JP2005045347A - 出力バッファ回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】出力段トランジスタのオンオフ切換時における貫通電流発生を抑制し、ピーク電流によるノイズ発生を低減できる出力バッファ回路を提供する。
【解決手段】メインバッファ300のPTr27(NTr28)をプリバッファ200A(200B)の出力によって駆動すると共に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるNTr24(PTr25)に加えて、インバータ100A(100B)の出力によって駆動されるNTr23(PTr26)を用いて、補助ドライブ回路400A(400B)を構成し、これによってメインバッファ300のPTr27(NTr28)の駆動を補助する。メインバッファ300を構成するPTr27およびNTr28が同時にオン状態となる期間を短縮することができ、出力信号レベルの切り換わり時における貫通電流を効果的に低減できる。
【選択図】 図1
【解決手段】メインバッファ300のPTr27(NTr28)をプリバッファ200A(200B)の出力によって駆動すると共に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるNTr24(PTr25)に加えて、インバータ100A(100B)の出力によって駆動されるNTr23(PTr26)を用いて、補助ドライブ回路400A(400B)を構成し、これによってメインバッファ300のPTr27(NTr28)の駆動を補助する。メインバッファ300を構成するPTr27およびNTr28が同時にオン状態となる期間を短縮することができ、出力信号レベルの切り換わり時における貫通電流を効果的に低減できる。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路の出力段に設けられる出力バッファ回路に係わり、特に、CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor ;相補型金属酸化膜半導体)構造を有する出力バッファ回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
一般に、LSI(大規模集積回路)チップでは、様々な信号が取り扱われるが、それらの信号のすべてが高速のクロックに追随しなければならないわけではなく、中には、速い速度を要しない信号もある。例えばアドレス信号のように、いくつかのパターンごとに変化するような信号の場合には、必ずしも速い速度は必要ない。そこで、ICチップの入出力ピンごとに、ICチップと外部回路とのインタフェイスとして低い周波数で動作する入出力(I/O)バッファを設け、ICチップの消費電流を抑えることが行われている。このようなバッファ回路は、一般に、スルーレイトバッファまたはスルーレイトコントロールセルと呼ばれている。
【0003】
この種のバッファ回路としては、例えば下記の特許文献1および特許文献2に開示されたものがある。
【0004】
特許文献1には、出力段のPチャネルトランジスタが、第1のインバータの出力による駆動に加えて、第1のインバータの出力により駆動されるPチャネルトランジスタと、外部出力信号によって駆動されるPチャネルトランジスタとによっても補助駆動され、かつ、出力段のNチャネルトランジスタが、第2のインバータの出力による駆動に加えて、第2のインバータの出力により駆動されるNチャネルトランジスタと、外部出力信号により駆動されるNチャネルトランジスタとによっても補助駆動される点が示されている。
【0005】
特許文献2には、出力段のPチャネルトランジスタが、第1のプリバッファの出力による駆動に加えて、外部出力信号により駆動されるNチャネルトランジスタによっても補助駆動され、かつ、出力段のNチャネルトランジスタが、第2のプリバッファの出力による駆動に加えて、外部出力信号により駆動されるPチャネルトランジスタによっても補助駆動される点が示されている。
【0006】
【特許文献1】
特開平8−130458
【特許文献2】
特開2000−261303
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来のバッファ回路では、出力段におけるPチャネルトランジスタとNチャネルトランジスタの各動作タイミングが互いにわずかに異なるように構成されてはいるものの、そのタイミングの差は必ずしも十分ではなく、PチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタが同時にオン状態となる期間が比較的長く存在し、その結果、貫通電流が流れてしまう。
【0008】
一方、出力段におけるPチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタがオン状態に変化する速さが速いと、ピーク電流が高くなって電源ノイズ等の原因となる。これを抑制するためには、PチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタの双方のゲート信号の立ち上がりや立ち下りを鈍らせる方法が考えられる。しかしながら、この方法では、PチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタの双方が同時にオン状態となる期間がより長くなってしまうため、貫通電流がより多く流れてしまうという不具合が助長されてしまう。
【0009】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、出力段のトランジスタのオンオフ切り換え時における貫通電流の発生を抑制すると共に、ピーク電流によるノイズの発生を抑制することができる出力バッファ回路を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本発明の出力バッファ回路は、互いにプッシュプル接続された第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタを含みこれらのトランジスタの接続点から外部出力信号を出力するメインバッファと、共通に入力される外部入力信号をそれぞれ反転して出力する第1および第2のインバータと、第1のインバータの出力信号の立ち下がりに応じて第1のPチャネルトランジスタをオフさせると共に第1のインバータの出力信号の立ち上がりに応じて第1のPチャネルトランジスタを非飽和状態でオンさせる第1のプリバッファと、第2のインバータの出力信号の立ち下がりに応じて第1のNチャネルトランジスタを非飽和状態でオンさせると共に第2のインバータの出力信号の立ち上がりに応じて第1のNチャネルトランジスタをオフさせる第2のプリバッファと、第1の基準電位と第1のPチャネルトランジスタのゲートとの間に直列に接続された第2および第3のNチャネルトランジスタを含む第1の補助ドライブ回路と、第1の基準電位よりも高い第2の基準電位と第1のNチャネルトランジスタのゲートとの間に直列に接続された第2および第3のPチャネルトランジスタを含む第2の補助ドライブ回路とを備え、第2のNチャネルトランジスタが第1のインバータの出力信号により駆動され、第2のPチャネルトランジスタが第2のインバータの出力信号により駆動され、第3のPチャネルトランジスタおよび第3のNチャネルトランジスタが外部出力信号により駆動されるように構成したものである。
【0011】
本発明において、非飽和状態とは、トランジスタのゲート電圧が、そのトランジスタを完全なオン状態にさせ得るレベルに満たない状態をいう。第1の基準電位は、より低い電位であり、例えば接地電位が該当する。第2の基準電位は、より高い電位であり、例えば電源電位が該当する。
【0012】
本発明の出力バッファ回路では、オフからオンへの切り換わり時において、メインバッファにおける第1のPチャネルトランジスタは、第1のインバータの出力によって駆動される第1のプリバッファの出力によって不完全なオン状態にまで駆動されると共に、第1のインバータの出力により駆動される第2のNチャネルトランジスタと外部出力信号によりフィードバック駆動される第3のNチャネルトランジスタとによって補助駆動されて徐々にオンしていき、最終的には完全なオン状態となる。また、オフからオンへの切り換わり時において、メインバッファにおける第1のNチャネルトランジスタは、第2のインバータの出力によって駆動される第2のプリバッファの出力によって不完全なオン状態にまで駆動されると共に、第2のインバータの出力により駆動される第2のPチャネルトランジスタと外部出力信号によりフィードバック駆動される第3のPチャネルトランジスタとによって補助駆動されて徐々にオンしていき、最終的には完全なオン状態となる。第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタは、いずれも、オン状態からオフ状態へは急激に変化する一方、オフ状態からオン状態へはゆっくりと変化する。しかも、第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタは、互いに相補的に(一方がオンのときは他方はオフするように)動作する。このため、第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタが同時にオン状態となる期間が短縮される。
【0013】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【0014】
[第1の実施の形態]
図1は、本発明の一実施の形態に係る出力バッファ回路の要部構成を表すものである。この出力バッファ回路は、例えば各種LSIの出力段にスルーレイト制御用の出力バッファセルとして設けられるものであり、入力端子としての1対の入力ノード29,30と、入力ノード29,30にそれぞれ接続された1対のインバータ100A,100Bと、インバータ100A,100Bの各出力側にそれぞれ接続された1対のプリバッファ200A,200Bと、プリバッファ200A,200Bの出力側に接続されたメインバッファ300と、メインバッファ300に接続された出力端子としての出力ノード39と備えている。この出力バッファ回路はさらに、プリバッファ200A,200Bの各々とメインバッファ300との間にそれぞれ対応して設けられた1対の補助ドライブ回路400A,400Bとを備えている。
【0015】
入力ノード29,30には、図示しないLSIから、スルーレイト制御の対象としての外部入力信号Sinが同相で入力されるようになっている。
【0016】
インバータ100Aは、入力ノード29から入力される外部入力信号Sinを反転して出力する第1のインバータとして機能するもので、メインバッファ300におけるPチャネルトランジスタ27(後述)の駆動に関わる。インバータ100Bは、入力ノード30から入力される外部入力信号Sinを反転して出力する第2のインバータとして機能するもので、メインバッファ300におけるNチャネルトランジスタ28(後述)の駆動に関わる。なお、以下の説明では、PチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタを、それぞれ、PTr,NTrと略記する。
【0017】
インバータ100Aは、PTr13とNTr14とを含む。PTr13のゲートは入力ノード29に接続され、ソースはノード1を介して電源(電位Vdd)に接続されている。NTr14のゲートは入力ノード29に接続され、ソースはノード7を介して接地(電位Vss)に接続されている。PTr13のドレインとNTr14のドレインとは、ノード31において互いに接続されている。
【0018】
インバータ100Bは、PTr15とNTr16を含む。PTr15のゲートは入力ノード30に接続され、ソースはノード4を介して電源(電位Vdd)に接続されている。NTr16のゲートは入力ノード30に接続され、ソースはノード10を介して接地(電位Vss)に接続されている。PTr15のドレインとNTr16のドレインとは、ノード33において互いに接続されている。
【0019】
プリバッファ200Aは、インバータ100Aとメインバッファ300との間に設けられ、メインバッファ300におけるPTr27(後述)の駆動に関わる。プリバッファ200Bは、インバータ100Bとメインバッファ300との間に設けられ、メインバッファ300におけるNTr28(後述)の駆動に関わる。
【0020】
プリバッファ200Aは、PTr17、NTr18およびNTr19の直列接続回路により構成されている。PTr17およびNTr18の各ゲートは、インバータ100Aのノード31に接続され、PTr17のソースはノード2を介して電源に接続されている。PTr17およびNTr18の各ドレインは、ノード35において相互に接続されている。NTr19のゲートはノード32において自己のドレインおよびNTr18のソースに接続され、NTr19のソースはノード8を介して接地に接続されている。この結果、NTr19はダイオード として機能するようになっている。
【0021】
プリバッファ200Bは、PTr20、PTr21およびNTr22の直列接続回路により構成されている。PTr20のソースはノード5を介して電源に接続され、ゲートはノード34において自己のドレインおよびPr21のソースに接続されている。この結果、PTr20はダイオードとして機能するようになっている。PTr21およびNTr22の各ゲートは、インバータ100Bのノード33に接続され、PTr22のソースはノード11を介して接地に接続されている。PTr21およびPTr22の各ドレインは、ノード35において相互に接続されている。
【0022】
メインバッファ200は、互いにプッシュプル接続されたPTr27とNTr28とを含む。PTr27のソースはノード3を介して電源に接続され、NTr28のソースはノード12を介して接地に接続されている。PTr27およびNTr28の各ドレインは、出力ノード39に共通接続されている。この出力ノード39から出力バッファ回路の外部へ、スルーレイト制御された外部出力信号Soutが出力されるようになっている。ここで、PTr27およびNTr28が、それぞれ、本発明における第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタの一具体例に対応する。
【0023】
補助ドライブ回路400Aは、互いに直列に接続されたNTr23とNTr24とを含む。NTr23のソースは、プリバッファ200Aの出力端であるノード35に接続され、ゲートは、インバータ100Aの出力端であるノード31に接続されている。NTr23およびNTr24の各ドレインは、ノード36において互いに接続されている。NTr24のソースは、ノード9を介して接地に接続され、ゲートは、メインバッファ300の出力端である出力ノード39に接続されている。ここで、NTr23とNTr24が、それぞれ、本発明における第2のNチャネルトランジスタおよび第3のNチャネルトランジスタの一具体例に対応する。
【0024】
補助ドライブ回路400Bは、互いに直列に接続されたPTr25とPTr26とを含む。PTr26のソースは、プリバッファ200Bの出力端であるノード38に接続され、ゲートは、インバータ100Bの出力端であるノード33に接続されている。PTr25およびPTr26のドレインは、ノード37において互いに接続されている。PTr25のソースは、ノード6を介して電源に接続され、ゲートはメインバッファ300の出力端である出力ノード39に接続されている。ここで、PTr26およびPTr25が、それぞれ、本発明における第2のPチャネルトランジスタおよび第3のPチャネルトランジスタの一具体例に対応する。
【0025】
次に、図2を参照して、以上のような構成の出力バッファ回路の動作を説明する。なお、図2(A)は、入力ノード29に入力される外部入力信号Sinのレベル変化に対応して、インバータ100A、プリバッファ200A、補助ドライブ回路400Aおよびメインバッファ300における各トランジスタがどのように動作するかを表すものである。図2(B)は、入力ノード30に入力される外部入力信号Sinのレベル変化に対応して、インバータ100B、プリバッファ200B、補助ドライブ回路400Bおよびメインバッファ300における各トランジスタがどのように動作するかを表すものである。図2(C)は、入力ノード29,30に入力される外部入力信号Sinのレベル変化に対応して、出力ノード39から出力される外部出力信号Soutがどのように変化するかを表すものである 。これらの図で、記号“L”はローレベルを示し、記号“H”はハイレベルを示す。また、矢印の角度は変化の急峻度を示す。
【0026】
入力ノード29,30は、外部入力信号Sinに応じて、同時にローレベルからハイレベルに変化する。まず、外部入力信号Sinがローレベル状態になっている場合について説明する。
【0027】
図2(A)に示したように、入力ノード29がローレベルの状態では、PTr13がオン状態でNTr14がオフ状態になっているので、ノード31はハイレベル状態になっている。このため、PTr17がオフ状態でNTr18がオン状態になっている。ノード32は、NTr18のしきい値電圧またはNTr19のしきい値電圧よりも低い電位となり、ノード32を入力としているNTr19は非飽和状態でオンしている状態(以下、非飽和オン状態という。)になる。PTr17がオフ状態でNTr18およびNTr19がオン状態になっていることから、ノード35は、当初、不完全ながらもローレベル状態になる。このため、当初はPTr27が非飽和オン状態となって、そのドレインがハイレベルとなり、これを入力とするNTr24がオン状態になる。また、このとき、インバータ100Aの出力端であるノード31を入力としているNTr23はオン状態になる。この結果、ノード35は、ほぼ完全なローレベル状態に保たれ、結局、PTr27はオン状態に保たれる。
【0028】
一方、図2(B)に示したように、入力ノード30がローレベルの状態では、PTr15がオン状態でNTr16がオフ状態になっているので、ノード33はハイレベル状態になっている。このため、PTr22がオン状態でPTr21がオフ状態になっている。ノード34は、PTr21のしきい値電圧またはPTr20のしきい値電圧よりも低い電位となり、ノード34を入力としているPTr20は非飽和オン状態になる。NTr22がオン状態でPTr21がオフ状態になっていることから、ノード38はローレベル状態になっている。このため、NTr28はオフ状態であり、そのドレインがハイレベルとなっているので、これを入力とするPTr25はオフ状態である。この結果、ノード38は、ほぼ完全なローレベル状態に保たれ、NTr28はオフ状態に保たれる。なお、このとき、インバータ100Bの出力端であるノード33を入力としているPTr26もまたオフ状態になっている。
【0029】
このように、外部入力信号Sinがローレベルの状態のときは、PTr27がオン状態に保たれ、かつ、NTr28がオフ状態に保たれる。このため、図2(C)に示したように、メインバッファの出力ノード39は、ハイレベル状態(電源電位VDD)に保たれることになる。
【0030】
次に、外部入力信号Sinがローレベルからハイレベルに変化した場合の動作を説明する。
【0031】
この場合には、図2(A)に示したように、入力ノード29がローレベル状態からハイレベル状態に変化する。PTr13がオフ状態に変化すると共に、NTr14がオン状態に変化するので、ノード31はローレベル状態に変化する。このため、PTr17がオン状態に変化すると共にNTr18がオフ状態に変化する。ノード32は、NTr18のしきい値電圧またはNTr19のしきい値より低い電位となり、NTr19は非飽和オン状態になる。PTr17がオン状態でNTr18がオフ状態に変化することから、ノード35は、ローレベル状態からハイレベル状態に素早く変化する。このため、PTr27が直ちにオフ状態となって、そのドレインを入力とするNTr24がオフ状態になる。このとき、インバータ100Aの出力端であるノード31を入力としているNTr23もまたオフ状態になる。この結果、ノード35はローレベル状態からハイレベル状態に素早く変化し、PTr27は直ちにオフ状態になる。
【0032】
一方、図2(B)に示したように、外部入力信号Sinの変化に応じて入力ノード30もまたローレベル状態からハイレベル状態に変化する。すると、PTr15がオフ状態に変化すると共にNTr16がオン状態に変化するので、ノード33はローレベル状態に変化する。このため、PTr22がオフ状態でPTr21がオン状態に変化する。ノード34は、PTr21のしきい値電圧またはPTr20のしきい値電圧よりも低い電位となり、ノード34を入力としているPTr20は非飽和オン状態になる。このように、PTr21がオン状態に変化すると共にNTr22がオフ状態に変化するが、PTr20が非飽和オン状態であることから、ノード38の変化は緩やかであり、徐々にハイレベル状態に変化する。この結果、NTr28は徐々にオン状態に変化し、そのドレインが徐々にローレベル状態に変化するので、これを入力とするPTr25は徐々にオン状態に変化する。このとき、インバータ100Bの出力端であるノード33を入力としているPTr26もまたオン状態に変化する。この結果、ノード38がローレベル状態からハイレベル状態へと緩やかに変化するので、NTr28はゆっくりとオン状態に変化する。
【0033】
このように、外部入力信号Sinがローレベル状態からハイレベル状態に変化するときには、PTr27が直ちにオフ状態に変化すると共に、NTr28がゆっくりとオン状態に変化する。このため、図2(C)に示したように、メインバッファの出力ノード39は、ハイレベル状態からローレベル状態へと緩やかに変化する。そして、最終的にNTr28が完全にオン状態になった時点で、メインバッファ300の出力ノード39は完全なローレベル状態(接地電位VSS)となる。
【0034】
次に、外部入力信号Sinがハイレベルからローレベルに変化した場合の動作を説明する。
【0035】
この場合には、図2(A)に示したように、入力ノード29がハイレベル状態からローレベル状態に変化する。すると、PTr13がオン状態に変化すると共に、NTr14がオフ状態に変化するので、ノード31はハイレベル状態に変化する。このため、PTr17がオフ状態に変化すると共にNTr18がオン状態に変化する。ノード32は、NTr18のしきい値電圧またはNTr19のしきい値より低い電位となり、NTr19は非飽和オン状態になる。NTr18が直ちにオン状態に変化すると共にPTr17が直ちにオフ状態に変化するが、NTr19が非飽和オン状態であることから、ノード35は、ハイレベル状態からローレベル状態に徐々に変化する。このため、PTr27が徐々にオン状態に変化し、そのドレインを入力とするNTr24が徐々にオン状態に変化する。このとき、インバータ100Aの出力端であるノード31を入力としているNTr23は、素早くオン状態になる。この結果、ノード35はハイレベル状態からローレベル状態にゆっくりと変化し、PTr27は徐々にオン状態になる。
【0036】
一方、図2(B)に示したように、外部入力信号Sinの変化に応じて入力ノード30もまたハイレベル状態からローレベル状態に変化すると、PTr15がオン状態に変化すると共にNTr16がオフ状態に変化するので、ノード33はハイレベル状態に変化する。このため、PTr22がオン状態でPTr21がオフ状態に変化する。ノード34は、PTr21のしきい値電圧またはPTr20のしきい値電圧よりも低い電位となり、ノード34を入力としているPTr20は非飽和オン状態になる。このように、PTr20は非飽和オン状態であるが、PTr21がオフ状態に変化すると共にNTr22がオン状態に変化するので、ノード38は直ちにローレベル状態に変化する。この結果、NTr28は素早くオフ状態に変化し、そのドレインがハイレベル状態に変化するので、これを入力とするPTr25は直ちにオフ状態に変化する。このとき、インバータ100Bの出力端であるノード33を入力としているPTr26もまたオフ状態に変化する。この結果、ノード38がハイレベル状態からローレベル状態へと素早く変化するので、NTr28は直ちにオフ状態に変化する。
【0037】
このように、外部入力信号Sinがハイレベル状態からローレベル状態に変化するときには、PTr27がゆっくりとオン状態に変化すると共に、NTr28が素早くオフ状態に変化する。このため、図2(C)に示したように、メインバッファの出力ノード39は、ローレベル状態からハイレベル状態へと素早く変化し、メインバッファ300の出力ノード39は比較的ゆっくりとハイレベル状態 (電源電位VDD)に変化する。
【0038】
ここで、図3を参照して、PTr27およびNTr28の挙動についてより詳細に説明する。なお、図3は、入力ノード29,30、ノード35,38および出力ノード39の各々における電圧変化を表すものである。縦軸は電圧[単位:ボルト]を示し、横軸は時間[単位:ns(ナノ秒)]を示す。
【0039】
図3に示したように、入力ノード29,30の電圧V29,V30の立ち上がりと立ち下がりは、いずれも、外部入力信号Sinの変化に応じて急峻である。入力ノード29,30の電圧V29,V30がローレベルからハイレベルに立ち上がる場合、上記したように、ノード35の電圧V35はローレベル状態からハイレベル状態に素早く変化する一方、ノード38の電圧V38の変化は上記したように緩やかであり、徐々にハイレベル状態に変化する。このため、PTr27は直ちにオフ状態に変化し、NTr28はゆっくりとオン状態に変化するので、PTr27およびNTr28が同時にオンになる期間が短くなる。この結果、電源電位VDDのノード3からPTr27およびNTr28を通って接地電位VSSのノード12へと流れる貫通電流を低減することができる。
【0040】
一方、入力ノード29,30の電圧V29,V30がハイレベルからローレベルに立ち下がる場合、上記したように、ノード38の電圧V38は直ちにローレベル状態に変化する一方、ノード35の電圧V35はローレベル状態からハイレベル状態に比較的ゆっくりと変化する。このため、NTr28は直ちにオフ状態に変化し、PTr27はゆっくりとオン状態に変化するので、PTr27およびNTr28が同時にオンになる期間が短くなる。したがって、この場合にも、電源電位VDDのノード3からPTr27およびNTr28を通って接地電位VSSのノード12へと流れる貫通電流を低減することができる。
【0041】
ここで、メインバッファ300のPTr27の駆動電圧であるノード35の電圧V35に着目すると、ローレベルからハイレベルへの立ち上がり変化は急激である一方、ハイレベルからローレベルへの立ち下がりの変化は緩やかである。この電圧V35の立ち下がりの変化が緩やかなのは、主としてプリバッファ200Aの存在に因るものであるが、このプリバッファ200Aだけでは、ノード35の電圧V35の立ち下がりを十分に遅らせることは困難である。また、プリバッファ200Aだけでは、電圧V35が完全なローレベル状態へと立ち下がるようにするのは困難である。ところが、本実施の形態では、プリバッファ200Aの出力端であるノード35に、インバータ100Aの出力によって駆動されるNTr23を設けると共に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるNTr24をも併設するようにしたので、これらのトランジスタNTr23,24が一種の負荷として機能し、ノード35の電圧V35の立ち下がり遅延に寄与する。これと同時に、NTr23,24の存在により、電圧V35を完全なローレベル状態へと立ち下げることも可能になる。すなわち、NTr23,24を含む補助ドライブ回路400Aの存在によって、ノード35の電圧V35の立ち下がりをさらに遅らせながら完全なローレベル状態へと変化させることが可能になる。その結果、貫通電流を効果的に抑制し得る一方、十分な期間が経過した時点においてはPTr27を完全なオン状態にすることができるのである。
【0042】
また、メインバッファ300のNTr28の駆動電圧であるノード38の電圧V38に着目すると、ハイレベルからローレベルへの立ち下がり変化は急激である一方、ローレベルからハイレベルへの立ち上がりの変化は緩やかである。この電圧V38の立ち上がりの変化が緩やかなのは、主としてプリバッファ200Bの存在に因るものであるが、このプリバッファ200Bだけでは、ノード38の電圧V38の立ち上がりを十分に遅らせることは困難である。また、プリバッファ200Bだけでは、電圧V38が完全なハイレベル状態に立ち上がるようにするのは困難である。ところが、本実施の形態では、プリバッファ200Bの出力端であるノード38に、インバータ100Bの出力によって駆動されるPTr26を設けると共に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるPTr25をも併設するようにしたので、これらのトランジスタPTr25,26が一種の負荷として機能し、ノード38の電圧V38の立ち上がり遅延に寄与する。これと同時に、PTr25,26の存在により、電圧V38を完全なハイレベル状態へと立ち上げることも可能になる。すなわち、PTr25,26を含む補助ドライブ回路400Bの存在によって、ノード38の電圧V38の立ち上がりをさらに遅らせながら完全なハイレベル状態へと変化させることが可能になる。その結果、貫通電流を効果的に抑制し得る一方、十分な期間が経過した時点においてはNTr28を完全なオン状態にすることができるのである。
【0043】
ここで、ノード35の電圧V35の立ち下がり速度を鈍らせる効果、およびノード38の電圧V38の立ち上がり速度を鈍らせる効果について、より詳細に考察する。
【0044】
本実施の形態のように、補助ドライブ回路400AがNTr23,24を含むように構成した場合における、ノード35の電圧V35の立ち下がり速度を鈍らせる効果は、NTr23のみを設けた場合と比べて格段に増大する。逆に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるNTr24のみを設けた場合を仮定すると、出力ノード35の電圧V35がローレベルからハイレベルに変化する際に、出力ノード39の電圧V39がハイレベルからローレベルに変化するのに要する時間が長く、NTr24がオフ状態になるまでの時間が長くなるので、ノード35の電圧V35がローレベルからハイレベルに変化する際も遅くなり、出力ノード39の電圧V39がになるまで貫通電流が流れやすい。ところが、本実施の形態のように、NTr24に加えてNTr23が存在していると、インバータ100Aの出力によってNTr23が素早くオフするので、出力ノード39の電圧V39がローレベルに変化する際の貫通電流が効果的に抑制される。
【0045】
また、本実施の形態のように、補助ドライブ回路400BがPTr25,26を含むように構成した場合における、ノード38の電圧V38の立ち下がり速度を鈍らせる効果は、PTr26のみを設けた場合と比べて格段に増大する。逆に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるPTr25のみを設けた場合を仮定すると、出力ノード38の電圧V38がハイレベルからローレベルに変化する際に、出力ノード39の電圧V39がローレベルからハイレベルに変化するのに要する時間が長く、NTr25がオフ状態になるまでの時間が長くなるので、ノード38の電圧V38がハイレベルからローレベルに変化する際も遅くなり、出力ノード38の電圧V38になるまで貫通電流が流れやすい。ところが、本実施の形態のように、PTr25に加えてPTr26が存在していると、インバータ100Bの出力によって駆動されるPTr26が素早くオフするので、出力ノード39の電圧V39がハイレベルに変化する際の貫通電流が効果的に抑制される。
【0046】
以下、この点について、図4および図5を参照して説明する。
【0047】
図4は、本実施の形態の出力バッファ回路(図1)における消費電流の計測結果の一例を表すものであり、図5は比較例としての従来の出力バッファ回路における消費電流の計測結果を表すものである。なお、これらの図で、縦軸は消費電流[単位mA]を示し、横軸は時間[ns]を示す。
【0048】
図4および図5から明らかなように、本実施の形態の出力バッファ回路では、駆動開始から10nsが経過したところに、メインバッファ300の出力(出力ノード39の電圧V39)がハイレベルからローレベルに切り換わる際に生ずるピークP1が現れるものの、そのピーク値は16mA程度であり、比較例(図5)における対応するピークP11のピーク値が26mAであるのに比べると、10mAも低減されている。すなわち、従来に比べてピーク電流を約38%程度低減することが可能になる。なお、メインバッファ300の出力がローレベルからハイレベルに切り換わる際に生ずるピークP2,P12については、いずれの場合もピーク値は小さい。
【0049】
以上のように、本実施の形態によれば、メインバッファ300のPTr27 (NTr28)をプリバッファ200A(200B)の出力によって駆動すると共に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるNTr24(PTr25)に加えて、インバータ100A(100B)の出力によって駆動されるNTr23(PTr26)を用いて、補助ドライブ回路400A(400B)を構成し、これによってメインバッファ300のPTr27(NTr28)の駆動を補助するようにしたので、メインバッファ300を構成するPTr27およびNTr28が同時にオン状態となる期間を短縮することができ、出力信号レベルの切り換わり時における貫通電流を効果的に低減することができる。このため、出力バッファ回路の消費電流を低減することができると共に、貫通電流によって生ずる可能性のあるノイズ等を低減することができる。
【0050】
[第2の実施の形態]
図5は、本発明の第2の実施の形態に係る出力バッファ回路を表すものである。本実施の形態の出力バッファ回路は、補助ドライブ回路401AのNTr23とNTr24との間に少なくとも1つのNTr23nを接続し、このNTr23nをインバータ100Aの出力によって駆動すると共に、補助ドライブ回路401BのPTr26とPTr25との間に少なくとも1つのPTr26nを接続し、このPTr26nをインバータ100Bの出力によって駆動するようにしたものである。その他の構成は、上記第1の実施の形態(図1)と同様である。ここで、NTr23nおよびPTr26nが、それぞれ、本発明における第4のNチャネルトランジスタおよび第4のPチャネルトランジスタの一具体例に対応する。
【0051】
本実施の形態の出力バッファ回路では、NTr23に加えてインバータ100Aの出力によって駆動されるNTr23nを1段以上直列接続すると共に、PTr26に加えてインバータ100Bの出力によって駆動されるPTr26nを1段以上直列接続するようにしたので、それらの段数を適宜変更することにより、メインバッファ300のPTr27およびNTr28に対する補助駆動能力を変化させて最適化することも可能である。
【0052】
なお、以上の各実施の形態において、さらに、プリバッファ200AのNTr18およびNTr19のトランジスタサイズ(ゲート幅W)や、プリバッファ200BのPTr20およびPTr21のトランジスタサイズ(ゲート幅W)を、より小さくすれば、PTr27およびNTr28に流れる貫通電流を一層抑制することができ、しかも、レイアウト面積を縮小することができる。
【0053】
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されず、種々の変形が可能である。例えば、補助ドライブ回路400A(400B)のNTr23,24(PTr25,26)の直列接続順序を逆にして、NTr23(PTr26)を接地側のノード9(電源側のノード6)に接続すると共に、NTr24(PTr25)をノード35(ノード38)に接続するようにしてもよい。
【0054】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の出力バッファ回路によれば、メインバッファにおける第1のPチャネルトランジスタ(第1のNチャネルトランジスタ)を、第1(第2)のプリバッファの出力によって駆動するほかに、第1(第2)のインバータの出力によって駆動される第2のNチャネルトランジスタ(第2のPチャネルトランジスタ)によって補助駆動し、さらに、外部出力信号によってフィードバック駆動される第3のNチャネルトランジスタ(第3のPチャネルトランジスタ)によっても補助駆動するようにしたので、オン状態からオフ状態へは急激に変化する一方、オフ状態からオン状態へはゆっくりと変化する。しかも、第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタは、互いに相補的に動作する。このため、第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタが同時にオン状態となる期間が短縮され、トランジスタのオンオフ切り換え時の貫通電流の発生が従来よりも効果的に抑制されるので、消費電流の低減と電源ノイズの抑制とを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態に係る出力バッファ回路を示す回路図である。
【図2】図1の出力バッファ回路の動作を説明するための図である。
【図3】図1の出力バッファ回路の動作を説明するための他の図である。
【図4】図1の出力バッファ回路の消費電流の一例を示す回路図である。
【図5】従来の出力バッファ回路の消費電流を示す図である
【図6】本発明の第2の実施の形態に係る出力バッファ回路を示す回路図である。
【符号の説明】
25,26,26n,27…Pチャネルトランジスタ、23,23n,24,28…Nチャネルトランジスタ、29,30…入力ノード、39…出力ノード、100A,100B…インバータ、200A,200B…プリバッファ、300…メインバッファ、400A,400B…補助ドライブ回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体集積回路の出力段に設けられる出力バッファ回路に係わり、特に、CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor ;相補型金属酸化膜半導体)構造を有する出力バッファ回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
一般に、LSI(大規模集積回路)チップでは、様々な信号が取り扱われるが、それらの信号のすべてが高速のクロックに追随しなければならないわけではなく、中には、速い速度を要しない信号もある。例えばアドレス信号のように、いくつかのパターンごとに変化するような信号の場合には、必ずしも速い速度は必要ない。そこで、ICチップの入出力ピンごとに、ICチップと外部回路とのインタフェイスとして低い周波数で動作する入出力(I/O)バッファを設け、ICチップの消費電流を抑えることが行われている。このようなバッファ回路は、一般に、スルーレイトバッファまたはスルーレイトコントロールセルと呼ばれている。
【0003】
この種のバッファ回路としては、例えば下記の特許文献1および特許文献2に開示されたものがある。
【0004】
特許文献1には、出力段のPチャネルトランジスタが、第1のインバータの出力による駆動に加えて、第1のインバータの出力により駆動されるPチャネルトランジスタと、外部出力信号によって駆動されるPチャネルトランジスタとによっても補助駆動され、かつ、出力段のNチャネルトランジスタが、第2のインバータの出力による駆動に加えて、第2のインバータの出力により駆動されるNチャネルトランジスタと、外部出力信号により駆動されるNチャネルトランジスタとによっても補助駆動される点が示されている。
【0005】
特許文献2には、出力段のPチャネルトランジスタが、第1のプリバッファの出力による駆動に加えて、外部出力信号により駆動されるNチャネルトランジスタによっても補助駆動され、かつ、出力段のNチャネルトランジスタが、第2のプリバッファの出力による駆動に加えて、外部出力信号により駆動されるPチャネルトランジスタによっても補助駆動される点が示されている。
【0006】
【特許文献1】
特開平8−130458
【特許文献2】
特開2000−261303
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような従来のバッファ回路では、出力段におけるPチャネルトランジスタとNチャネルトランジスタの各動作タイミングが互いにわずかに異なるように構成されてはいるものの、そのタイミングの差は必ずしも十分ではなく、PチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタが同時にオン状態となる期間が比較的長く存在し、その結果、貫通電流が流れてしまう。
【0008】
一方、出力段におけるPチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタがオン状態に変化する速さが速いと、ピーク電流が高くなって電源ノイズ等の原因となる。これを抑制するためには、PチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタの双方のゲート信号の立ち上がりや立ち下りを鈍らせる方法が考えられる。しかしながら、この方法では、PチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタの双方が同時にオン状態となる期間がより長くなってしまうため、貫通電流がより多く流れてしまうという不具合が助長されてしまう。
【0009】
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、出力段のトランジスタのオンオフ切り換え時における貫通電流の発生を抑制すると共に、ピーク電流によるノイズの発生を抑制することができる出力バッファ回路を提供することにある。
【0010】
【課題を解決するための手段】
本発明の出力バッファ回路は、互いにプッシュプル接続された第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタを含みこれらのトランジスタの接続点から外部出力信号を出力するメインバッファと、共通に入力される外部入力信号をそれぞれ反転して出力する第1および第2のインバータと、第1のインバータの出力信号の立ち下がりに応じて第1のPチャネルトランジスタをオフさせると共に第1のインバータの出力信号の立ち上がりに応じて第1のPチャネルトランジスタを非飽和状態でオンさせる第1のプリバッファと、第2のインバータの出力信号の立ち下がりに応じて第1のNチャネルトランジスタを非飽和状態でオンさせると共に第2のインバータの出力信号の立ち上がりに応じて第1のNチャネルトランジスタをオフさせる第2のプリバッファと、第1の基準電位と第1のPチャネルトランジスタのゲートとの間に直列に接続された第2および第3のNチャネルトランジスタを含む第1の補助ドライブ回路と、第1の基準電位よりも高い第2の基準電位と第1のNチャネルトランジスタのゲートとの間に直列に接続された第2および第3のPチャネルトランジスタを含む第2の補助ドライブ回路とを備え、第2のNチャネルトランジスタが第1のインバータの出力信号により駆動され、第2のPチャネルトランジスタが第2のインバータの出力信号により駆動され、第3のPチャネルトランジスタおよび第3のNチャネルトランジスタが外部出力信号により駆動されるように構成したものである。
【0011】
本発明において、非飽和状態とは、トランジスタのゲート電圧が、そのトランジスタを完全なオン状態にさせ得るレベルに満たない状態をいう。第1の基準電位は、より低い電位であり、例えば接地電位が該当する。第2の基準電位は、より高い電位であり、例えば電源電位が該当する。
【0012】
本発明の出力バッファ回路では、オフからオンへの切り換わり時において、メインバッファにおける第1のPチャネルトランジスタは、第1のインバータの出力によって駆動される第1のプリバッファの出力によって不完全なオン状態にまで駆動されると共に、第1のインバータの出力により駆動される第2のNチャネルトランジスタと外部出力信号によりフィードバック駆動される第3のNチャネルトランジスタとによって補助駆動されて徐々にオンしていき、最終的には完全なオン状態となる。また、オフからオンへの切り換わり時において、メインバッファにおける第1のNチャネルトランジスタは、第2のインバータの出力によって駆動される第2のプリバッファの出力によって不完全なオン状態にまで駆動されると共に、第2のインバータの出力により駆動される第2のPチャネルトランジスタと外部出力信号によりフィードバック駆動される第3のPチャネルトランジスタとによって補助駆動されて徐々にオンしていき、最終的には完全なオン状態となる。第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタは、いずれも、オン状態からオフ状態へは急激に変化する一方、オフ状態からオン状態へはゆっくりと変化する。しかも、第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタは、互いに相補的に(一方がオンのときは他方はオフするように)動作する。このため、第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタが同時にオン状態となる期間が短縮される。
【0013】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【0014】
[第1の実施の形態]
図1は、本発明の一実施の形態に係る出力バッファ回路の要部構成を表すものである。この出力バッファ回路は、例えば各種LSIの出力段にスルーレイト制御用の出力バッファセルとして設けられるものであり、入力端子としての1対の入力ノード29,30と、入力ノード29,30にそれぞれ接続された1対のインバータ100A,100Bと、インバータ100A,100Bの各出力側にそれぞれ接続された1対のプリバッファ200A,200Bと、プリバッファ200A,200Bの出力側に接続されたメインバッファ300と、メインバッファ300に接続された出力端子としての出力ノード39と備えている。この出力バッファ回路はさらに、プリバッファ200A,200Bの各々とメインバッファ300との間にそれぞれ対応して設けられた1対の補助ドライブ回路400A,400Bとを備えている。
【0015】
入力ノード29,30には、図示しないLSIから、スルーレイト制御の対象としての外部入力信号Sinが同相で入力されるようになっている。
【0016】
インバータ100Aは、入力ノード29から入力される外部入力信号Sinを反転して出力する第1のインバータとして機能するもので、メインバッファ300におけるPチャネルトランジスタ27(後述)の駆動に関わる。インバータ100Bは、入力ノード30から入力される外部入力信号Sinを反転して出力する第2のインバータとして機能するもので、メインバッファ300におけるNチャネルトランジスタ28(後述)の駆動に関わる。なお、以下の説明では、PチャネルトランジスタおよびNチャネルトランジスタを、それぞれ、PTr,NTrと略記する。
【0017】
インバータ100Aは、PTr13とNTr14とを含む。PTr13のゲートは入力ノード29に接続され、ソースはノード1を介して電源(電位Vdd)に接続されている。NTr14のゲートは入力ノード29に接続され、ソースはノード7を介して接地(電位Vss)に接続されている。PTr13のドレインとNTr14のドレインとは、ノード31において互いに接続されている。
【0018】
インバータ100Bは、PTr15とNTr16を含む。PTr15のゲートは入力ノード30に接続され、ソースはノード4を介して電源(電位Vdd)に接続されている。NTr16のゲートは入力ノード30に接続され、ソースはノード10を介して接地(電位Vss)に接続されている。PTr15のドレインとNTr16のドレインとは、ノード33において互いに接続されている。
【0019】
プリバッファ200Aは、インバータ100Aとメインバッファ300との間に設けられ、メインバッファ300におけるPTr27(後述)の駆動に関わる。プリバッファ200Bは、インバータ100Bとメインバッファ300との間に設けられ、メインバッファ300におけるNTr28(後述)の駆動に関わる。
【0020】
プリバッファ200Aは、PTr17、NTr18およびNTr19の直列接続回路により構成されている。PTr17およびNTr18の各ゲートは、インバータ100Aのノード31に接続され、PTr17のソースはノード2を介して電源に接続されている。PTr17およびNTr18の各ドレインは、ノード35において相互に接続されている。NTr19のゲートはノード32において自己のドレインおよびNTr18のソースに接続され、NTr19のソースはノード8を介して接地に接続されている。この結果、NTr19はダイオード として機能するようになっている。
【0021】
プリバッファ200Bは、PTr20、PTr21およびNTr22の直列接続回路により構成されている。PTr20のソースはノード5を介して電源に接続され、ゲートはノード34において自己のドレインおよびPr21のソースに接続されている。この結果、PTr20はダイオードとして機能するようになっている。PTr21およびNTr22の各ゲートは、インバータ100Bのノード33に接続され、PTr22のソースはノード11を介して接地に接続されている。PTr21およびPTr22の各ドレインは、ノード35において相互に接続されている。
【0022】
メインバッファ200は、互いにプッシュプル接続されたPTr27とNTr28とを含む。PTr27のソースはノード3を介して電源に接続され、NTr28のソースはノード12を介して接地に接続されている。PTr27およびNTr28の各ドレインは、出力ノード39に共通接続されている。この出力ノード39から出力バッファ回路の外部へ、スルーレイト制御された外部出力信号Soutが出力されるようになっている。ここで、PTr27およびNTr28が、それぞれ、本発明における第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタの一具体例に対応する。
【0023】
補助ドライブ回路400Aは、互いに直列に接続されたNTr23とNTr24とを含む。NTr23のソースは、プリバッファ200Aの出力端であるノード35に接続され、ゲートは、インバータ100Aの出力端であるノード31に接続されている。NTr23およびNTr24の各ドレインは、ノード36において互いに接続されている。NTr24のソースは、ノード9を介して接地に接続され、ゲートは、メインバッファ300の出力端である出力ノード39に接続されている。ここで、NTr23とNTr24が、それぞれ、本発明における第2のNチャネルトランジスタおよび第3のNチャネルトランジスタの一具体例に対応する。
【0024】
補助ドライブ回路400Bは、互いに直列に接続されたPTr25とPTr26とを含む。PTr26のソースは、プリバッファ200Bの出力端であるノード38に接続され、ゲートは、インバータ100Bの出力端であるノード33に接続されている。PTr25およびPTr26のドレインは、ノード37において互いに接続されている。PTr25のソースは、ノード6を介して電源に接続され、ゲートはメインバッファ300の出力端である出力ノード39に接続されている。ここで、PTr26およびPTr25が、それぞれ、本発明における第2のPチャネルトランジスタおよび第3のPチャネルトランジスタの一具体例に対応する。
【0025】
次に、図2を参照して、以上のような構成の出力バッファ回路の動作を説明する。なお、図2(A)は、入力ノード29に入力される外部入力信号Sinのレベル変化に対応して、インバータ100A、プリバッファ200A、補助ドライブ回路400Aおよびメインバッファ300における各トランジスタがどのように動作するかを表すものである。図2(B)は、入力ノード30に入力される外部入力信号Sinのレベル変化に対応して、インバータ100B、プリバッファ200B、補助ドライブ回路400Bおよびメインバッファ300における各トランジスタがどのように動作するかを表すものである。図2(C)は、入力ノード29,30に入力される外部入力信号Sinのレベル変化に対応して、出力ノード39から出力される外部出力信号Soutがどのように変化するかを表すものである 。これらの図で、記号“L”はローレベルを示し、記号“H”はハイレベルを示す。また、矢印の角度は変化の急峻度を示す。
【0026】
入力ノード29,30は、外部入力信号Sinに応じて、同時にローレベルからハイレベルに変化する。まず、外部入力信号Sinがローレベル状態になっている場合について説明する。
【0027】
図2(A)に示したように、入力ノード29がローレベルの状態では、PTr13がオン状態でNTr14がオフ状態になっているので、ノード31はハイレベル状態になっている。このため、PTr17がオフ状態でNTr18がオン状態になっている。ノード32は、NTr18のしきい値電圧またはNTr19のしきい値電圧よりも低い電位となり、ノード32を入力としているNTr19は非飽和状態でオンしている状態(以下、非飽和オン状態という。)になる。PTr17がオフ状態でNTr18およびNTr19がオン状態になっていることから、ノード35は、当初、不完全ながらもローレベル状態になる。このため、当初はPTr27が非飽和オン状態となって、そのドレインがハイレベルとなり、これを入力とするNTr24がオン状態になる。また、このとき、インバータ100Aの出力端であるノード31を入力としているNTr23はオン状態になる。この結果、ノード35は、ほぼ完全なローレベル状態に保たれ、結局、PTr27はオン状態に保たれる。
【0028】
一方、図2(B)に示したように、入力ノード30がローレベルの状態では、PTr15がオン状態でNTr16がオフ状態になっているので、ノード33はハイレベル状態になっている。このため、PTr22がオン状態でPTr21がオフ状態になっている。ノード34は、PTr21のしきい値電圧またはPTr20のしきい値電圧よりも低い電位となり、ノード34を入力としているPTr20は非飽和オン状態になる。NTr22がオン状態でPTr21がオフ状態になっていることから、ノード38はローレベル状態になっている。このため、NTr28はオフ状態であり、そのドレインがハイレベルとなっているので、これを入力とするPTr25はオフ状態である。この結果、ノード38は、ほぼ完全なローレベル状態に保たれ、NTr28はオフ状態に保たれる。なお、このとき、インバータ100Bの出力端であるノード33を入力としているPTr26もまたオフ状態になっている。
【0029】
このように、外部入力信号Sinがローレベルの状態のときは、PTr27がオン状態に保たれ、かつ、NTr28がオフ状態に保たれる。このため、図2(C)に示したように、メインバッファの出力ノード39は、ハイレベル状態(電源電位VDD)に保たれることになる。
【0030】
次に、外部入力信号Sinがローレベルからハイレベルに変化した場合の動作を説明する。
【0031】
この場合には、図2(A)に示したように、入力ノード29がローレベル状態からハイレベル状態に変化する。PTr13がオフ状態に変化すると共に、NTr14がオン状態に変化するので、ノード31はローレベル状態に変化する。このため、PTr17がオン状態に変化すると共にNTr18がオフ状態に変化する。ノード32は、NTr18のしきい値電圧またはNTr19のしきい値より低い電位となり、NTr19は非飽和オン状態になる。PTr17がオン状態でNTr18がオフ状態に変化することから、ノード35は、ローレベル状態からハイレベル状態に素早く変化する。このため、PTr27が直ちにオフ状態となって、そのドレインを入力とするNTr24がオフ状態になる。このとき、インバータ100Aの出力端であるノード31を入力としているNTr23もまたオフ状態になる。この結果、ノード35はローレベル状態からハイレベル状態に素早く変化し、PTr27は直ちにオフ状態になる。
【0032】
一方、図2(B)に示したように、外部入力信号Sinの変化に応じて入力ノード30もまたローレベル状態からハイレベル状態に変化する。すると、PTr15がオフ状態に変化すると共にNTr16がオン状態に変化するので、ノード33はローレベル状態に変化する。このため、PTr22がオフ状態でPTr21がオン状態に変化する。ノード34は、PTr21のしきい値電圧またはPTr20のしきい値電圧よりも低い電位となり、ノード34を入力としているPTr20は非飽和オン状態になる。このように、PTr21がオン状態に変化すると共にNTr22がオフ状態に変化するが、PTr20が非飽和オン状態であることから、ノード38の変化は緩やかであり、徐々にハイレベル状態に変化する。この結果、NTr28は徐々にオン状態に変化し、そのドレインが徐々にローレベル状態に変化するので、これを入力とするPTr25は徐々にオン状態に変化する。このとき、インバータ100Bの出力端であるノード33を入力としているPTr26もまたオン状態に変化する。この結果、ノード38がローレベル状態からハイレベル状態へと緩やかに変化するので、NTr28はゆっくりとオン状態に変化する。
【0033】
このように、外部入力信号Sinがローレベル状態からハイレベル状態に変化するときには、PTr27が直ちにオフ状態に変化すると共に、NTr28がゆっくりとオン状態に変化する。このため、図2(C)に示したように、メインバッファの出力ノード39は、ハイレベル状態からローレベル状態へと緩やかに変化する。そして、最終的にNTr28が完全にオン状態になった時点で、メインバッファ300の出力ノード39は完全なローレベル状態(接地電位VSS)となる。
【0034】
次に、外部入力信号Sinがハイレベルからローレベルに変化した場合の動作を説明する。
【0035】
この場合には、図2(A)に示したように、入力ノード29がハイレベル状態からローレベル状態に変化する。すると、PTr13がオン状態に変化すると共に、NTr14がオフ状態に変化するので、ノード31はハイレベル状態に変化する。このため、PTr17がオフ状態に変化すると共にNTr18がオン状態に変化する。ノード32は、NTr18のしきい値電圧またはNTr19のしきい値より低い電位となり、NTr19は非飽和オン状態になる。NTr18が直ちにオン状態に変化すると共にPTr17が直ちにオフ状態に変化するが、NTr19が非飽和オン状態であることから、ノード35は、ハイレベル状態からローレベル状態に徐々に変化する。このため、PTr27が徐々にオン状態に変化し、そのドレインを入力とするNTr24が徐々にオン状態に変化する。このとき、インバータ100Aの出力端であるノード31を入力としているNTr23は、素早くオン状態になる。この結果、ノード35はハイレベル状態からローレベル状態にゆっくりと変化し、PTr27は徐々にオン状態になる。
【0036】
一方、図2(B)に示したように、外部入力信号Sinの変化に応じて入力ノード30もまたハイレベル状態からローレベル状態に変化すると、PTr15がオン状態に変化すると共にNTr16がオフ状態に変化するので、ノード33はハイレベル状態に変化する。このため、PTr22がオン状態でPTr21がオフ状態に変化する。ノード34は、PTr21のしきい値電圧またはPTr20のしきい値電圧よりも低い電位となり、ノード34を入力としているPTr20は非飽和オン状態になる。このように、PTr20は非飽和オン状態であるが、PTr21がオフ状態に変化すると共にNTr22がオン状態に変化するので、ノード38は直ちにローレベル状態に変化する。この結果、NTr28は素早くオフ状態に変化し、そのドレインがハイレベル状態に変化するので、これを入力とするPTr25は直ちにオフ状態に変化する。このとき、インバータ100Bの出力端であるノード33を入力としているPTr26もまたオフ状態に変化する。この結果、ノード38がハイレベル状態からローレベル状態へと素早く変化するので、NTr28は直ちにオフ状態に変化する。
【0037】
このように、外部入力信号Sinがハイレベル状態からローレベル状態に変化するときには、PTr27がゆっくりとオン状態に変化すると共に、NTr28が素早くオフ状態に変化する。このため、図2(C)に示したように、メインバッファの出力ノード39は、ローレベル状態からハイレベル状態へと素早く変化し、メインバッファ300の出力ノード39は比較的ゆっくりとハイレベル状態 (電源電位VDD)に変化する。
【0038】
ここで、図3を参照して、PTr27およびNTr28の挙動についてより詳細に説明する。なお、図3は、入力ノード29,30、ノード35,38および出力ノード39の各々における電圧変化を表すものである。縦軸は電圧[単位:ボルト]を示し、横軸は時間[単位:ns(ナノ秒)]を示す。
【0039】
図3に示したように、入力ノード29,30の電圧V29,V30の立ち上がりと立ち下がりは、いずれも、外部入力信号Sinの変化に応じて急峻である。入力ノード29,30の電圧V29,V30がローレベルからハイレベルに立ち上がる場合、上記したように、ノード35の電圧V35はローレベル状態からハイレベル状態に素早く変化する一方、ノード38の電圧V38の変化は上記したように緩やかであり、徐々にハイレベル状態に変化する。このため、PTr27は直ちにオフ状態に変化し、NTr28はゆっくりとオン状態に変化するので、PTr27およびNTr28が同時にオンになる期間が短くなる。この結果、電源電位VDDのノード3からPTr27およびNTr28を通って接地電位VSSのノード12へと流れる貫通電流を低減することができる。
【0040】
一方、入力ノード29,30の電圧V29,V30がハイレベルからローレベルに立ち下がる場合、上記したように、ノード38の電圧V38は直ちにローレベル状態に変化する一方、ノード35の電圧V35はローレベル状態からハイレベル状態に比較的ゆっくりと変化する。このため、NTr28は直ちにオフ状態に変化し、PTr27はゆっくりとオン状態に変化するので、PTr27およびNTr28が同時にオンになる期間が短くなる。したがって、この場合にも、電源電位VDDのノード3からPTr27およびNTr28を通って接地電位VSSのノード12へと流れる貫通電流を低減することができる。
【0041】
ここで、メインバッファ300のPTr27の駆動電圧であるノード35の電圧V35に着目すると、ローレベルからハイレベルへの立ち上がり変化は急激である一方、ハイレベルからローレベルへの立ち下がりの変化は緩やかである。この電圧V35の立ち下がりの変化が緩やかなのは、主としてプリバッファ200Aの存在に因るものであるが、このプリバッファ200Aだけでは、ノード35の電圧V35の立ち下がりを十分に遅らせることは困難である。また、プリバッファ200Aだけでは、電圧V35が完全なローレベル状態へと立ち下がるようにするのは困難である。ところが、本実施の形態では、プリバッファ200Aの出力端であるノード35に、インバータ100Aの出力によって駆動されるNTr23を設けると共に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるNTr24をも併設するようにしたので、これらのトランジスタNTr23,24が一種の負荷として機能し、ノード35の電圧V35の立ち下がり遅延に寄与する。これと同時に、NTr23,24の存在により、電圧V35を完全なローレベル状態へと立ち下げることも可能になる。すなわち、NTr23,24を含む補助ドライブ回路400Aの存在によって、ノード35の電圧V35の立ち下がりをさらに遅らせながら完全なローレベル状態へと変化させることが可能になる。その結果、貫通電流を効果的に抑制し得る一方、十分な期間が経過した時点においてはPTr27を完全なオン状態にすることができるのである。
【0042】
また、メインバッファ300のNTr28の駆動電圧であるノード38の電圧V38に着目すると、ハイレベルからローレベルへの立ち下がり変化は急激である一方、ローレベルからハイレベルへの立ち上がりの変化は緩やかである。この電圧V38の立ち上がりの変化が緩やかなのは、主としてプリバッファ200Bの存在に因るものであるが、このプリバッファ200Bだけでは、ノード38の電圧V38の立ち上がりを十分に遅らせることは困難である。また、プリバッファ200Bだけでは、電圧V38が完全なハイレベル状態に立ち上がるようにするのは困難である。ところが、本実施の形態では、プリバッファ200Bの出力端であるノード38に、インバータ100Bの出力によって駆動されるPTr26を設けると共に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるPTr25をも併設するようにしたので、これらのトランジスタPTr25,26が一種の負荷として機能し、ノード38の電圧V38の立ち上がり遅延に寄与する。これと同時に、PTr25,26の存在により、電圧V38を完全なハイレベル状態へと立ち上げることも可能になる。すなわち、PTr25,26を含む補助ドライブ回路400Bの存在によって、ノード38の電圧V38の立ち上がりをさらに遅らせながら完全なハイレベル状態へと変化させることが可能になる。その結果、貫通電流を効果的に抑制し得る一方、十分な期間が経過した時点においてはNTr28を完全なオン状態にすることができるのである。
【0043】
ここで、ノード35の電圧V35の立ち下がり速度を鈍らせる効果、およびノード38の電圧V38の立ち上がり速度を鈍らせる効果について、より詳細に考察する。
【0044】
本実施の形態のように、補助ドライブ回路400AがNTr23,24を含むように構成した場合における、ノード35の電圧V35の立ち下がり速度を鈍らせる効果は、NTr23のみを設けた場合と比べて格段に増大する。逆に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるNTr24のみを設けた場合を仮定すると、出力ノード35の電圧V35がローレベルからハイレベルに変化する際に、出力ノード39の電圧V39がハイレベルからローレベルに変化するのに要する時間が長く、NTr24がオフ状態になるまでの時間が長くなるので、ノード35の電圧V35がローレベルからハイレベルに変化する際も遅くなり、出力ノード39の電圧V39がになるまで貫通電流が流れやすい。ところが、本実施の形態のように、NTr24に加えてNTr23が存在していると、インバータ100Aの出力によってNTr23が素早くオフするので、出力ノード39の電圧V39がローレベルに変化する際の貫通電流が効果的に抑制される。
【0045】
また、本実施の形態のように、補助ドライブ回路400BがPTr25,26を含むように構成した場合における、ノード38の電圧V38の立ち下がり速度を鈍らせる効果は、PTr26のみを設けた場合と比べて格段に増大する。逆に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるPTr25のみを設けた場合を仮定すると、出力ノード38の電圧V38がハイレベルからローレベルに変化する際に、出力ノード39の電圧V39がローレベルからハイレベルに変化するのに要する時間が長く、NTr25がオフ状態になるまでの時間が長くなるので、ノード38の電圧V38がハイレベルからローレベルに変化する際も遅くなり、出力ノード38の電圧V38になるまで貫通電流が流れやすい。ところが、本実施の形態のように、PTr25に加えてPTr26が存在していると、インバータ100Bの出力によって駆動されるPTr26が素早くオフするので、出力ノード39の電圧V39がハイレベルに変化する際の貫通電流が効果的に抑制される。
【0046】
以下、この点について、図4および図5を参照して説明する。
【0047】
図4は、本実施の形態の出力バッファ回路(図1)における消費電流の計測結果の一例を表すものであり、図5は比較例としての従来の出力バッファ回路における消費電流の計測結果を表すものである。なお、これらの図で、縦軸は消費電流[単位mA]を示し、横軸は時間[ns]を示す。
【0048】
図4および図5から明らかなように、本実施の形態の出力バッファ回路では、駆動開始から10nsが経過したところに、メインバッファ300の出力(出力ノード39の電圧V39)がハイレベルからローレベルに切り換わる際に生ずるピークP1が現れるものの、そのピーク値は16mA程度であり、比較例(図5)における対応するピークP11のピーク値が26mAであるのに比べると、10mAも低減されている。すなわち、従来に比べてピーク電流を約38%程度低減することが可能になる。なお、メインバッファ300の出力がローレベルからハイレベルに切り換わる際に生ずるピークP2,P12については、いずれの場合もピーク値は小さい。
【0049】
以上のように、本実施の形態によれば、メインバッファ300のPTr27 (NTr28)をプリバッファ200A(200B)の出力によって駆動すると共に、出力ノード39の電圧V39によってフィードバック駆動されるNTr24(PTr25)に加えて、インバータ100A(100B)の出力によって駆動されるNTr23(PTr26)を用いて、補助ドライブ回路400A(400B)を構成し、これによってメインバッファ300のPTr27(NTr28)の駆動を補助するようにしたので、メインバッファ300を構成するPTr27およびNTr28が同時にオン状態となる期間を短縮することができ、出力信号レベルの切り換わり時における貫通電流を効果的に低減することができる。このため、出力バッファ回路の消費電流を低減することができると共に、貫通電流によって生ずる可能性のあるノイズ等を低減することができる。
【0050】
[第2の実施の形態]
図5は、本発明の第2の実施の形態に係る出力バッファ回路を表すものである。本実施の形態の出力バッファ回路は、補助ドライブ回路401AのNTr23とNTr24との間に少なくとも1つのNTr23nを接続し、このNTr23nをインバータ100Aの出力によって駆動すると共に、補助ドライブ回路401BのPTr26とPTr25との間に少なくとも1つのPTr26nを接続し、このPTr26nをインバータ100Bの出力によって駆動するようにしたものである。その他の構成は、上記第1の実施の形態(図1)と同様である。ここで、NTr23nおよびPTr26nが、それぞれ、本発明における第4のNチャネルトランジスタおよび第4のPチャネルトランジスタの一具体例に対応する。
【0051】
本実施の形態の出力バッファ回路では、NTr23に加えてインバータ100Aの出力によって駆動されるNTr23nを1段以上直列接続すると共に、PTr26に加えてインバータ100Bの出力によって駆動されるPTr26nを1段以上直列接続するようにしたので、それらの段数を適宜変更することにより、メインバッファ300のPTr27およびNTr28に対する補助駆動能力を変化させて最適化することも可能である。
【0052】
なお、以上の各実施の形態において、さらに、プリバッファ200AのNTr18およびNTr19のトランジスタサイズ(ゲート幅W)や、プリバッファ200BのPTr20およびPTr21のトランジスタサイズ(ゲート幅W)を、より小さくすれば、PTr27およびNTr28に流れる貫通電流を一層抑制することができ、しかも、レイアウト面積を縮小することができる。
【0053】
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されず、種々の変形が可能である。例えば、補助ドライブ回路400A(400B)のNTr23,24(PTr25,26)の直列接続順序を逆にして、NTr23(PTr26)を接地側のノード9(電源側のノード6)に接続すると共に、NTr24(PTr25)をノード35(ノード38)に接続するようにしてもよい。
【0054】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の出力バッファ回路によれば、メインバッファにおける第1のPチャネルトランジスタ(第1のNチャネルトランジスタ)を、第1(第2)のプリバッファの出力によって駆動するほかに、第1(第2)のインバータの出力によって駆動される第2のNチャネルトランジスタ(第2のPチャネルトランジスタ)によって補助駆動し、さらに、外部出力信号によってフィードバック駆動される第3のNチャネルトランジスタ(第3のPチャネルトランジスタ)によっても補助駆動するようにしたので、オン状態からオフ状態へは急激に変化する一方、オフ状態からオン状態へはゆっくりと変化する。しかも、第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタは、互いに相補的に動作する。このため、第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタが同時にオン状態となる期間が短縮され、トランジスタのオンオフ切り換え時の貫通電流の発生が従来よりも効果的に抑制されるので、消費電流の低減と電源ノイズの抑制とを実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の第1の実施の形態に係る出力バッファ回路を示す回路図である。
【図2】図1の出力バッファ回路の動作を説明するための図である。
【図3】図1の出力バッファ回路の動作を説明するための他の図である。
【図4】図1の出力バッファ回路の消費電流の一例を示す回路図である。
【図5】従来の出力バッファ回路の消費電流を示す図である
【図6】本発明の第2の実施の形態に係る出力バッファ回路を示す回路図である。
【符号の説明】
25,26,26n,27…Pチャネルトランジスタ、23,23n,24,28…Nチャネルトランジスタ、29,30…入力ノード、39…出力ノード、100A,100B…インバータ、200A,200B…プリバッファ、300…メインバッファ、400A,400B…補助ドライブ回路。
Claims (2)
- 互いにプッシュプル接続された第1のPチャネルトランジスタおよび第1のNチャネルトランジスタを含み、これらのトランジスタの接続点から外部出力信号を出力するメインバッファと、
共通に入力される外部入力信号をそれぞれ反転して出力する第1および第2のインバータと、
前記第1のインバータの出力信号の立ち下がりに応じて前記第1のPチャネルトランジスタをオフさせると共に、前記第1のインバータの出力信号の立ち上がりに応じて前記第1のPチャネルトランジスタを非飽和状態でオンさせる第1のプリバッファと、
前記第2のインバータの出力信号の立ち下がりに応じて前記第1のNチャネルトランジスタを非飽和状態でオンさせると共に、前記第2のインバータの出力信号の立ち上がりに応じて前記第1のNチャネルトランジスタをオフさせる第2のプリバッファと、
第1の基準電位と前記第1のPチャネルトランジスタのゲートとの間に直列に接続された第2および第3のNチャネルトランジスタを含む第1の補助ドライブ回路と、
前記第1の基準電位よりも高い第2の基準電位と前記第1のNチャネルトランジスタのゲートとの間に直列に接続された第2および第3のPチャネルトランジスタを含む第2の補助ドライブ回路とを備え、
前記第2のNチャネルトランジスタが前記第1のインバータの出力信号により駆動され、前記第2のPチャネルトランジスタが前記第2のインバータの出力信号により駆動され、前記第3のPチャネルトランジスタおよび前記第3のNチャネルトランジスタが前記外部出力信号により駆動されるように構成されていることを特徴とする出力バッファ回路。 - 前記第1の補助ドライブ回路は、さらに、前記第1の基準端子と前記第1のPチャネルトランジスタのゲートとの間に、前記第2および第3のNチャネルトランジスタに対して直列に接続されて前記第1のインバータの出力信号により駆動される少なくとも1つの第4のNチャネルトランジスタを有し、
第2の補助ドライブ回路は、さらに、前記第2の基準端子と前記第1のNチャネルトランジスタのゲートとの間に、前記第2および第3のPチャネルトランジスタに対して直列に接続されて前記第2のインバータの出力信号により駆動される少なくとも1つの第4のPチャネルトランジスタを有することを特徴とする請求項1に記載の出力バッファ回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003200411A JP2005045347A (ja) | 2003-07-23 | 2003-07-23 | 出力バッファ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003200411A JP2005045347A (ja) | 2003-07-23 | 2003-07-23 | 出力バッファ回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005045347A true JP2005045347A (ja) | 2005-02-17 |
Family
ID=34260828
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003200411A Pending JP2005045347A (ja) | 2003-07-23 | 2003-07-23 | 出力バッファ回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2005045347A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7560968B2 (en) | 2006-02-09 | 2009-07-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Output driver capable of controlling a short circuit current |
JP2011071979A (ja) * | 2009-09-28 | 2011-04-07 | Samsung Electronics Co Ltd | 信号入力回路及びそれを含む半導体装置 |
-
2003
- 2003-07-23 JP JP2003200411A patent/JP2005045347A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7560968B2 (en) | 2006-02-09 | 2009-07-14 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Output driver capable of controlling a short circuit current |
JP2011071979A (ja) * | 2009-09-28 | 2011-04-07 | Samsung Electronics Co Ltd | 信号入力回路及びそれを含む半導体装置 |
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