＲＣ時定数により遅延量を制御してもよい。

なお、遅延回路２１は、インバータ回路２４を４段以上の偶数段接続してもよい。また、遅延回路２１のインバータ回路２４を奇数段接続して構成する場合には、矩形波信号生成部２０の排他的論理和回路（ＸＯＲ）２２に代えて、排他的ノア回路（ＸＮＯＲ）を用いる必要がある。

また、図３(2) のインバータ回路を用いた構成は、図３(1) の構成に比べてクロック信号を供給する必要がない分だけ容易に実現可能である。いずれにしても、遅延回路２１は、図３に示す構成に限定されるものではない。

次に、矩形波信号Ｓ２を送信アンテナ３０に供給することにより、送信アンテナ３０からＲＦパルス信号が送信される原理について説明する。ここでは、矩形波信号生成部２０が遅延回路２１と排他的論理和回路２２から構成される場合を例にとる。

図４は、矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す。矩形波信号は、矩形波信号と同じ周波数の正弦波信号成分（基本波、１次高調波）、３倍の周波数の正弦波信号成分（３次高調波）、５倍の周波数の正弦波信号成分（５次高調波）などの奇数次の高調波信号成分からなる。したがって、図２(5) に示す矩形波信号Ｓ２のようなパルス幅Ｔのパルス信号には、２Ｔを１周期とした正弦波信号およびその高次高調波信号が含まれることになる。具体的には、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、矩形波信号Ｓ２の基本波成分の周波数は 100ＭHz（１周期は10ｎｓ）となり、高次高調波成分の周波数は 300ＭHz、 500ＭHz、…となる。

このような矩形波信号Ｓ２の基本波成分または高次高調波成分を送信アンテナ３０から送信するには、送信アンテナ３０の中心周波数が（２ｋ＋１）／（２Ｔ）（ｋ＝０，１，２，…）になるようにすればよい。図５に、矩形波信号Ｓ２のスペクトルと、送信アンテナ３０のアンテナ帯域との関係の一例を示す。ここでは、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の周波数は３／（２Ｔ）に相当するので、３次高調波成分を送信アンテナ３０から送信する場合には、図５に示すように３／（２Ｔ）を含むアンテナ帯域の送信アンテナ３０を用意すればよい。例えば、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが５ｎｓの場合には、中心周波数が 100ＭHz、 300ＭHz、 500ＭHz、…といった送信アンテナ３０を用い、この送信アンテナ３０に矩形波信号Ｓ２を供給することにより、矩形波信号Ｓ２の基本波成分または高次高調波成分に対応するＲＦパルス信号を送信することが可能となる。

なお、２ｋ＋１（ｋ＝０，１，２，…）次高調波成分の信号振幅は、図４に示すように矩形波信号の信号振幅に比べて１／（２ｋ＋１）になる。例えば、矩形波信号Ｓ２の振幅を１とすると、３次高調波成分の振幅は１／３、５次高調波成分の振幅は１／５となる。したがって、送信アンテナ３０から矩形波信号Ｓ２の高次高調波成分を送信する場合ほど送信信号電力は小さくなる。

図６は、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す。図６(1) に示すように、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、図６(2) に示す矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の信号周波数は 300ＭHzとなる。したがって、この矩形波信号Ｓ２を中心周波数 300ＭHzの送信アンテナ３０に供給すると、送信アンテナ３０からは 300ＭHzの周波数で振動する図６(3) に示すようなＲＦパルス信号が出力される。このＲＦパルス信号のパルス幅は、送信アンテナ３０のインパルス応答およびアンテナ帯域で決まる。アンテナ帯域が広い場合にはこのパルス幅を短くなり、アンテナ帯域が狭い場合にはこのパルス幅は長くなる。

ところで、一般的な近距離の微弱無線通信では、電波法等の法規により、その送信信号電力はかなり小さな値に制限されている。このため、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を送信しようとすると、送信信号電力が大きく、規制値を超えてしまうことがある。この場合には、減衰器で信号電力を弱めて送信すればよい。また、送信したい信号周波数帯に対応した高次高調波成分を含む矩形波信号Ｓ２を生成し、この矩形波信号Ｓ２の３次高調波、５次高調波といった信号成分を送信するようにしてもよい。この場合には、高次高調波になるほど信号振幅が小さくなり送信信号電力が小さくなるので、規制値に適合した信号電力の高次高調波成分を選択して使えばよい。なお、高次高調波成分を送信する場合には、基本波成分を送信する場合に比べて次のような利点もある。

矩形波信号Ｓ２の基本波成分を送信する場合には、遅延回路２１で実現しなければならない遅延量が高次高調波成分を送信する場合に比べて短くなり、遅延回路２１の実現が困難になる。例えば 500ＭHz帯のＲＦパルス信号を送信する場合に、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると１ｎｓの遅延量を実現する必要があるが、５次高調波成分を利用すると５ｎｓの遅延量を実現すればよい。ここで、遅延回路２１を図３(1) に示すＤＦＦ２３で実現する場合には、前者は１ＧHzのクロック信号が必要になるのに対して後者は 200ＭHzのクロック信号であればよく、クロック生成は高次高調波成分を利用する方が容易になる利点がある。

さらに、遅延回路２１の遅延量が小さいほど、矩形波信号Ｓ２を出力する排他的論理和回路２２も高速で動作させる必要がある。遅延回路２１の遅延量が大きい場合には、排他的論理和回路２２に要求される動作速度が緩和される利点がある。また、送信信号電力の規制値に対応した高次高調波成分を利用することにより、基本波成分を利用する場合に必要となる減衰器を用いる必要がなくなる利点もある。

次に、図１の無線送信機から送信されたＲＦパルス信号を受信する無線受信機の構成例を図７に示す。ＲＦパルス信号は、データ信号の「１」，「０」に対応してオンオフして送信されるので、無線受信機ではこのオンオフ信号を検波すればよい。図７(1) 〜(4) に示す無線受信機は、ＲＦパルス信号を受信する受信アンテナ３１、ＲＦ受信信号を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）３２、増幅したＲＦ受信信号を包絡線検波するダイオード３３または二乗検波で包絡線検波する乗算器３４、包絡線検波された信号をＡＤ変換するＡＤ変換器３５またはオンオフ判定する比較器３６により構成される。また、ＲＦ受信信号を中間周波数にダウンコンバートしてから包絡線検波する構成としてもよい。この場合には、ダウンコンバートする回路が必要になるが、ＲＦ受信信号を直接包絡線検波する場合に比べて包絡線検波の実現が容易になる。

以上説明したように、本発明の基本となる無線送信機では、簡単な構成でデータ信号の「１」，「０」に対応した矩形波信号を生成し、搬送波を用いずにＲＦパルス信号として送信することができ、無線受信機ではそのＲＦパルス信号を包絡線検波してオンオフ判定することによりデータ信号を取り出すことができ、搬送波を用いない無線通信が実現される。これにより、搬送波発生に必要なＶＣＯ等の高周波アナログ回路が大幅に削減され、無線通信システム全体の製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。また、搬送波を用いないＵＷＢ方式と比べても、使用するアンテナ帯域に調整したガウシアンモノパルスを生成するための高周波アンテナ回路や受信機側の相関器も必要としないため、無線通信システム全体の製造コストおよび消費電力の低減が可能となる。特に、図１に示す無線送信機はほぼ全てをディジタル回路で構成できるので、高周波アナログ回路の削減に伴う製造コストおよび消費電力の低減効果は著しい。また、高次高調波成分を送信する構成にすることにより、微小な遅延量の制御が不要となって簡単に無線送信機を構成することができる。

（第１の実施形態）
図８は、本発明の無線送信機の第１の実施形態を示す。図９は、第１の実施形態の無線送信機の各部の信号波形の一例を示す。なお、図９の信号波形は横軸に時間、縦軸に電圧をとったものである。

本実施形態の無線送信機は、図１に示す基本構成における矩形波信号生成部２０と送信アンテナ３０との間に拡散処理部４０を配置し、矩形波信号Ｓ２から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４を生成し、矩形波信号Ｓ２に応じて生成される拡散符号系列の制御信号Ｓ５に従って信号Ｓ３，Ｓ４を切り替えて送信アンテナ３０に供給することを特徴としている。

拡散処理部４０は、矩形波信号Ｓ２を入力して位相が互いに 180度異なる信号を出力するバッファ４１およびインバータ４２と、それぞれの出力から直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４を出力する容量素子４３，４４と、矩形波信号Ｓ２から拡散符号系列の制御信号Ｓ５を生成する拡散符号生成部４５と、拡散符号系列の制御信号Ｓ５に従って信号Ｓ３，Ｓ４を切り替えて出力するスイッチ４６により構成される。拡散符号生成部４５は、例えば図１０に示すように、クロック端子clk に矩形波信号Ｓ２を入力する複数段のＤＦＦ４５１と、適当なＤＦＦの出力を論理演算して１段目のＤＦＦの入力端子inに接続する論理回路（ここでは排他的論理和回路）４５２とからなる拡散符号発生器と、最終段のＤＦＦの出力をクロック信号でラッチするＤＦＦ４５３からなる遅延回路により構成される。また、この構成は生成する拡散符号系列の制御信号Ｓ５に応じて適宜変更される。

図９(1),(2) のデータ信号およびクロック信号から、図９(5) の矩形波信号Ｓ２が生成されるまでの過程は、図１および図２に示したものと同等であり、データ信号の「１」のビットに対してパルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２がクロック信号の立ち下がりのタイミングで生成される。この矩形波信号Ｓ２がバッファ４１，インバータ４２に入力されると、図９(5),(6) に示すように位相が互いに 180度異なる信号に変換される。図９では、バッファ４１，インバータ４２における遅延は無視し、矩形波信号Ｓ２とバッファ４１の出力を共通にしている。バッファ４１，インバータ４２の各出力は、図９(7),(8) に示すように、容量素子４３，４４を介して直流成分がカットされた信号Ｓ３，Ｓ４となる。

一方、矩形波信号Ｓ２は拡散符号生成部４５に入力され、図９(9) に示すように矩形波信号Ｓ２に応じた拡散符号系列の制御信号Ｓ５が生成される。なお、図９(9) に示す拡散符号系列の制御信号Ｓ５は便宜的に表したものであり、図１０に示す拡散符号生成部４５の構成とは対応していない。ここで、矩形波信号Ｓ２と拡散符号系列の制御信号Ｓ５は、図９(5),(9) に示す位相関係（クロック信号の半周期分差）が生じるように設定される。これは、拡散符号生成部４５の遅延回路（ＤＦＦ４５３）がクロック信号の立ち上がりで動作するように設定することにより実現される。これにより、直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４の各中間のタイミングでスイッチングし、スイッチ４６で切り替える際の各信号間の直流レベル変動を抑えている。なお、矩形波信号Ｓ２から信号Ｓ３，Ｓ４を生成する容量素子４３，４４で遅延量がある程度見込める場合には、遅延回路（ＤＦＦ４５３）に反転クロック信号を入力し、クロック信号の立ち下がりで動作させるようにしてもよい。スイッチ４６で拡散符号系列の制御信号Ｓ５により切り替えられた送信信号Ｓ６（信号Ｓ３またはＳ４）を送信アンテナ３０に供給することにより、アンテナ帯域に対応するＲＦパルス信号（図２(6))が送信される。なお、使用する送信アンテナ３０の中心周波数は、矩形波信号生成部２０の遅延回路の遅延量に対応する矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔに対して（２ｋ＋１）／（２Ｔ）（ｋ＝０，１，２，…）とする。

ここで、図１に示す基本構成のように矩形波信号Ｓ２で送信アンテナ３０を励振する場合と、本実施形態のように送信信号Ｓ６で送信アンテナ３０を励振する場合の違いについて、図１１を参照して説明する。

矩形波信号Ｓ２で送信アンテナ３０を励振すると、送信されるＲＦパルス信号のスペクトルは図５、図１１(1) に示すように広帯域に広がるものの、連続的にデータ信号を送信した場合には図１１(2) に示すように、データ信号のクロック（データレート）に起因してある周波数成分にエネルギーが集中してしまう。このため、送信信号スペクトルのピーク値を無線規格の規定値以下にするためには、信号振幅を減衰させることが必要になる場合がある。この場合、受信機側ではＳ／Ｎが低下するため、送信可能なビットレートや通信距離が低下することになる。

一方、位相が互いに 180度異なる信号Ｓ３，Ｓ４を拡散符号系列の制御信号Ｓ５によりランダムに切り替えて生成される送信信号Ｓ６で送信アンテナ３０を励振すると、送信されるＲＦパルス信号のスペクトルは図１１(3) に示すように広帯域に拡散される。これにより、帯域当たりの信号電力のピーク値を低く抑えることが可能になり、無線規格に適合したＲＦパルス信号を生成することが容易になる。なお、トータルの信号電力は拡散処理を行っても変わらないので、データ信号のビットレートや通信距離等に影響を及ぼすことがない。特に、微弱無線やＩＳＭ帯などでは、 100ＭHzまたは１ＭHz帯域当たりの送信信号電力のピーク値で無線規格が規定されているが、本発明により無線規格を満たした無線送信機を構成することが容易になる。

また、本実施形態の拡散処理部４０は、簡単かつ低コストで信号スペクトルを拡散させる手段であり、また信号変換部１０および矩形波信号生成部２０と同様にディジタル回路で構成可能なため、図１に示す基本構成による前述の各利点を損なうことはない。

（第２の実施形態）
図１２は、本発明の無線送信機の第２の実施形態を示す。図１３は、第２の実施形態の無線送信機の各部の信号波形の一例を示す。なお、図１３の信号波形は横軸に時間、縦軸に電圧をとったものである。

本実施形態の無線送信機は、図１に示す基本構成における矩形波信号生成部２０と送信アンテナ３０との間に拡散処理部４０′を配置し、矩形波信号Ｓ２から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４を生成し、クロック信号に応じて生成される拡散符号系列の制御信号Ｓ５′に従って信号Ｓ３，Ｓ４を切り替えて送信アンテナ３０に供給することを特徴としている。第１の実施形態とは、拡散符号系列の制御信号Ｓ５′の生成に用いる信号が矩形波信号Ｓ２からクロック信号に代わった点が異なる。

拡散処理部４０′は、矩形波信号Ｓ２を入力して位相が互いに 180度異なる信号を出力するバッファ４１およびインバータ４２と、それぞれの出力から直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４を出力する容量素子４３，４４と、クロック信号から拡散符号系列の制御信号Ｓ５′を生成する拡散符号生成部４７と、拡散符号系列の制御信号Ｓ５′に従って信号Ｓ３，Ｓ４を切り替えて出力するスイッチ４６により構成される。拡散符号生成部４７は、例えば図１０に示す複数段のＤＦＦ４５１と論理回路（ここでは排他的論理和回路）４５２とからなる拡散符号発生器で構成される。なお、この構成は生成する拡散符号系列の制御信号Ｓ５′に応じて適宜変更される。

図１３(1) 〜(8) の各信号は、図９(1) 〜(8) に示す第１の実施形態と同様である。本実施形態では、クロック信号が拡散符号生成部４７に入力され、図１３(9) に示すようにクロック信号に応じた拡散符号系列の制御信号Ｓ５′を生成する。なお、図１３(9) に示す拡散符号系列の制御信号Ｓ５′は便宜的に表したものであり、図１０に示す拡散符号発生器の構成とは対応していない。

ここで、矩形波信号Ｓ２と拡散符号系列の制御信号Ｓ５′は、図１３(4),(5),(9) に示す位相関係（クロック信号の半周期分差）が生じるように設定される。これは、拡散符号生成部４７がクロック信号の立ち上がりで動作するように設定することにより実現される。これにより、直流成分をカットした信号Ｓ３，Ｓ４の各中間のタイミングでスイッチングし、スイッチ４６で切り替える際の各信号間の直流レベル変動を抑えることができる。以下の処理は、第１の実施形態と同様である。

本発明の無線送信機の基本構成を示す図。 図１に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示すタイムチャート。 遅延回路２１の構成例を示す図。 矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す図。 矩形波信号のスペクトルと送信アンテナのアンテナ帯域との関係の一例を示す図。 矩形波信号の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示すタイムチャート。 ＲＦパルス信号を受信する無線受信機の構成例を示す図。 本発明の無線送信機の第１の実施形態を示す図。 第１の実施形態の無線送信機の各部の信号波形の一例を示すタイムチャート。 拡散符号生成部４５の構成例を示す図。 送信アンテナ30を励振する矩形波信号Ｓ２と送信信号Ｓ６の違いを説明する図。 本発明の無線送信機の第２の実施形態を示す図。 第２の実施形態の無線送信機の各部の信号波形の一例を示すタイムチャート。 従来の無線通信システムの構成例を示す図。

符号の説明

１０ 信号変換部
１１ ＡＮＤ回路
１２ Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）
１３ インバータ
２０ 矩形波信号生成部
２１ 遅延回路
２２ 排他的論理和回路（ＸＯＲ）
２３ Ｄフリップフロップ（ＤＦＦ）
２４ インバータ
２５ ＭＯＳスイッチ
２６ 容量素子
３０ 送信アンテナ
３１ 受信アンテナ
３２ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
３３ ダイオード
３４ 乗算器
３５ ＡＤ変換器
３６ 比較器
４０ 拡散処理部
４１ バッファ
４２ インバータ
４３，４４ 容量素子
４５，４７ 拡散符号生成部
４６ スイッチ

Claims (8)

1. 送信するデータ信号をその論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手順と、
   前記信号変換手順で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、
   前記矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号を生成し、その各信号を前記矩形波信号に応じて生成される拡散符号系列の制御信号に従って切り替え、送信信号として出力する拡散処理手順と、
   前記拡散処理手順で得られる送信信号で送信アンテナを励振し、送信アンテナの中心周波数に対応するＲＦパルス信号として送信する送信手順と
   を有することを特徴とする無線送信方法。
2. 送信するデータ信号をその論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手順と、
   前記信号変換手順で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手順と、
   前記矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号を生成し、その各信号を前記データ信号に同期したクロック信号に応じて生成される拡散符号系列の制御信号に従って切り替え、送信信号として出力する拡散処理手順と、
   前記拡散処理手順で得られる送信信号で送信アンテナを励振し、送信アンテナの中心周波数に対応するＲＦパルス信号として送信する送信手順と
   を有することを特徴とする無線送信方法。
3. 請求項１または請求項２に記載の無線送信方法において、
   前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、前記送信アンテナの中心周波数が２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致する
   ことを特徴とする無線送信方法。
4. 請求項１または請求項２に記載の無線送信方法において、
   前記矩形波信号の位相と、前記拡散符号系列の制御信号の位相との間に、前記データ信号に同期するクロック信号の半周期分差を設ける
   ことを特徴とする無線送信方法。
5. 送信するデータ信号をその論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手段と、
   前記信号変換手段で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、
   前記矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号を生成し、その各信号を前記矩形波信号に応じて生成される拡散符号系列の制御信号に従って切り替え、送信信号として出力する拡散処理手段と、
   前記拡散処理手段から出力される送信信号を入力し、ＲＦパルス信号として送信する送信アンテナと
   を備えたことを特徴とする無線送信機。
6. 送信するデータ信号をその論理値に対応して状態遷移する信号に変換する信号変換手段と、
   前記信号変換手段で変換された信号の状態遷移に同期した矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、
   前記矩形波信号から位相が互いに 180度異なり、かつ直流成分をカットした信号を生成し、その各信号を前記データ信号に同期したクロック信号に応じて生成される拡散符号系列の制御信号に従って切り替え、送信信号として出力する拡散処理手段と、
   前記拡散処理手段から出力される送信信号を入力し、ＲＦパルス信号として送信する送信アンテナと
   を備えたことを特徴とする無線送信機。
7. 請求項５または請求項６に記載の無線送信機において、
   前記送信アンテナの中心周波数は、前記矩形波信号のパルス幅をＴとしたときに、２Ｔを１周期とする周波数の奇数倍に一致するように設定する構成である
   ことを特徴とする無線送信機。
8. 請求項５または請求項６に記載の無線送信機において、
   前記矩形波信号の位相と、前記拡散符号系列の制御信号の位相との間に、前記データ信号に同期するクロック信号の半周期分差を設ける構成である
   ことを特徴とする無線送信機。
   

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