JP4444781B2 - 無線送信機、送信信号電力調整装置および送信信号電力調整方法 - Google Patents

Description

本発明は、ディジタル信号を無線送信する無線送信機および無線送信方法に関し、特に、送信信号電力を調整する無線送信機、送信信号電力調整装置および送信信号電力調整方法に関する。

ディジタル信号を無線送信する無線送信機としては、データが「１」と「０」の状態にコード化されたディジタル信号（ベースバンド信号）で搬送波（キャリア）を変調する無線送信機が用いられている。図１０は、この種の従来の無線送信機の基本構成を示すブロック図である。この無線送信機は、搬送波を生成する電圧制御発振器１０１と、搬送波に送信したいベースバンド信号を乗算することにより搬送波を変調する乗算器１０２と、変調された搬送波すなわち被変調波を増幅する送信信号電力調整装置としてのパワーアンプ１０３と、増幅された被変調波により駆動される送信アンテナ１０４とを有する。

送信アンテナ１０４から出力される送信信号電力に応じて、無線通信可能な距離が変わる。したがって、その無線送信機が近距離通信用なのか遠距離通信用なのかにより、送信信号電力を調整する必要がある。また、通信環境によって通信可能な距離が変わっても通信できるように、さらに他の無線機器（同じシステムのものに限らない）への干渉を低減するために、送信信号電力を適宜調整可能にしたいという要請もある。図１０に示した従来の無線送信機では、送信信号電力をパワーアンプ１０３のゲインで調整することができる。

図１０に示した従来の無線送信機では、アナログ信号である被変調波で送信アンテナ１０４を駆動するため、アナログ信号のまま信号増幅する必要がある。図１１は、アナログ信号の信号増幅に用いられる従来のパワーアンプ１０３の一構成例を示す回路図である。このパワーアンプ１０３は、高周波アナログ回路から構成され、トランジスタからなる２つの増幅回路Ｍ１およびＭ２を有する。また、前段の増幅回路Ｍ１の入力側、前段の増幅回路Ｍ１と後段の増幅回路Ｍ２との間、および後段の増幅回路Ｍ２の出力側には、それぞれ整合回路ＭＡＴ１，ＭＡＴ２およびＭＡＴ３が設けられている。なお、図１１において、Ｃ１，Ｃ２はコンデンサ、ＲＦＣ１，ＲＦＣ２はチョークコイルである。この例では、後段の増幅回路Ｍ２のバイアス電圧Ｖｂによって、パワーアンプ１０３のゲインを調整することができる（例えば、非特許文献１を参照）。

一方、搬送波を用いずにベースバンド信号を無線送信するキャリアフリー方式の無線送信機として、ＵＷＢ（Ultra Wideband）無線送信機が提案されている（例えば、特許文献１，２を参照）。ＵＷＢ無線送信機は、数ＧＨｚという極めて広い周波数帯域を用いて無線通信を行うため、送信信号電力調整装置としてのパワーアンプも非常に広帯域なものが必要となる。

なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
特表２００３−５２９２７３号公報（国際公開第０１／０７３９６５号パンフレット） 特表２００３−５３５５５２号公報（国際公開第０１／０９３４４１号パンフレット） 黒田忠広 監訳，「ＲＦマイクロエレクトロニクス」，丸善株式会社，ｐ．３５１−３５２，ＩＳＢＮ ４−６２１−０７００５−３

しかし、搬送波を用いる従来の無線送信機のパワーアンプ１０３は、高周波アナログ回路で構成されるため、設計が難しく、コストがかかるという問題があった。
また、搬送波を用いない従来の無線送信機では、パワーアンプの帯域が非常に広いため、パワーアンプの設計が更に複雑になり実装が難しく、コストがかかるという問題があった。加えて、パワーアンプの帯域を広く保ちつつゲインを調節することは更に難しく、コストがかかるという問題があった。

本発明は、このような課題を解決するためになされたものであり、その目的は、簡易かつ低コストで送信信号電力の調整を行えるようにすることにある。

このような目的を達成するために、本発明に係る無線送信機は、入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、この矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号に基づき駆動電流を出力するアンテナ駆動手段と、このアンテナ駆動手段から入力される前記駆動電流により駆動されるアンテナとを備え、前記アンテナ駆動手段は、出力する前記駆動電流を調整する電流調整手段を備え、前記電流調整手段は、前記矩形波信号が入力されたときに当該矩形波信号を所定レベルの反転信号に変換して出力する複数のインバータバッファと、これらのインバータバッファのうちの少なくとも１つを選択し前記矩形波信号生成手段と前記アンテナとの間に接続する選択接続手段とを備え、前記選択接続手段は、前記インバータバッファの少なくとも出力側に配置され、開閉により前記インバータバッファと前記アンテナとの間を接続または開放するスイッチと、前記スイッチの開閉を制御するスイッチ制御手段とを備えることを特徴とする。

また、本発明に係る送信信号電力調整装置は、入力されたディジタル信号をアンテナより無線送信する無線送信機の送信信号電力調整装置であって、１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、この矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号に基づき前記アンテナに駆動電流を出力するアンテナ駆動手段とを備え、このアンテナ駆動手段は、出力する前記駆動電流を調整する電流調整手段を備え、前記電流調整手段は、前記矩形波信号が入力されたときに当該矩形波信号を所定レベルの反転信号に変換して出力する複数のインバータバッファと、これらのインバータバッファのうちの少なくとも１つを選択し前記矩形波信号生成手段と前記アンテナとの間に接続する選択接続手段とを備え、前記選択接続手段は、前記インバータバッファの少なくとも出力側に配置され、開閉により前記インバータバッファと前記アンテナとの間を接続または開放するスイッチと、前記スイッチの開閉を制御するスイッチ制御手段とを備えることを特徴とする。

ここで、前記選択接続手段は、２以上のインバータバッファを選択し前記矩形波信号生成手段と前記アンテナとの間に並列に接続するようにしてもよい。
前記インバータバッファとして、出力する電流値がそれぞれ異なるものを用いてもよい。

また、上述した送信信号電力調整装置は、前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備えるものであってもよい。

また、本発明に係る送信信号電力調整方法は、入力されたディジタル信号をアンテナより無線送信する際の送信信号電力調整方法であって、矩形波信号生成手段により前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し前記アンテナに供給するステップと、前記アンテナに供給される前記矩形波信号の電流により送信信号電力を調整するステップとを備え、前記送信信号電力を調整するステップは、前記矩形波信号が入力されたときに当該矩形波信号を所定レベルの反転信号に変換して出力する複数のインバータバッファを前記矩形波信号生成手段と前記アンテナとの間にいくつ並列接続するかにより前記アンテナに供給される電流を調整するものであり、前記インバータバッファの少なくとも出力側に配置されたスイッチを開閉することにより並列接続される前記インバータバッファの数を制御することを特徴とする。

ここで、並列接続される前記インバータバッファとして、出力する電流値がそれぞれ異なるものを用いてもよい。
また、前記矩形波信号を生成するステップは、前記ディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して前記矩形波信号を生成するようにしてもよい。

本発明では、１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し、生成された矩形波信号をアンテナに供給する。この際、電流調整手段として、矩形波信号が入力されたときに当該矩形波信号を所定レベルの反転信号に変換して出力する複数のインバータバッファと、これらのインバータバッファのうちの少なくとも１つを選択し矩形波信号生成手段とアンテナとの間に接続する選択接続手段とを備え、選択接続手段として、インバータバッファの少なくとも出力側に配置され、開閉によりインバータバッファとアンテナとの間を接続または開放するスイッチと、スイッチの開閉を制御するスイッチ制御手段とを備えている。したがって、アンテナに矩形波信号を供給するときの電流を調整することにより、アンテナへの供給電力を調整し、アンテナから出力される送信信号電力を調整することができる。

ここで、矩形波信号を生成する矩形波生成手段とアンテナとの間に１つのインバータバッファを接続することにより、そのインバータバッファの出力電流のみがアンテナに供給される。また、２以上のインバータバッファを並列に接続することにより、それらのインバータバッファの出力電流を合わせた電流がアンテナに供給されることになる。したがって、並列接続されるインバータバッファの数を制御することにより、アンテナに供給される電流を調整し、送信信号電力を調整することが可能となる。

また、出力電流値がそれぞれ異なるインバータバッファを用いることにより、どのような組合せでインバータバッファを接続するかにより、アンテナに供給される電流値が変わる。したがって、少ない数のインバータバッファで、アンテナへの供給電流を多段階で切り替えることが可能となる。

一方、本発明の各手段は簡単なディジタル回路で実現でき、図１１に示したような高周波アナログ回路からなる従来のパワーアンプを用いる必要がない。したがって、設計が簡易になり、低コストで送信信号電力を調整することが可能となる。

以下、図面を参照し、本発明について詳細に説明する。本発明の実施の形態の説明に入る前に、その基本となる無線送信機について説明する。図１は、この無線送信機の構成を示すブロック図である。図２は、この無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。
図１に示す無線送信機は、データが「１」と「０」の状態にコード化されたディジタル信号（以下「データ信号」という）をそのデータ信号の状態「１」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換する信号変換部１と、信号変換部１から入力される信号Ｓ１の状態遷移に同期して矩形波信号Ｓ２を生成する矩形波信号生成部２と、矩形波信号生成部２から供給される矩形波信号Ｓ２により駆動される送信アンテナ３とから構成される。なお、「矩形波信号」とは、電圧の立ち上がりから立ち下がりまで（場合によっては、立ち下がりから立ち上がりまで）の電圧変化をいう。

信号変換部１は更に、上記データ信号とこのデータ信号に同期したクロック信号との論理和を演算するＡＮＤ回路１１と、ＡＮＤ回路１１の出力信号がクロック端子ｃｌｋに入力されるＤフリップフロップ回路（ＤＦＦ）１２と、ＤＦＦ１２の出力端子ｏｕｔに入力端子が接続され出力端子がＤＦＦ１２の入力端子ｉｎに接続されるインバータ回路１３とから構成される。

データ信号とクロック信号とは、図２（Ａ），（Ｂ）に示すように互いに同期している。このため、ＡＮＤ回路１１の出力信号は、図２（Ｃ）に示すように、データ信号の状態「１」のとき、１ビットに対し１クロック分だけ状態が「１」となる。一方、ＤＦＦ１２の入力端子ｉｎにはその出力端子ｏｕｔから出力される出力信号Ｓ１の反転信号が入力されるので、クロック端子ｃｌｋに入力されるＡＮＤ回路１１の出力信号の状態が「１」から「０」に遷移するごとに、出力信号Ｓ１の状態が「０」→「１」または「１」→「０」に遷移する。
したがって、信号Ｓ１は図２（Ｄ）に示すように、データ信号の状態「１」のビットに対応して状態遷移する。より具体的には、状態「１」のビットのＤｕｔｙ５０％（中央）の位置で状態遷移する。言い換えれば、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりが、データ信号の状態「１」にビットに対応することになる。

なお、信号変換部１は図１に示した構成に限らず、同等の機能を有するものであればよい。すなわち、データ信号を状態「０」のビットに対応して状態遷移する信号Ｓ１に変換するものであってもよい。また、状態「１」のビットのＤｕｔｙ０％（始まり）または１００％（終わり）の位置で状態遷移する信号Ｓ１に変換するものであってもよい。

また、矩形波信号生成部２は更に、信号Ｓ１を任意の時間Ｔ遅延させて出力する遅延回路２１と、信号Ｓ１と遅延回路２１の出力信号（時間Ｔ遅延した信号Ｓ１）との排他的論理和（Exclusive OR，ＸＯＲ）を演算する排他的論理和回路２２とから構成される。信号Ｓ１と時間Ｔ遅延した信号Ｓ１との排他的論理和を演算することにより、図２（Ｅ）に示すように、信号Ｓ１の立ち上がりおよび立ち下がりに一致して、パルス幅Ｔの矩形波信号Ｓ２が生成される。矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔは、遅延回路２１の遅延量によって決まる。なお、矩形波信号Ｓ２のスペクトルを図３に示す。

矩形波信号生成部２で生成された矩形波信号Ｓ２が送信アンテナ３に供給されることにより、アンテナ帯域に応じて、送信アンテナ３から図２（Ｆ）に示すように矩形波信号Ｓ２に一致した高周波パルス信号（ＲＦパルス信号）が出力される。したがって、無線送信機からは、データ信号の状態「１」に対応してＲＦパルス信号が出力されることとなる。

ここで、遅延回路２１の構成例について説明する。図４は、遅延回路２１の構成例を示す回路図である。
遅延回路２１は、図４（Ａ）に示すようなＤＦＦ４１で実現することができる。遅延回路２１をＤＦＦ４１で実現する場合には、ＤＦＦ４１に供給するクロック信号Ｃの周波数によってＤＦＦ４１の遅延量が決まり、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔが決まる。したがって、クロック制御回路５１を用いてＤＦＦ４１に供給するクロック信号Ｃの周波数を可変とすることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に変化させることができる。

遅延回路２１はまた、インバータ回路を複数段つなげても実現できる。図４（Ｂ）には、インバータ回路４２，４５を２段つなげて遅延回路２１を実現する例が示されている。４段以上の偶数段をつなげて遅延回路２１を実現することもできる。
図４（Ｂ）に示す例では、インバータ回路４２，４５の出力端子がＭＯＳスイッチ４３，４６および容量４４，４７を介して接地されている。ＭＯＳスイッチ４３，４６のゲート端子電圧Ｖによってインバータ回路４２，４５の出力のＲＣ時定数が決まり、遅延量が決まる。したがって、電圧制御回路５２を用いてＭＯＳスイッチ４３，４６のゲート端子電圧Ｖを可変とすることにより、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを動的に変化させることができる。この場合には、ＤＦＦ４１のようにクロック信号Ｃを供給する必要がなくなり、遅延回路２１を簡易に実現することができる。
また、ＭＯＳスイッチ４３，４６の代わりに抵抗を用いて遅延回路２１を実現してもよい。この場合にもＲＣ時定数により遅延量を調整できる。いずれにせよ、遅延回路２１は、図４に示した構成には限定されない。

以下、矩形波信号Ｓ２を送信アンテナ３に供給することにより、送信アンテナ３からＲＦパルス信号が出力される原理について説明する。ここでは、矩形波信号生成部２が遅延回路２１と排他的論理和回路２２とから構成される場合を例にとる。

図５は、矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す概念図である。矩形波信号は、矩形波信号と同周期の正弦波信号成分（基本波、１次高調波）、３倍の周波数の正弦波信号成分（３次高調波）、５倍の周波数の正弦波信号成分（５次高調波）、という奇数（２ｎ＋１、ｎは非負整数）次の高調波信号成分からなる。したがって、図２（Ｅ）に示す矩形波信号Ｓ２のようなパルス幅Ｔのパルス信号には、２Ｔを１周期とした正弦波信号およびその高次高調波信号が含まれることになる。このため、中心周波数が１／２Ｔまたはその奇数倍のアンテナを送信アンテナ３として用いることで、送信アンテナ３を上述した正弦波信号またはその高次高調波信号で共振し、ＲＦパルス信号を送信することが可能となる。

具体的には、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、矩形波信号Ｓ２の基本波成分の信号周波数は１００ＭＨｚ（１周期は１０ｎｓ）となり、高次高調波成分の信号周波数は３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚ・・・となる。このため、中心周波数が１００ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、５００ＭＨｚといったアンテナを送信アンテナ３として用いることで、送信アンテナ３からＲＦパルス信号を送信することが可能となる。
２ｎ＋１次高調波成分の信号振幅は、図５に示すように矩形波信号の信号振幅に比べ１／（２ｎ＋１）になる（３次高調波では１／３、５次高調波では１／５）。したがって、高次の高調波成分を送信する場合ほど、送信アンテナ３から出力される送信信号電力が小さくなる。
なお、矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔは、送信アンテナ３の中心周波数が（２ｎ＋１）／２Ｔとなるように決めることができる。

図６は、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。図６（Ａ）に示すように矩形波信号Ｓ２のパルス幅Ｔを５ｎｓとすると、図６（Ｂ）に示す矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の信号周波数は３００ＭＨｚとなる。したがって、この矩形波信号Ｓ２を中心周波数が３００ＭＨｚの送信アンテナ３に供給すると、送信アンテナ３からは３００ＭＨｚの周波数で振動する図６（Ｃ）に示すようなＲＦパルス信号が出力される。
このＲＦパルス信号のパルス幅は、送信アンテナ３のインパルス応答およびアンテナ帯域で決まる。アンテナ帯域が広い場合にはこのパルス幅は短くなり、逆にアンテナ帯域が狭い場合にはこのパルス幅は長くなる。
矩形波信号Ｓ２のスペクトルが示されている図３を参照すると、矩形波信号Ｓ２の３次高調波成分の周波数は３／２Ｔに相当するから、３次高調波成分を送信アンテナ３から出力する場合には、図３に示すような帯域の送信アンテナ３を用意すればよい。

一般的な近距離の微弱無線通信では、その送信信号電力がかなり小さな値に制限されている。このため、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると、送信信号電力が大きく、規制値を超えてしまうことがある。この場合には、減衰器で信号電力を弱めて送信すればよい。また、送信したい信号周波数帯に対応した高次高調波成分を含む矩形波信号Ｓ２を生成し、この矩形波信号Ｓ２の３次高調波、５次高調波といった信号成分を送信するようにしてもよい。この場合には、高次高調波になるほど信号振幅が小さくなり送信信号電力が小さくなるので、規制値に適合した信号電力の高次高調波成分を選択して使えばよい。高次高調波成分を送信する場合には、基本波成分を送信する場合に比べて、次のような効果も得られる。

矩形波信号Ｓ２の基本波成分を送信する場合には、遅延回路２１で実現しなければならない遅延量が高次高調波成分を送信する場合に比べて短くなり、遅延回路２１の実現がより難しくなる。具体的には、５００ＭＨｚ帯のＲＦパルス信号を送信する場合に、矩形波信号Ｓ２の基本波成分を利用すると、１ｎｓの遅延量を実現する必要がある。これに対し、矩形波信号Ｓ２の５次高調波成分を利用するならば、５ｎｓの遅延量を実現すればよい。遅延回路２１を図４（Ａ）に示すようにＤＦＦ４１で実現する場合では、前者は１ＧＨｚのクロック信号Ｃが必要になるのに対し、後者は２００ＭＨｚのクロック信号Ｃであればよく、クロック生成が高次高調波成分を利用する場合の方が容易である。
さらに、遅延量が小さいほど、矩形波信号Ｓ２を出力する排他的論理和回路２２も高速に動作する必要がある。遅延量が大きければ、排他的論理和回路２２に要求される動作速度は緩和される。
また、規制値に対応した高次高調波成分を利用することで、基本波成分を利用する場合に必要となる減衰器を用いる必要がなくなるといった効果も得られる。

次に、本発明の一実施の形態について説明する。
通常、送信アンテナのインピーダンスは５０Ω〜７５Ωであり、送信アンテナから出力される送信信号電力は送信アンテナを送信機の負荷と見なしたときの負荷への供給電力とアンテナ効率とにより決まる。アンテナ効率はアンテナ形状や送信機と送信アンテナとの間のマッチングにより決まるので、送信信号電力を調整する場合には送信アンテナへの供給電力を調整する必要がある。送信アンテナへの供給電力は、送信アンテナへの供給電流、すなわち送信アンテナの駆動電流により調整することができる。本実施の形態は、送信アンテナの駆動電流により送信信号電力を調整するものである。

図７は、本発明の一実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。この図７では、図１に示した構成要素と同一の構成要素に対しては、図１と同一符号を用いている。
図７に示す無線送信機は、図１に示した無線送信機において、矩形波信号生成部２と送信アンテナ３との間に、矩形波信号生成部２から入力される矩形波信号Ｓ２に基づき送信アンテナ３に駆動電流を出力するアンテナ駆動部６が接続されたものである。アンテナ駆動部６は、送信アンテナ３に出力する駆動電流を調整する電流調整手段としての機能を有する。具体的には、複数のインバータバッファ６１，６２，６３，６４と、インバータバッファ６１，６２，６３，６４のそれぞれの入力側に配置されるスイッチ７１ａ，７２ａ，７３ａ，７４ａと、インバータバッファ６１，６２，６３，６４のそれぞれの出力側に配置されるスイッチ７１ｂ，７２ｂ，７３ｂ，７４ｂと、スイッチ７１ａ〜７４ａ，７１ｂ〜７４ｂの開閉を制御するスイッチ制御回路７５とから構成される。なお、スイッチ７１ａ〜７４ａ，７１ｂ〜７４ｂおよびスイッチ制御回路７５から、インバータバッファ６１〜６４のうちの少なくとも１つを選択し矩形波信号生成部２と送信アンテナ３との間に接続する選択接続手段が構成される。

ここで、インバータバッファ６１〜６４は、入力されたディジタル信号を所定レベルの反転信号に変換して出力する回路であり、ディジタル信号の状態に応じた電流を出力する。本実施の形態では、矩形波信号Ｓ２が入力されたときに所定の電流を出力する電流制限素子として作用する。ここでは、インバータバッファ６１〜６４として、矩形波信号Ｓ２が入力されたときに出力する電流値がそれぞれ異なるものが用いられる。具体的には、インバータバッファ６１〜６４のそれぞれの出力電流値の比を１：２：３：４とする。

インバータバッファ６１は、例えば図８に示すように、電圧源ｖｄｄと接地との間に直列に接続されたＰＭＯＳ８１、ＮＭＯＳ８２から構成することができる。より詳しくは、ＰＭＯＳ８１のゲートとＰＭＯＳ８２のゲートとが共通に入力端子８４に接続され、ＰＭＯＳ８１のドレインとＰＭＯＳ８２のドレインとが共通に出力端子８５に接続され、ＰＭＯＳ８１のソースが電圧源ｖｄｄに接続され、ＮＭＯＳ８２のソースが接地された構成になっている。ＰＭＯＳ８１およびＮＭＯＳ８２の設計例を挙げると、ＰＭＯＳ８１のゲート幅Ｗ／ゲート長をそれぞれ１０μｍ／０．２μｍ、ＮＭＯＳ８２のゲート幅Ｗ／ゲート長をそれぞれ５μｍ／０．２μｍとすることができる。

インバータバッファ６２〜６４もまた、インバータバッファ６１と同様に構成することができる。インバータバッファ６２〜６４の出力電流値を変えるには、例えばＰＭＯＳ８１およびＮＭＯＳ８２のゲート幅Ｗを変えればよい。インバータバッファ６２〜６４のゲート長Ｌをインバータバッファ６１のゲート長Ｌと同じ長さとし、インバータバッファ６２、６３、６４のゲート幅Ｗをインバータバッファ６１のゲート幅Ｗのそれぞれ２倍、３倍、４倍の大きさとすることにより、インバータバッファ６１〜６４のそれぞれの出力電流値の比が１：２：３：４となる。

インバータバッファ６２〜６４の入力側に配置されるスイッチ７１ａ〜７４ａは、開閉によりそれぞれインバータバッファ６１〜６４と矩形波信号生成部２の出力側との間を接続または開放する。また、インバータバッファ６２〜６４の出力側に配置されるスイッチ７１ｂ〜７４ｂは、開閉によりそれぞれインバータバッファ６１〜６４と送信アンテナ３の入力側との間を接続または開放する。
スイッチ制御回路７５は、同じインバータバッファの入出力側に配置されるスイッチ同士を連動して開閉させる。すなわち、スイッチ７１ａと７１ｂ、スイッチ７２ａと７２ｂ、スイッチ７３ａと７３ｂ、スイッチ７４ａと７４ｂをそれぞれ連動して開閉させる。

スイッチ制御回路７５がインバータバッファ６１〜６４のいずれかに対応するスイッチを閉じることにより、そのインバータバッファが矩形波信号生成部２と送信アンテナ３との間に接続される。２以上のインバータバッファのそれぞれに対応するスイッチを閉じることにより、それらのインバータバッファが矩形波信号生成部２と送信アンテナ３との間に並列に接続されることになる。

矩形波信号生成部２と送信アンテナ３との間にインバータバッファ６１〜６４のいずれか１つが接続されたときには、そのインバータバッファの出力電流のみが送信アンテナ３に供給される。また、２以上のインバータバッファが並列に接続されたときには、それらのインバータバッファの出力電流をあわせた電流が送信アンテナ３に供給されることになる。インバータバッファ６１〜６４のそれぞれの出力電流値の比が１：２：３：４であるから、インバータバッファ６１〜６４をどのような組合せで接続するかによって、送信アンテナ３への供給電流、すなわち送信アンテナ３の駆動電流の比を１から１０まで１０段階に変えることができる。送信アンテナ３の駆動電流に応じて送信アンテナ３から出力される送信信号電力が変わるので、送信信号電力の比を１０段階に切り替えることが可能となる。

このように、スイッチ制御回路７５によりスイッチ７１ａ〜７４ａ，７１ｂ〜７４ｂの開閉をさせ、矩形波信号生成部２と送信アンテナ３との間に接続されるインバータバッファの数を制御することにより、送信アンテナ３の駆動電流を調整し、送信信号電力を調整することができる。
また、インバータバッファ６１〜６４として出力電流値がそれぞれ異なるものを用いることにより、少ない数のインバータバッファで送信信号電力を多段階に切り替えることが可能となる。

本実施の形態に係る無線送信機は、矩形波信号というディジタル信号を用いて送信アンテナ３を駆動するキャリアフリー方式の無線送信機となっている。このため、送信信号電力を調整するにあたって送信アンテナ３への供給電力を調整するには、ディジタル信号のまま駆動電流のみを調整すればよい。駆動電流のみを調整するには、本実施の形態におけるアンテナ駆動部６のように、矩形波信号生成部２と送信アンテナ３との間に接続されるインバータバッファの数を切り替えられるようにすればよい。したがって、図１１に示したような高周波アナログ回路からなるパワーアンプ１０３を用いなければならなかった従来例と比べて、設計が非常に簡易になり、低コスト、低電力で送信信号電力を調整することが可能となる。

また、送信信号電力を調整する操作に関しても、従来のパワーアンプ１０３ではバイアス電圧Ｖｂをアナログ的に操作する必要があったのに対し、本実施の形態では送信アンテナ３の駆動電流比を切り替えればよく、この切り替えはスイッチ７１ａ〜７４ａ，７１ｂ〜７４ｂの開閉により操作することができる。このため、送信信号電力調整のための操作も極めて簡易となる。

なお、本実施の形態では、矩形波信号生成部２と送信アンテナ３との間に並列接続可能なインバータバッファの数を「４」としたが、この数に限定されるものではなく、２以上のインバータバッファが並列接続可能な構成であればよい。
また、それぞれのインバータバッファの出力電流値の比を１：２：３：４としたが、この比に限定されるものではない。インバータバッファの出力電流値がすべて同じであってもよい。

また、電流制限素子の一例としてインバータバッファを用いて説明したが、これに限定されるものではない。例えば、図９に示すバッファ６５を電流制限素子として用いることもできる。このバッファ６５は、入力されたディジタル信号を反転させずにレベル変換して出力する回路であり、ディジタル信号の状態に応じた電流を出力する。例えば２つのインバータバッファを直列に接続して構成される。
また、インバータバッファの入力側にスイッチ７１ａ〜７４ａを配置せず、出力側のみにスイッチ７１ｂ〜７４ｂを配置した構成としてもよい。

なお、本実施の形態に係る無線送信機に対応する無線受信機は、例えば、送信信号を受信する受信アンテナと、受信された信号を増幅するローノイズアンプと、増幅された信号を検波する包絡線検波器と、検波された信号をカウントすることにより図１における信号Ｓ１を復元する２進カウンタと、信号Ｓ１の立ち上がりまたは立ち下がりに同期して状態「１」を出力することにより図１におけるデータ信号を復元する信号変換器とから構成することができる。

本発明は、例えば近距離の微弱無線通信に利用可能である。

本発明の基本となる無線送信機の構成を示すブロック図である。 図１に示す無線送信機の各部の信号波形の一例を示す図である。 矩形波信号生成部から出力される矩形波信号のスペクトルを示す図である。 図１における遅延回路の構成例を示す回路図である。 矩形波信号および矩形波信号に含まれる高調波信号成分を示す概念図である。 矩形波信号生成部から出力される矩形波信号の３次高調波成分を送信する場合の信号波形を示す概念図である。 本発明の一実施の形態に係る無線送信機の構成を示すブロック図である。 図８におけるインバータバッファの一構成例を示す回路図である。 インバータバッファの代わりに用いられるバッファを示す図である。 搬送波を用いる従来の無線送信機の基本構成を示すブロック図である。 従来のパワーアンプの一構成例を示す回路図である。

符号の説明

１…信号変換部、２…矩形波信号生成部、３…送信アンテナ、６…アンテナ駆動部、１１…ＡＮＤ回路、１２…ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ回路）、１３…インバータ回路、２１…遅延回路、２２…排他的論理和回路、４１…ＤＦＦ（Ｄフリップフロップ回路）、４２，４５…インバータ回路、４３，４６…ＣＭＯＳスイッチ、４４，４７…容量、５１…クロック制御回路、５２…電圧制御回路、６１〜６４…インバータバッファ、６５…バッファ、７１ａ〜７４ａ，７１ｂ〜７４ｂ…スイッチ、７５…スイッチ制御回路、８１…ＰＭＯＳ、８２…ＮＭＯＳ、８４…入力端子、８５…出力端子、Ｃ…クロック信号、Ｓ１，Ｓ２…信号、Ｖ…ゲート端子電圧。

Claims (8)

1. 入力されたディジタル信号を無線送信する無線送信機であって、
   前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、
   この矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号に基づき駆動電流を出力するアンテナ駆動手段と、
   このアンテナ駆動手段から入力される前記駆動電流により駆動されるアンテナとを備え、
   前記アンテナ駆動手段は、出力する前記駆動電流を調整する電流調整手段を備え、
   前記電流調整手段は、
   前記矩形波信号が入力されたときに当該矩形波信号を所定レベルの反転信号に変換して出力する複数のインバータバッファと、
   これらのインバータバッファのうちの少なくとも１つを選択し前記矩形波信号生成手段と前記アンテナとの間に接続する選択接続手段とを備え、
   前記選択接続手段は、
   前記インバータバッファの少なくとも出力側に配置され、開閉により前記インバータバッファと前記アンテナとの間を接続または開放するスイッチと、
   前記スイッチの開閉を制御するスイッチ制御手段とを備える
   ことを特徴とする無線送信機。
2. 入力されたディジタル信号をアンテナより無線送信する無線送信機の送信信号電力調整装置であって、
   １ビットのデータに対応して矩形波信号を生成する矩形波信号生成手段と、
   この矩形波信号生成手段から入力される前記矩形波信号に基づき前記アンテナに駆動電流を出力するアンテナ駆動手段とを備え、
   このアンテナ駆動手段は、出力する前記駆動電流を調整する電流調整手段を備え、
   前記電流調整手段は、
   前記矩形波信号が入力されたときに当該矩形波信号を所定レベルの反転信号に変換して出力する複数のインバータバッファと、
   これらのインバータバッファのうちの少なくとも１つを選択し前記矩形波信号生成手段と前記アンテナとの間に接続する選択接続手段とを備え、
   前記選択接続手段は、
   前記インバータバッファの少なくとも出力側に配置され、開閉により前記インバータバッファと前記アンテナとの間を接続または開放するスイッチと、
   前記スイッチの開閉を制御するスイッチ制御手段とを備える
   ことを特徴とする送信信号電力調整装置。
3. 請求項２に記載の送信信号電力調整装置において、
   前記選択接続手段は、２以上のインバータバッファを選択し前記矩形波信号生成手段と前記アンテナとの間に並列に接続することを特徴とする送信信号電力調整装置。
4. 請求項２または３に記載の送信信号電力調整装置において、
   前記インバータバッファは、出力する電流値がそれぞれ異なることを特徴とする送信信号電力調整装置。
5. 請求項２〜４の何れか１項に記載の送信信号電力調整装置において、
   前記ディジタル信号をこのディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して状態遷移する信号に変換し前記矩形波信号生成手段に出力する信号変換手段を更に備えることを特徴とする送信信号電力調整装置。
6. 入力されたディジタル信号をアンテナより無線送信する際の送信信号電力調整方法であって、
   矩形波信号生成手段により前記ディジタル信号の１ビットのデータに対応して矩形波信号を生成し前記アンテナに供給するステップと、
   前記アンテナに供給される前記矩形波信号の電流により送信信号電力を調整するステップとを備え、
   前記送信信号電力を調整するステップは、前記矩形波信号が入力されたときに当該矩形波信号を所定レベルの反転信号に変換して出力する複数のインバータバッファを前記矩形波信号生成手段と前記アンテナとの間にいくつ並列接続するかにより前記アンテナに供給される電流を調整するものであり、前記インバータバッファの少なくとも出力側に配置されたスイッチを開閉することにより並列接続される前記インバータバッファの数を制御する
   ことを特徴とする送信信号電力調整方法。
7. 請求項６に記載の送信信号電力調整方法において、
   並列接続される前記インバータバッファは、出力する電流値がそれぞれ異なることを特徴とする送信信号電力調整方法。
8. 請求項６または７に記載の送信信号電力調整方法において、
   前記矩形波信号を生成するステップは、前記ディジタル信号における２状態何れかのビットに対応して前記矩形波信号を生成することを特徴とする送信信号電力調整方法。

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