JP2004304762A - 電圧制御型発振器、クロック変換器及び電子機器 - Google Patents

電圧制御型発振器、クロック変換器及び電子機器 Download PDF

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Abstract

【課題】 ＳＡＷ共振子Ｘの周波数温度特性を補正して制御電圧幅の小さい電圧制御型発振器、この電圧制御型発振器を備えたクロック変換器およびこのクロック変換器を用いた電子機器を提供する。
【解決手段】 電圧制御型発振器１Ａは、外部からの制御電圧Ｖｔにより入力信号の位相を所定量ずらし出力する電圧制御移相回路３と、ＳＡＷ共振子Ｘと、ＳＡＷ共振子Ｘからの所定の共振周波数を有する共振信号を入力し、所望の周波数のクロック信号を出力し、正帰還発振ループ用出力信号を出力するバッファ２ａとを備え、電圧制御移相回路３と、ＳＡＷ共振子Ｘと、バッファ２ａとにより正帰還発振ループを形成し、バッファ２ａの伝播遅延時間の温度特性を利用して、ＳＡＷ共振子Ｘの周波数温度特性を所定量回転させＳＡＷ共振子Ｘの周波数温度特性を補正している。
【選択図】 図１

Description

本発明は、電圧制御型発振器、クロック変換器及び電子機器に関し、より詳細には、ＳＡＷ共振子を用いて自己に起因する周波数変動の少ない電圧制御型発振器と、数ｋＨｚ（例えば、８ｋＨｚ）台の基本クロック信号を数百ＭＨｚ（例えば、６２２．０８ＭＨｚ）以上の高周波のクロック信号に変換するためのクロック変換器及びこのクロック変換器を用いた電子機器に関するものである。
携帯電話などの通信機器では、発振器からのクロック信号に基づいて通信データの送受信が行われる。そして、通信ネットワークのブロードバンド化が進み、市場の要求も４００ＭＨｚを超える高周波帯に移り、この高周波帯おいてデータの送受信が行われるようになっている。近年の通信機器を始めとする電子機器においては、通信速度の高速化の要請から高周波発振器に対して、高周波帯域で周波数安定度が高いこと、通信機器の実用温度範囲において温度補償されていること、さらに、高周波発振器から出力されるクロック信号のジッタが少ないことが望まれている。特に、近年、急成長を見せているギガビット帯を使用したイーサネット（登録商標）やファイバーチャンネル等の高速ネットワーク市場において、高周波発振器のジッタに起因する通信エラーの発生を防止するため、ジッタが極めて少なく高安定化された高周波発振器が要求されている。
図２２は、従来の一般的に用いられるコルピッツ型の電圧制御型発振器の構成を示す回路図である。
近年において、電圧制御型発振器（ＶＣＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）としては、図２２に示すように、ＳＡＷ（Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ：弾性表面波）共振子を用いたコルピッツ型の電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ＳＡＷ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）１Ｃが使用されている。ＳＡＷ共振子は、圧電基板上にすだれ状の励振電極と梯子状の反射器を配置し、励振電極で励振された表面波を反射器で反射させることで定在波を発生させ、共振子として機能するものである。このＳＡＷ共振子は、振動エネルギがＳＡＷ共振子表面に局在して主振動以外の副振動と結合しにくいため、後述する水晶振動子と比較すると、所定の周波数以外には共振点は存在しないという利点がある。ＳＡＷ共振子は、自己の共振周波数が数１００ＭＨｚ〜数ＧＨｚであり、高周波発振回路に用いられている。
又、従来の電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）として、例えば、特許文献１に示すように可変容量ダイオード５１を備えた容量性リアクタンス回路５を付加し電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）の温度補償を行っているものもある。
又、電圧制御型発振器の発振デバイスとして、従来から、数１０ＭＨｚで発振するＡＴカット型の水晶振動子（以下、ＡＴ水晶振動子という）が使用され、これを用いた電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ：Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｃｒｉｓｔａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）がある。
図２３は一般的な電圧制御型水晶発振器の構成を示すブロック図である。図２３において、この電圧制御型水晶発振器（ＶＣＸＯ）１Ｄは、数１０ＭＨｚで振動するＡＴ水晶振動子とコルピッツ型発振回路８１から成る発振部８４と、逓倍回路８２と、差動変換回路８３とから構成されている。そのコルピッツ型発振回路８１では、外部からの制御電圧Ｖｃを入力し、一定の範囲で発振周波数を可変できる。ＡＴ水晶振動子としては、上記の１５５ＭＨｚが限界であり、数１００ＭＨｚ以上の高周波信号を出力するために逓倍回路８２を設けている。例えば、図２３に示すように、コルピッツ型発振回路８１が１５５．５２ＭＨｚのクロック信号を生成して６２２．０８ＭＨｚの高周波のクロック信号を出力するために、逓倍回路８２で、周波数を４倍に逓倍している。さらに、図２３の電圧制御型水晶発振器１Ｄは、図示しない負荷回路との相互の影響を考慮して、複数の出力が取り出せる差動変換回路８３を設けて、差動出力信号が取り出せるようになっている。
次に、上記で説明した電圧制御型発振器（ＶＣＯ）を応用した、低周波のクロック信号を高周波のクロック信号に変換するクロック変換器について、説明する。
図２４は、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ｃを用いた従来のクロック変換器の構成を示すブロック図である。クロック変換器５０ｂは、入力分周回路（分周比：１／Ｐ）５１、位相比較回路（ＰＤ）５２、ループフィルタ（ＬＦ）５３、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ｃ、帰還分周回路（分周比：１／Ｎ）５４、およびバッファ回路５６によって構成されている。このクロック変換器５０ｂは一般的なＰＬＬ回路の構成を採用したものである。
高速のクロック信号に変換するためのクロック変換器の特性条件としては、入力側のクロック信号と出力側のクロック信号が同期していることが必要である。そのため、入力側のクロック信号と出力側のクロック信号の変換比は整数倍であり、且つ、入力側のクロック信号と出力側のクロック信号の立ち上がり、立ち下りは一致していることが必要である。このような特性条件を実現させるために、一般的にＰＬＬ回路を用いたクロック変換器による位相同期および周波数変換が行われている。近年では、通信速度が高速化されるにつれて、数ｋＨｚ（例えば、８ｋＨｚ）台の基本クロック信号を数百ＭＨｚ（例えば、６２２．０８ＭＨｚ）以上の高周波クロック信号に変換するための高速通信用のクロック変換器が実現されている。クロック変換器５０ｂの例では、ジッタを含んだ１５５．５２ＭＨｚのクロック信号Ｆ１が入力分周回路（分周比：１／Ｐ）５１に入力されると、バッファ回路５６からジッタが低減された６２２．０８ＭＨｚのクロック信号Ｆ２が出力される。
このクロック変換器はＰＬＬ回路の構成を採用したものであることは前述したが、この構成を採用した例として、特許文献２に示したデジタルシステムのクロック信号を供給する位相同期回路がある。
又、温度特性の改善を図った改善型のＳＡＷ共振子（以降、単にＳＡＷ共振子と呼ぶ）が実現されている。このＳＡＷ共振子は、従来のＳＡＷ共振子に比べて温度特性が良くなるようなカット角度でカットした水晶片を用いることにより、２次温度係数βが−１．６×１０-8程度となり、従来のＳＡＷ共振子に比べて周波数温度特性が２分の１程度まで改善されている。尚、このＳＡＷ共振子のデバイス技術については、特許文献３に報告されている。
特開平６−６１８４６号公報 （段落０００６，第１図） 特開平５−１１０４２７号公報 （段落００１０，第１図） 特許３２１６１３７号公報
上記した電圧制御型発振器やクロック変換器は以下に示すような課題（問題点）があった。
従来のＳＡＷ共振子を搭載した電圧制御型ＳＡＷ発振器において、次に述べるような課題があった。
（１）図２５は、ＡＴ水晶振動子と従来のＳＡＷ共振子のそれぞれの周波数温度特性の比較を示す図である。即ち、図２５に示すように、従来のＳＡＷ共振子はＡＴ水晶振動子に比べて温度変化に対する周波数偏差の変動が大きいため、電圧制御型ＳＡＷ発振器の周波数可変範囲を電圧制御型水晶発振器のそれに比べて広く取らなければならないという課題があった。
この課題について、図２４に示したクロック変換器に基づいて、具体的に説明する。
クロック変換器は、外部からジッタを多く含んだクロック信号Ｆ１を入力した場合でも、ジッタが低減された出力側のクロック信号Ｆ２と同期がとれるようにするために、広範囲な周波数可変範囲に亘り周波数制御が必要である。米国のＳＯＮＥＴ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｏｐｔｉｃａｌ ＮＥＴｗｏｒｋ）方式におけるシステムの周波数精度（以下、システム精度という）は±２０ｐｐｍであり、その精度以内で補償することが義務づけられている。このシステム精度については、クロック変換器内の電圧制御型ＳＡＷ発振器がその責務を負っている。例えば、電圧制御型ＳＡＷ発振器がそのシステム精度を補償するために必要とする周波数可変範囲は、次の３つの内容が含まれる。即ち、その可変範囲は、ＳＯＮＥＴ方式のシステム精度と、電圧制御型ＳＡＷ発振器自身の周波数偏差（以下、自己の偏差という）と、電圧制御型ＳＡＷ発振器の経年変化による周波数変動（以下、経年変化という）とを考慮した範囲である。
又、電圧制御型ＳＡＷ発振器自身の周波数偏差としては、製造上の周波数偏差（いわゆる製造ばらつき）と図２５に示すような自己の温度変動による周波数偏差とが含まれている。電圧制御型水晶発振器を用いた場合の周波数可変範囲についても同様である。尚、自己の偏差のうち、温度変化による周波数偏差は、図２５に示すように、温度変化が使用温度範囲において、ＡＴ水晶振動子は２０ｐｐｍ程度、従来のＳＡＷ共振子は６０ｐｐｍ程度である。
（２）電圧制御型ＳＡＷ発振器は、自己に起因する周波数変動により、電圧制御型水晶発振器に比べて、システム精度を補償するために必要な周波数可変範囲を広くとらなければならないという課題があった。
この課題について、電圧制御型ＳＡＷ発振器や電圧制御型水晶発振器のそれぞれの周波数可変範囲について、具体的に、試算して説明する。
電圧制御型ＳＡＷ発振器の周波数可変範囲は、システム精度＋自己の偏差＋経年変化＝±２０ｐｐｍ＋±１５０ｐｐｍ＋±１０ｐｐｍ＝±１８０ｐｐｍとなる。一方、電圧制御型水晶発振器の場合の周波数可変範囲は、システム精度＋自己の偏差＋経年変化＝±２０ｐｐｍ＋±５０ｐｐｍ＋±１０ｐｐｍ＝±８０ｐｐｍである。両者の周波数可変範囲の数値から判るように、電圧制御型ＳＡＷ発振器の周波数可変範囲は、電圧制御型水晶発振器の周波数可変範囲と比較して、１００ｐｐｍ程度可変幅が大きい。
（３）近年の低消費電力化に呼応して、クロック変換器の発振回路に供給される電源電圧の低電圧化が進んでいる。具体的には、現在の電源電圧は３．３Ｖが主流であるが、今後、さらに低い電源電圧（例えば、２．５Ｖ）への動きが強まっている。このように電源電圧が低電圧化すると、クロック信号の周波数を可変させるための制御電圧を広く変化させることができないため、必要な周波数可変範囲が狭くなり、システム精度の仕様を満足させることができなくなるという虞があった。この課題は、システム精度の仕様を広げるという要請があったとき、この仕様を満足させることができないという課題でもあった。
この課題は、電圧制御型ＳＡＷ発振器と電圧制御型水晶発振器とに共通して云えることである。特に、電圧制御型ＳＡＷ発振器は、上述のように自己に起因する周波数変動が大きいので周波数可変範囲を確保することが難しく、システム精度を満足させることができなくなる。
（４）従来の電圧制御型発振器（ＶＣＯ）やこれを用いたクロック変換器には、特性や構成上、装置自体が大型化され、近年の超小型化、低コスト化という要請に応えられないという課題があった。
この課題について、具体的に説明する。
（４−１）図２３に示す従来の電圧制御型水晶発振器１Ｄを構成するＡＴ水晶振動子は、副振動が近接すると温度条件によっては主振動と重なり合って複雑な振動が発生したり、不要なスプリアス（つまり、不要な振動）が発生したりする。また、逓倍回路８２は、主振動に基づいて高調波信号を発生させ、必要な高調波を所定の高周波信号として選択し、周波数の変換を図っている。このとき、不要な高調波は、その周波数帯とそのレベルによって雑音として残ることがある。従って、ＡＴ水晶振動子に起因する不要な振動の結合、不要なスプリアス、および逓倍回路８２で生成される不要な高調波などがジッタの発生要因となり、出力されるクロック信号のジッタを増大させるという課題があった。
（４−２）図２３に示す従来の電圧制御型水晶発振器１Ｄにおいては、逓倍回路８２や差動変換回路８３を必要とするため大型化する虞がある。又、特許文献１の第１図が示すように、電圧制御発振器は、ＳＡＷ共振器２の等価インダクタンスの温度変化を打ち消すために可変容量ダイオード５１やインダクタンス５２等を備えた温度補償用の容量性リアクタンス回路５を新たに必要とする。このため、多くの部品が搭載される結果、電圧制御発振器が大型化してしまうという課題があった。
（４−３）図２４に示す従来のクロック変換器５０ｂにおいても、次のような構成上の課題がある。即ち、電圧制御型ＳＡＷ発振器の出力をＰＬＬ回路の帰還ループ（以下、単に、帰還ループと称する）用出力信号とクロック変換器５０ｂとしての出力信号とを兼用させるため、図示しない負荷回路との相互の影響を軽減するためのバッファ回路５６を必要とする。この結果、上記と同様に、クロック変換器が大型化してしまう虞が生じることになる。又、特許文献２の第１図に示す位相同期回路も、電圧制御発振器１０４の出力信号が帰還ループ用出力信号と位相同期回路としての出力信号を兼用させた構成を採用し、上記のクロック変換器と同様、バッファ回路を必要とする課題がある。
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、
（１）自己に起因する周波数変動を低減し、制御電圧幅の少ない電圧制御型発振器を得ることを目的とする。
（２）高周波発振信号を得るための逓倍回路や差動型変換回路を用いることなく、かつ周波数温度補償のための専用回路を必要としない超小型化、低コスト化が図られた電圧制御型発振器を得ることを目的とする。
（３）発振源に起因する不要な振動の結合やスプリアス及び締倍回路からの不要な高調波をなくして、ジッタの低減が図られた電圧制御型発振器を得ることを目的とする。
（４）周波数変動の少ない電圧制御型発振器を備え、かつ外部にバッファ回路を必要としないクロック変換器を得ることを目的とする。
（５）制御電圧幅が狭くジッタの少ない超小型化、低コスト化が図られたクロック変換器を用いた電子機器、例えば、光ネットワーク通信機器を得ることも目的とする。
本発明の電圧制御型発振器は、外部からの制御電圧により入力信号の位相を所定量ずらした出力信号として出力する電圧制御移相回路と、所定の共振周波数で共振するＳＡＷ共振子と、前記ＳＡＷ共振子からの信号を入力し、所定の周波数のクロック信号として出力するとともに正帰還発振ループ用出力信号を出力するバッファとを備え、前記電圧制御移相回路と、前記ＳＡＷ共振子と、前記バッファとにより前記正帰還発振ループを形成し、前記バッファの伝播遅延時間の温度特性を利用して、前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を所定量回転させ前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正することを特徴とする。
上記構成によれば、周波数温度特性が改善されたＳＡＷ共振子を使用し、さらに、バッファの伝播遅延時間の温度特性を利用して、ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正しているので、従来のＡＴ水晶振動子とほぼ同程度の周波数温度特性を有する電圧制御型発振器が得られるという効果がある。
本発明の電圧制御型発振器は、前記バッファが、前記ＳＡＷ共振子からの信号を増幅して出力する第１の差動増幅器と、前記第１の差動増幅器からの出力信号を入力し、非反転出力端子及び反転出力端子のうち、いずれか一方は前記正帰還発振ループ用出力信号を出力する第２の差動増幅器と、前記第１の差動増幅器からの出力信号を入力し、所定の周波数のクロック信号として出力する第３の差動増幅器とを備え、前記バッファの伝播遅延時間が、前記第１の差動増幅器とこれに接続された前記第２の差動増幅器との間の伝播遅延時間であることを特徴とする。
上記構成によれば、従来のＡＴ水晶振動子とほぼ同程度の周波数温度特性を得られる結果、電圧制御移相回路の制御電圧幅を狭くすることができ、併せて、電源電圧が低電圧化されても必要な周波数可変範囲を容易に補償することができる。又、専用の温度補償回路を新たに設ける必要がないので、発振回路の大規模化が抑制され超小型化、低価格化が図られた電圧制御型発振器が得られる。又、ＡＴカット型水晶振動子の副振動、不要なスプリアスや逓倍回路の高調波が存在しないので、これらに起因したジッタが発生することのない電圧制御型発振器を実現することができるという効果がある。
本発明の電圧制御型発振器は、前記差動増幅器として、ＥＣＬラインレシーバを用いた差動増幅回路であることを特徴とする。
上記構成によれば、集積回路化が容易となるので、その電圧制御型発振器の小型化、低消費電力化を図ることができ、かつ高速で動作させることができるという効果がある。
本発明の電圧制御型発振器は、前記バッファが、前記ＳＡＷ共振子からの信号を増幅して出力する第１の増幅器と、前記第１の増幅器からの出力信号を入力し、前記正帰還発振ループ用出力信号として出力する第２の増幅器と、前記第１の増幅器からの出力信号を入力し、所定の周波数を有するクロック信号として出力する少なくとも１つの第３の増幅器とを備え、前記伝播遅延時間は、前記第１の増幅器とこれに接続された前記第２の増幅器との間の伝播遅延時間であることを特徴とする。
上記構成によれば、従来のＡＴ水晶振動子とほぼ同程度の周波数温度特性が得られる結果、電圧制御移相回路の制御電圧幅を狭くすることができ、併せて、電源電圧が低電圧化されても必要な周波数可変範囲を容易に補償することができる。又、専用の温度補償回路を新たに設ける必要がないので、発振回路の大規模化が抑制され超小型化、低価格化が図られた電圧制御型発振器が得られる。又、ＡＴカット型水晶振動子の副振動、不要なスプリアスや逓倍回路の高調波が存在することがないので、これらに起因してジッタが発生することのない電圧制御型発振器を実現することができる。そして、バッファ内部における第３の増幅器の出力から帰還ループ用出力信号を出力することにより、バッファの外部に外付け用バッファ回路を追加する必要がなくなる。このバッファ回路を不要とする結果、電圧制御型発振器の部品点数が削減され、さらに、超小型化、低価格化を図ることができる。又、第１の増幅器の出力信号をバッファ内部に設けた複数の第３の増幅器に分配することができるので、帰還ループ用出力信号と外部に出力されるクロック信号との間に位相差が生じることがなくなるという効果がある。
本発明の電圧制御型発振器は、前記ＳＡＷ共振子が、オイラー角が（０，１１３°〜１３５°，±（４０°〜４９°））にある面内回転ＳＴカット水晶板を用いることを特徴とする。
上記構成によれば、上記のようにオイラー角を考慮したＳＴカット水晶板を用いたＳＡＷ共振子を採用することにより、従来のＳＡＷ共振子と比べて周波数温度特性が良好な特性を得ることができる。例えば、−５℃において、本発明のＳＡＷ共振子における周波数温度特性は、従来のＳＡＷ共振子の周波数温度特性に比べてほぼ１／２程度にまで改善されるという効果がある。
本発明の電圧制御型発振器は、前記バッファの反転入力端子と前記ＳＡＷ共振子の帰還ループ後段側の端子との間に、前記バッファの非反転入力端子及び反転入力端子の間に所定の電位差を発生させるためのインピーダンス回路と、前記インピーダンス回路と並列に負の温度特性を有するＮＴＣサーミスタとを備えていることを特徴とする。
上記構成によれば、共振回路のＮＴＣサーミスタの高温域における位相を大きく変化させているので、帰還型の電圧制御型ＳＡＷ発振回路の周波数温度特性が改善され、周囲の環境が高温になったとしても、周波数の安定した発振回路が得られるという効果がある。
本発明のクロック変換器は、供給される制御電圧により周波数が変化し、帰還ループ用出力信号を出力する電圧制御型発振器と、前記電圧制御型発振器からの前記帰還ループ用出力信号と外部からの入力信号との位相を比較し、位相差信号を出力する位相比較部と、前記位相差信号を平滑化し前記制御電圧を生成するループフィルタとにより帰還ループを形成し構成されるクロック変換器であって、
前記電圧制御型発振器は、前記制御電圧により入力信号の位相を所定量ずらした出力信号として出力する電圧制御移相回路と、所定の共振周波数で共振するＳＡＷ共振子と、前記ＳＡＷ共振子からの信号を入力し、所定の周波数のクロック信号として出力するとともに正帰還発振ループ用出力信号及び前記帰還ループ用出力信号を出力するバッファとを備え、前記電圧制御移相回路と、前記ＳＡＷ共振子と、前記バッファとにより正帰還発振ループを形成し、前記バッファの伝播遅延時間の温度特性を利用して、前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を所定量回転させ前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正することを特徴とする。
上記構成によれば、ＡＴ水晶振動子を使用した場合とほぼ同程度の周波数温度特性が確保される電圧制御型ＳＡＷ発振器を使用して、狭い制御電圧幅で、市場から要求されているシステム精度を満足するクロック変換器を得ることができる。又、従来の制御電圧幅による周波数可変範囲とした場合多くのマージンが確保される結果、システム側からのシステム精度の拡張という仕様変更に対して容易に応じることができるという効果がある。
本発明のクロック変換器は、前記バッファが、前記ＳＡＷ共振子からの信号を増幅して出力する第１の差動増幅器と、前記第１の差動増幅器からの出力信号を入力し、非反転出力端子及び反転出力端子のうち、いずれか一方は前記帰還ループ用出力信号を出力し、他方は前記正帰還発振ループ用出力信号を出力する第２の差動増幅器と、前記第１の差動増幅器からの出力信号を入力し、所定の周波数のクロック信号として出力する第３の差動増幅器とを備え、前記バッファの伝播遅延時間が、前記第１の差動増幅器とこれに接続された前記第２の差動増幅器との間の伝播遅延時間であることを特徴とする。
上記構成によれば、狭い制御電圧幅で電圧制御型ＳＡＷ発振器の周波数を制御できる結果、電源電圧が低電圧化されても容易に周波数可変範囲を補償して、変換されたクロック信号の周波数偏差を高精度に維持できる。さらに、電圧制御型ＳＡＷ発振器の出力に外付用のバッファ回路を設ける必要がないので、超小型化、低価格化が図られたクロック変換器を得ることができるという効果がある。
本発明のクロック変換器は、前記差動増幅器が、ＥＣＬラインレシーバを用いた差動増幅回路であることを特徴とする。
上記構成によれば、集積回路化が容易となり、小型化、低消費電力化が図られた電圧制御型ＳＡＷ発振器を使用して、高速で動作することのできる小型で安価なクロック変換器が得られるという効果がある。
本発明のクロック変換器は、前記バッファが、前記ＳＡＷ共振子からの信号を増幅して出力する第１の増幅器と、前記第１の増幅器からの出力信号を入力し、前記正帰還発振ループ用出力信号として出力する第２の増幅器と、前記第１の増幅器からの出力信号を入力し、所定の周波数を有し、少なくとも１つのクロック信号を出力するとともに、前記帰還ループ用出力信号を出力する複数の第３の増幅器とを備え、前記伝播遅延時間は、前記第１の増幅器とこれに接続された前記第２の増幅器との間の伝播遅延時間であることを特徴とする。
上記構成によれば、狭い制御電圧幅で電圧制御型ＳＡＷ発振器の周波数を制御できる結果、電源電圧が低電圧化されても容易に周波数可変範囲を補償して、変換されたクロック信号の周波数偏差を高精度に維持できる。又、電圧制御型ＳＡＷ発振器内の出力側に外付け用バッファ回路を設ける必要がなくなるので、部品点数が削減され、超小型化、低価格化を図られたクロック変換器が得られるという効果がある。
本発明のクロック変換器は、前記ＳＡＷ共振子は、オイラー角が（０，１１３°〜１３５°，±（４０°〜４９°））にある面内回転ＳＴカット水晶板を用いることを特徴とする。
上記構成によれば、上記のようにオイラー角を考慮したＳＴカット水晶板を用いたＳＡＷ共振子を採用した電圧制御型ＳＡＷ発振器を使用しているので、周波数温度特性が良好なクロック変換機を得ることができるという効果がある。
本発明のクロック変換器は、前記バッファの反転入力端子と前記ＳＡＷ共振子の帰還ループ後段側の端子との間に、前記バッファの非反転入力端子及び反転入力端子の間に所定の電位差を発生させるためのインピーダンス回路と、前記インピーダンス回路と並列に負の温度特性を有するＮＴＣサーミスタとを備えていることを特徴とする。
上記構成によれば、ＮＴＣサーミスタの高温域における位相を大きく変化させることにより、帰還型の電圧制御型ＳＡＷ発振回路の周波数温度特性が改善され、周囲の環境が高温になったとしても、周波数の安定したクロック変換器が得られるという効果がある。
本発明の電子機器は、上記したクロック変換器を備えたことを特徴とする。
上記構成によれば、狭い制御電圧幅でも周波数可変範囲が補償されて、変換されたクロック信号の周波数偏差を高精度に維持できる。これにより、ジッタの多いクロック信号が入力されても不要なジッタが大幅に削減されたクロック信号により、送受信データとクロック信号間におけるタイミングマージンが確保できる。従って、本発明によるクロック変換器を適用した電子機器、例えば、光トランシーバモジュールにおいて、広い環境温度に渡り、誤動作することなく光ネットワークを介して安定したデータ送受信を行うことができる。併せて、ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正するに際し、専用の温度補償回路を不要とする等の超小型化、低価格化を図った電圧制御型発振器を用いたクロック変換器を備える結果、光トランシーバ用モジュールの小型化、低価格化を実現できるという効果がある。
以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。
まず、実施例１の形態について、説明する。
（１）本実施形態の構成
＜電圧制御型ＳＡＷ発振器の構成＞
図１は、電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）１Ａの構成を示すブロック図である。電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａは、３つの差動増幅器２１，２２，２３を内蔵するバッファ２ａと、所定の共振周波数で共振するＳＡＷ共振子Ｘと、外部からの制御電圧Ｖｃに基づいて発振信号の位相を所定量シフトし、ＳＡＷ共振子Ｘの共振周波数を可変させる電圧制御移相回路３と、インピーダンス回路（Ｚｄ）４とから成り、さらに、ＮＴＣサーミスタ（Ｒｔ）５をインピーダンス回路（Ｚｄ）４に並列に接続した構成を採る。又、少なくとも、発振用差動増幅器（第１の差動増幅器）２１と、帰還バッファ用差動増幅器（第２の差動増幅器）２３と、電圧制御移相回路３と、ＳＡＷ共振子Ｘとにより正帰還発振ループが形成される。
バッファ２ａから出力され、これの外部から基準バイアス電圧ＶBBが、発振用差動増幅器２１の反転入力端子Ｄ２に供給される。
本実施形態は、従来のＳＡＷ共振子の周波数温度特性の改善が図られたＳＡＷ共振子Ｘを用い、併せて、バッファ２ａの伝播遅延時間の温度特性を利用するものである。即ち、この伝播遅延時間の温度特性を利用し、そのＳＡＷ共振子Ｘの周波数温度特性をさらに補正することで、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの周波数温度特性がＡＴ水晶振動子を用いた場合とほぼ同程度の特性を得ることができる。
図２は、ＥＣＬラインレシーバの回路構成を示す回路図である。
前述した３つの差動増幅器２１，２２，２３は、図２に示すＥＣＬラインレシーバ（Ｅｍｉｔｔｅｒ−Ｃｏｕｐｌｅｄ Ｌｏｇｉｃ エミッタ結合論理）を用いた差動増幅回路である。ＥＣＬラインレシーバは、低消費電力であり、かつ高速動作が可能であるので高周波発振器に用いられている。又、図２に示すように、ＳＡＷ共振子Ｘからの共振信号を増幅する差動増幅器２１，２２，２３は、ＥＣＬラインレシーバを用いた差動増幅回路から構成されるので、集積回路化が容易であり、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの小型化を実現することができる。
発振用差動増幅器２１では、ＳＡＷ共振子Ｘからの所定の共振周波数ｆの信号が発振用差動増幅器２１の非反転入力端子Ｄ１に入力される。そして、相互の位相差が１８０度である出力信号が、非反転出力端子Ｑ＋と反転出力端子Ｑ−から出力される。
出力用差動増幅器（第３の差動増幅器）２２は、発振用差動増幅器２１からの出力信号を波形整形し所定の発振周波数、例えば、６２２．０８ＭＨｚのクロック信号Ｆとして出力する。
帰還バッファ用差動増幅器２３はバッファ機能を有する差動増幅器であり、出力端子Ｑ１，Ｑ２のいずれかは正帰還発振ループ用の出力端子として用いられる。
ＥＣＬラインレシーバを用いた帰還バッファ用差動増幅器２３のそれぞれの出力端子Ｑ１，Ｑ２に、図示しないエミッタ終端抵抗がバッファ２ａの外付け用としてそれぞれ接続される。図２には、エミッタ終端抵抗Ｒ６，Ｒ７を出力端子ＯＵＴ−，ＯＵＴ＋のそれぞれに接続した状態が示されている。
図３は、電圧制御移相回路３の具体的な構成を示す回路図である。電圧制御移相回路３は、外部からの制御電圧Ｖｃに基づいて電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの位相条件を満足させるため、帰還バッファ用差動増幅器２３からの出力信号ＳＱ１又はＳＱ２のいずれかを所定の位相量に調整する。
インピーダンス回路（Ｚｄ）４は、発振用差動増幅器２１の反転及び非反転入力端子間に電位差が生じるように、発振用差動増幅器２１の非反転及び反転のそれぞれの入力端子間に接続される。
正帰還発振ループで生成された発振信号は、図１の差動増幅器２１，２２を介して出力端子Ｔ＋，Ｔ−からクロック信号として出力される。
＜帰還バッファ用差動増幅器の出力端子＞
本実施形態は、前述した帰還バッファ用差動増幅器２３の空き端子となっている他の出力端子Ｑ１を正帰還発振ループ用出力以外の用途に用いるというものである。即ち、出力端子Ｑ１を、出力端子ＬＰ０を介して後述するクロック変換器の帰還ループ用出力信号の出力とする。
図１に示すように、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの出力端子ＬＰ０を介して、後述する図１８に示すクロック変換器における帰還ループ用出力信号Ｓが出力される。尚、正帰還発振ループ用出力信号を出力端子Ｑ１から、帰還ループ用出力信号を出力端子Ｑ２からそれぞれ出力させてもよい。
（２）ＳＡＷ共振子の周波数温度特性の改善
次に、従来のＳＡＷ共振子の周波数温度特性の改善が図られたＳＡＷ共振子について説明する。
現在、従来のＡＴ水晶振動子を使った電圧制御型水晶発振器の高周波化に対応するために従来のＳＡＷ共振子を使った電圧制御型ＳＡＷ発振器が普及している。しかし、「発明が解決しようとする課題」で説明したように、従来のＳＡＷ共振子は温度変化に対する周波数変動が大きく、システム精度を補償するための周波数可変範囲のマージンを狭くしている。そこで、これに代えて温度特性の改善を図ったＳＡＷ共振子が実現されている。
本実施形態に用いられるＳＡＷ共振子は、従来のＳＡＷ共振子に比べて温度特性が良くなるようなカット角度でカットした水晶片を用いている。このＳＡＷ共振子は、２次温度係数βが−１．６×１０-8程度となり、従来のＳＡＷ共振子に比べて周波数温度特性が２分の１程度まで改善されている。以下、本実施形態に用いられるＳＡＷ共振子について詳細に説明する。
図４は、本実施形態のＳＡＷ共振子に使用される水晶片の結晶軸に対するカット角度を示す図である。図４に示すように、水晶の結晶軸は、電気軸（Ｘ軸）、機械軸（Ｙ軸）、光軸（Ｚ軸）によって定義される。先ず、オイラー角（φ、θ、ψ）が（０，０，０）の水晶Ｚ板２が、電気軸（Ｘ軸）まわりにθ＝１１３〜１３５度回転させた水晶板１からその結晶軸（Ｘ，Ｙ’，Ｚ’）に沿って切り出される。なお、このようなカット方法をＳＴカットという。このようにＳＴカットされた水晶板１のＺ’軸まわりに、さらにψ＝±（４０〜４９）度回転させ、弾性表面波の伝播方向がこの方向となるように作製された圧電振動子が、Ｚ’軸まわりに面内回転させたＳＴカット型のＳＡＷ共振子Ｘである。
この面内回転によるＳＴカット型のＳＡＷ共振子Ｘは、周波数変化率が小さくて温度特性が極めてよいことが知られており、その温度特性は、変曲点が１１０℃近辺にある３次関数温度特性である。ＳＡＷ共振子Ｘは、この３次関数温度特性において、常温範囲に位置する極大値もしくは極小値温度を頂点温度とし、一次係数項の調整により常温範囲外に位置する変曲点まわりに温度特性を回転させて、頂点温度を常温範囲の最適値に調整するように構成したものである。
すなわち、水晶板を電気軸（Ｘ軸）まわりにθ＝１１３〜１３５度回転させて得られるＳＴカット型の水晶板１を、さらに、Ｚ’軸まわりにψ＝±（４０〜４９）度だけ面内回転させたＳＴカット型の水晶板（水晶片）を設定する。その範囲内で、さらに温度特性が極値を持つ範囲を選定し、この範囲内で面内回転角を調整し、温度特性の極大値もしくは極小値温度を常温範囲の最適値に調整して温度特性を調整する。それを説明したものが図５である。
図５は、本実施形態のＳＡＷ共振子における周波数温度特性を示す図である。図５に示すように、Ｚ’軸まわりに面内回転させたＳＴカット型のＳＡＷ共振子の温度特性は変曲点温度が約１１０℃であり、常用温度範囲は、それより低い温度領域−４０℃〜＋８５℃であるので、変曲点より低い温度領域に位置する極大値を有する特性領域を使用する（図５において四角で囲んだ部分）。３次関数温度特性の場合には変曲点を移動することが困難であるので、一次係数項を調整し、特性線を変曲点まわりに回転させる。
図５に示す実線が基本特性線である場合、その極大値Ｐ１を使用温度範囲Ｔｚの中央に位置するように、特性線を変曲点まわりに回転させて新たに破線で示しているような特性線を得る。これにより、あたかも、使用温度範囲で頂点温度を平行移動したかの如く、極大値温度がＰ１からＰ２に移動し、使用温度範囲において周波数変化率を最小にすることができる。
図６は、ＡＴ水晶振動子、従来のＳＡＷ共振子、および本実施形態のＳＡＷ共振子の周波数温度特性を比較した図である。それぞれの周波数は、ＡＴ水晶振動子が８０ＭＨｚ、従来のＳＡＷ共振子が１２５ＭＨｚ、本実施形態のＳＡＷ共振子が６２５ＭＨｚのものを使用しているが、基本的な周波数温度特性は使用する周波数には依存されない。
（３）伝播遅延時間による周波数温度特性の補正
本項において、前述した本実施形態のＳＡＷ共振子を用い、これの周波数温度特性をさらに補正する方法について説明する。
図６に示したように、本実施形態のＳＡＷ共振子は、従来のＡＴ水晶振動子に比べて周波数の温度特性が劣っている。このため、本実施形態は、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａを構成するバッファ２ａの伝播遅延時間の温度特性を利用してＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正するというものである。
この場合のバッファ２ａの伝播遅延時間とは、図１に示す電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａにおいて、発振用差動増幅器２１とこれに直列に接続される帰還バッファ用差動増幅器２３とで構成され、発振用差動増幅器２１の入力端子Ｄ１（又は、Ｄ２）と帰還バッファ用差動増幅器２３の出力端子Ｑ１（又は、Ｑ２）との端子間での入力信号と出力信号との位相遅れを時間で表わしたものである。
ここで、ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正する方法について説明するに当たり、図３に示す電圧制御移相回路３を構成するコンデンサＣｏの容量値は温度に依存しないものとする。同様に、他の受動素子についても温度依存性はないものとする。又、可変容量ダイオードＣｖの容量値による位相量は温度依存性を有するが、バッファ２ａの伝播遅延時間による位相量と比べて十分小さいので、ここでは、考慮しないものとする。又、ここで説明するＳＡＷ共振子Ｘが、図７に示すような周波数温度特性、即ち、２５℃以上の温度範囲では、正の周波数偏差を持ち、頂点温度が高温域にあるものを基本にして説明する。
図８は、バッファ２ａの伝播遅延時間の温度特性を示し、図８（ａ）は、一例としてのバッファ２ａの伝播遅延時間と温度特性との相関図、図８（ｂ）は、実在する製品のバッファ２ａの伝播遅延時間と温度特性との相関を示す図である。
図８（ａ）によれば、この伝播遅延時間の特性は、温度が高くなるほどその遅延時間が大きくなるという正の温度特性を有している。
電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの発振条件を成立させる位相条件は、その帰還回路の移相量が３６０度であるという点である。即ち、環境温度が高温になり、このときの伝播遅延時間が、常温（２５℃）における値よりも大きくなっても、発振の位相条件は３６０度であることは変わらない。従って、発振用差動増幅器２１と帰還バッファ用差動増幅器２３との間の遅れ位相が大きくなると、ＳＡＷ共振子Ｘの周波数の周期に応じた前述の伝播遅延時間に相当する位相量となるように共振周波数ｆが低下する。
図９は、ＳＡＷ共振子Ｘの位相−周波数特性を示す図である。
今、環境温度が常温（２５℃）Ｔａから高温Ｔｂに推移し、常温におけるＳＡＷ共振子Ｘの共振周波数ｆａは、図７に示すように高い周波数ｆｂ（＝ｆａ＋Δｆ）に変化するものとする。この共振周波数ｆｂへの変化に対して、前述の伝播遅延時間に相当する遅れ位相量により補正されて、図９に示す位相−周波数特性上をｂ点からｃ点の方向に移行し進み位相が小さくなる結果、ＳＡＷ共振子の共振周波数ｆｃに推移することになる。即ち、環境温度が高温に推移しＳＡＷ共振子Ｘの共振周波数が上昇した分をバッファ２ａの伝播遅延時間で補正されて、ＳＡＷ共振子Ｘの共振周波数が低下することになる。
図８（ｂ）は、実在する製品としての、オンセミ社（ＯＮＳＥＭＩ）製の製品名「ＭＣ１００ＥＰ１６ＶＣ」と、アリゾナマイクロテック社（ＡＲＩＺＯＮＡ ＭＩＣＲＯＴＥＣ）製の製品名「ＡＺ１００ＥＬ１６Ｖ０」との、それぞれ任意の製造ロットから抽出した製品のバッファ２ａの伝播遅延時間と温度特性との相関を示している。これらの製品と、これらの製品の属する製造ロットの伝播遅延時間に相当する周波数温度特性を有するＳＡＷ共振子とを組み合わせることで、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの周波数温度特性を補正することが可能となる。
（４）ＮＴＣサーミスタによる周波数温度特性の補正
ＮＴＣサーミスタ（Ｒｔ）５は、図１０にその抵抗値Ｒの温度特性を示すように、温度が高いほど抵抗値が低くなる負の温度特性を有している。なお、この図において、縦軸（抵抗値Ｒ）はＬＯＧスケールである。
図１１は、このインピーダンス回路（Ｚｄ）４のＮＴＣサーミスタ（Ｒｔ）５の抵抗値Ｒを変化させた場合の各々の周波数−伝達位相特性を示す図である。同図に矢印で示すように、周波数−伝達位相特性は、抵抗値Ｒが小さいほど、このインピーダンス回路（Ｚｄ）４の共振周波数ＦＡを中心に左回りに回転したような特性に変化する。言い換えれば、抵抗値Ｒが小さいほど、周波数−伝達位相特性は平坦な特性に近づき、周波数変化に対する位相伝達量の変化が小さくなる。
また、図１２は、このインピーダンス回路（Ｚｄ）４の共振周波数ＦＡより高い任意の周波数Ｆ１（図１１参照）での温度−伝達位相特性を示す図である。図１２に示すように、インピーダンス回路（Ｚｄ）４は、温度が低い場合は温度変化による伝達位相の変化量は小さいのに対し、温度が高い場合は温度変化による伝達位相の変化量が大きくなる。すなわち、このインピーダンス回路（Ｚｄ）４は、周波数が高い領域、具体的には、共振周波数ＦＡより周波数が高い領域では、温度が低い場合に比して、温度が高い場合の伝達位相の変化量が大きい、という特性を有することとなる。
このため、図２６に示したように、従来の電圧制御型ＳＡＷ発振回路では、発振周波数Ｆが高い領域、即ち、制御電圧Ｖｃが大きいときは周波数変化の感度は小さく、発振周波数Ｆが低い領域、即ち、制御電圧Ｖｃが小さいときは周波数変化の感度は大きくなっていたのに対し、本実施形態に係る電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａは、インピーダンス回路（Ｚｄ）４によって周波数が高い領域での伝達位相の変化量を大きくすることができるため、発振周波数Ｆが高い場合でも周波数変化の感度を大きくすることができる。
したがって、図１３に電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの制御電圧Ｖｃ−発振周波数Ｆの特性を示すように、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａは、温度が高くても制御電圧Ｖｃに対する周波数変化の感度を他の温度域の場合とほぼ同じにすることができる。また、上述したように、温度と制御電圧Ｖｃとが一定の場合には、ＮＴＣサーミスタ（Ｒｔ）５の抵抗値Ｒを小さくするほど、周波数変化に対する位相伝達量の変化を小さくできるため（図１１参照）、図１４に電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの発振周波数Ｆの温度特性を示すように、広い温度範囲で発振周波数Ｆの温度変化を低減することができる。特に、図２７に示した従来の温度特性と比較して、高温域での発振周波数下の温度変化を大幅に低減することが可能となる。
以上の記述から明らかなように、本実施形態に係る電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａによれば、ＮＴＣサーミスタ（Ｒｔ）５を並列接続したインピーダンス回路（Ｚｄ）４を用いたことによって、広い温度範囲、特に高温域での制御電圧Ｖｃ−発振周波数Ｆの特性を改善でき、かつ、発振周波数Ｆの温度変化を低減することができる。
以上詳述したように本実施形態によれば、以下の効果が得られる。
（１）本実施形態のＳＡＷ共振子は、図６に示したように、従来のＳＡＷ共振子に比べて温度領域全体で周波数温度特性は改善されている。例えば、−５℃において、ＳＡＷ共振子における周波数温度特性は、従来のＳＡＷ共振子の周波数温度特性に比べてほぼ１／２程度にまで改善されていることが判る。
図１５は、バッファ２ａの伝播遅延時間で補正されたＳＡＷ共振子の周波数温度特性を示す図である。即ち、図１５は、図９に示したＳＡＷ共振子の周波数温度特性曲線（ａ）と、図７で説明した伝播遅延時間の温度特性を利用して補正されたＳＡＷ共振子の周波数温度特性曲線（ｂ）との関係を示している。伝播遅延時間の温度特性を利用することにより、ＳＡＷ共振子の特性曲線（ａ）を、矢印Ｙ１で図示した方向に所定量回転させることによって補正されたＳＡＷ共振子の特性曲線（ｂ）が得られる。さらに、ＮＴＣサーミスタの温度特性を利用することにより、ＳＡＷ共振子の特性曲線（ｂ）を、矢印Ｙ２で図示した方向に周波数可変特性の温度変動を改善させることによって補正されたＳＡＷ共振子の特性曲線（ｃ）が得られる。尚、図１５の曲線（ｄ）は、ＡＴ水晶振動子の周波数温度特性である。図１５から明らかなように、このＡＴ水晶振動子の特性と比較すると、使用温度範囲において、ＳＡＷ共振子の特性曲線（ａ）は、ほぼ同程度まで補正されるということが判る。
本実施形態の電圧制御型ＳＡＷ発振器の周波数温度補償手段として、周波数温度特性が改善されたＳＡＷ共振子を使用し、さらに、差動増幅器から構成されるバッファの伝播遅延時間の温度特性を利用したものである。図１６は、電圧制御型ＳＡＷ発振回路における発振周波数の温度特性の一例を示す図である。この伝播遅延時間の温度特性を利用した結果、図１６に示すように、広い温度範囲で発振周波数Ｆの温度変化を低減することができる。図２５に示した従来のＡＴ水晶振動子とほぼ同程度の周波数温度特性が得られるという効果がある。
（２）また、ＡＴ水晶振動子を使用した場合とほぼ同程度の周波数温度特性が確保され必要な周波数可変範囲を小さくできる結果、電圧制御移相回路の制御電圧幅も小さくすることができる。そして、電源電圧が低電圧化されても、システム仕様を満足させるのに必要な周波数可変範囲を容易に補償することができるという効果が得られる。
（３）ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を、さらに補正するに当たり、増幅器の伝播遅延時間の温度特性を利用しているので、専用の温度補償回路を新たに設ける必要がない。この結果、発振回路の大規模化が抑制され、電圧制御型発振器の超小型化、低価格化を図ることができるという効果がある。
（４）ＳＡＷ共振子を用いることで所望の高周波発振信号が直接得られ、逓倍回路が必要なくなるので、電圧制御型発振器の超小型化、低価格化を図ることができる。
そして、ＳＡＷ共振子はＡＴ水晶振動子のような副振動がないので主振動と結合することがなく、又、不要なスプリアスも存在しない。そして、周波数を逓倍化するための逓倍回路を必要としないので、高調波が発生することもなくなる。従って、ＡＴ水晶振動子の副振動、不要なスプリアスや高調波に起因するジッタが発生することのない電圧制御型発振器を実現することができるという効果が得られる。
さらに、帰還バッファ用差動増幅器は複数の出力端子を備えているので、一方から正帰還発振ループ用出力信号を出力し、空き端子となる他方の出力端子は、例えば、後述するクロック変換器における帰還ループ用出力信号の出力として用いることができる。
次に、実施例２の形態について説明する。
図１７は、本実施形態における電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）１Ｂの構成を示すブロック図である。
図１との差異は、差動増幅器の代わりに入出力が単一型の増幅器を用いる点にある。即ち、発振用増幅器３１の出力に複数の増幅器３２−１〜３２−ｎ，３３を並列接続し、正帰還発振ループを形成する帰還バッファ用増幅器３３、及び、外部に出力するための出力用増幅器３２−１〜３２−ｎとして用いる点にある。
図１７において、バッファ２ｂは、図１に示す差動増幅器の代わりに入出力が単一型の増幅器３１，３２−１〜３２−ｎ，３３を用い、発振用増幅器（第１の増幅器）３１の出力段に複数の増幅器３２−１〜３２−ｎ，帰還バッファ用増幅器（第２の増幅器）３２を並列に接続している。そして、発振用増幅器３１，帰還バッファ用増幅器３３，電圧制御移相回路３及びＳＡＷ共振子Ｘとによって正帰還発振ループを形成する。又、複数の増幅器（第３の増幅器）３２−１〜３２−ｎのうちいずれか１つの増幅器３２−ｍ（ｍ＝１〜ｎ）は帰還ループを構成し、この増幅器３２−ｍを除いた増幅器３２−１〜３２−ｎは外部へクロック信号を出力するための出力用増幅器を構成する。
尚、この場合のバッファ２ｂの伝播遅延時間とは、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ｂにおいて、発振用増幅器３１とこれに直列に接続される帰還バッファ用増幅器３３との間の位相遅れを時間で表わしたものである点は、実施例１の形態と同じである。これらの点以外は、実施例１の形態と同一であるので、同一ブロックには同一符号を付してその詳細な説明は省略する。
以上詳述したように本実施形態によれば、以下の効果が得られる。
上述した実施例１の形態と同様な効果が得られるとともに、次のような効果が得られる。
本実施形態によれば、図１７に示すように、単一型の増幅器からなる発振用増幅器３１の出力が、バッファ２ｂの内部に設けた複数の出力用増幅器によって分岐される。そして、いずれか１つの出力用増幅器より帰還ループ用出力信号を出力し、これを除いた複数の出力用増幅器からクロック信号を出力している。このような出力の仕方により、電圧制御型発振器の外部に余分なバッファ回路を追加する必要がないという効果が得られる。
又、従来の電圧制御型ＳＡＷ発振器のようにバッファの外部にバッファ回路を設けると、クロック信号を出力するための出力用増幅器と外部に設けたバッファ回路との間を接続する配線により、それぞれの信号が相互に干渉しあう虞がある。又、バッファからの帰還ループ用出力信号とバッファ回路から出力されるクロック信号との間に位相差が生じてしまうことがある。これらの場合、本実施形態によれば、バッファ内部において、発振用増幅器３１の出力信号を複数の出力用増幅器へ分配することができる。従って、出力用増幅器から出力されるクロック信号と帰還バッファ用増幅器３３から出力される信号と、例えば、後述するクロック変換器の帰還ループ用として用いる出力信号との間に位相差が生じることはなくなる。
次に、実施例３の形態について、説明する。
図１８は、本実施形態におけるクロック変換器の構成を示すブロック図である。
本実施形態では、実施例１の形態で説明した電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａを適用したクロック変換器について説明する。このクロック変換器の特徴は、周波数温度特性の改善を図ったＳＡＷ共振子Ｘを用いた電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの帰還ループ用出力端子ＬＰ０を用いて、帰還ループを形成する点にある。即ち、図１に示す電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａを構成する帰還バッファ用差動増幅器２３における複数の出力信号のうちいずれかを、帰還ループ用出力信号とする点にある。
図１８に示すクロック変換器５０ａは、位相比較部５５と、ループフィルタ（ＬＰＦ）５３と、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａとによって構成されている。また、位相比較部５５は、入力分周回路（分周比：１／Ｐ）５１と、位相比較回路（ＰＤ）５２と、帰還分周回路（分周比：１／Ｎ）５４とにより構成されている。位相比較部５５は、通常、集積回路（ＩＣ）化されている。
このような構成において、例えば、クロック変換器５０ａに１５５．５２ＭＨｚで入力されたクロック信号Ｆ１は、６２２．０８ＭＨｚのクロック信号Ｆ２に周波数変換されて出力される。
電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａは、実施例１の形態で説明したＳＡＷ共振子を用いた発振器である。クロック変換器５０ａの帰還ループ用出力信号Ｓとして、この電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの帰還バッファ用差動増幅器２３の出力端子Ｑ１からの出力信号を使用している。この結果、従来、電圧制御型ＳＡＷ発振器の出力信号を使用した場合と比べて、これに接続する図示しない負荷回路との相互の影響をなくすことができる。
ループフィルタ５３は、位相比較回路５２の差動動作によって発生したノイズを除去（位相差信号を平滑化）して、制御電圧Ｖｃを電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの電圧制御移相回路３に供給する。尚、入力分周回路（分周比：１／Ｐ）５１は、入力側のクロック信号を分周して位相比較回路５２へ入力するための分周器である。帰還分周回路（分周比：１／Ｎ）５４は、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの帰還ループ用出力端子ＬＰ０からの帰還ループ用出力信号Ｓを分周して位相比較回路５２に供給するための分周器である。
以上詳述したように本実施形態によれば、以下の効果が得られる。
（１）本実施形態のクロック変換器５０ａは、周波数温度特性が改善されたＳＡＷ共振子Ｘを用い、これの周波数温度特性を補正した電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａを備えている。図１９は、電圧制御型ＳＡＷ発振回路を適用したクロック変換器における発振周波数の温度特性の一例を示す図である。即ち、図１９に示すように、広い温度範囲で発振周波数Ｆの温度変化を低減することができる。図２５に示した従来のＡＴ水晶振動子を使用した場合とほぼ同程度の周波数温度特性が確保される結果、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａに対する狭い制御電圧幅で、市場から要求されているシステム精度を満足させることができるという効果が得られる。
（２）従来の制御電圧幅による周波数可変範囲とした場合は多くのマージンが確保される結果、システム側からのシステム精度の拡張という仕様変更に対して容易に応じることができるという効果が得られる。
（３）狭い制御電圧幅で電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａの周波数可変範囲を制御できるので、この制御電圧を生成するループフィルタ５３の構成を簡易にできる。併せて、狭い制御電圧幅で周波数を制御できる結果、電源電圧が低電圧化されても必要な周波数可変範囲を容易に補償でき、かつ、変換されたクロック信号の周波数偏差を高精度に維持できるという効果が得られる。
（４）ジッタが大幅に低減され、かつ、専用の温度補償回路等を不要とする電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａを使用しているので、自己に起因するジッタの少ない超小型化、低価格化が図られたクロック変換器５０ａを実現できるという効果が得られる。
（５）本実施形態のクロック変換器５０ａは、電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａが備える帰還ループ用出力端子ＬＰ０を用いて、帰還ループを形成している。即ち、実施例１の形態で説明した帰還バッファ用差動増幅器２３は複数の出力端子を備えているので、空き端子となる他方の出力端子Ｑ１は、帰還ループ用出力信号ＳＱ１の出力として用いることができる。外部に出力される帰還ループ用出力信号ＳＱ１は、外付のバッファ回路を接続することなく外部回路と直接接続できる、という効果が得られる。
（６）帰還ループ用出力端子ＬＰ０を用いた結果、従来のような電圧制御型ＳＡＷ発振器の出力に外付け用のバッファ回路が不要となるので、クロック変換器５０ａの超小型化、低価格化を図ることができるという効果が得られる。
（７）クロック変換器５０ａに使用する電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａを、実施例２の形態による単一型の増幅器を用いた電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ｂに置き代えても、上記した効果と同様の効果を奏する。
次に、実施例４の形態について、説明する。
本実施形態として、上記した実施例３の形態によるクロック変換器を電子機器に適用した場合について説明する。
本実施形態のクロック変換器は、たとえば、１０Ｇｂｉｔ／ｓの光インタフェースにおける光トランシーバ用モジュールなどの電子機器にも応用することができる。
図２０は、実施例３の形態によるクロック変換器を用いた１０Ｇｂｉｔ／ｓの光インタフェースにおける光トランシーバ用モジュールの構成を示すブロック図である。光ネットワーク向けの光トランシーバ用モジュール７０は、例えば、サーバ用コンピュータと光ネットワークとの間で、光／電気変換及び電気／光変換と多重化及び分離化のためのインタフェース機能を実現するモジュールである。この光トランシーバ用モジュール７０は、クロック変換器５０ａで生成された高周波のクロック信号を多重化部（ＭＵＸ）７１の基準クロック信号として供給する。
各ブロックはそれぞれ次のような機能を備えている。
多重化部７１は、下位のシステムから受信した複数の送信低速データ（ＴｘＤＡＴＡ×Ｎ）を多重化する。ここで、Ｎは整数であって、例えば、Ｎ＝１６である。電気／光変換部（ＴｘＥ−Ｏ）７２は電気信号を光信号（ＯＰＯＵＴ）に変換して光伝送路に送出し、光／電気変換部（ＲｘＯ−Ｅ）７５は光伝送路から受信した光信号（ＯＰＩＮ）を電気信号に変換する。多重分離化部（ＤｅＭＵＸ／ＣＤＲ）７４は、光／電気変換部７５によって電気信号に変換された受信データを複数の受信低速データ（ＲｘＤＡＴＡ×Ｎ）に分離する。クロック変換器５０ａは、低周波のクロック信号を高周波数の基準クロック信号に変換して、多重化部７１へ供給する。選択部７６は、低周波数の外部クロック信号（ＴｘＲＥＦ）または多重分離化部７４からのクロック信号ＲＣＬＫのいずれかを選択してクロック変換器５０ａへ供給する。
次に、光トランシーバ用モジュール７０の動作について説明する。クロック変換器５０ａは、選択部７６によって選択された低周波数の外部クロック信号（ＴｘＲＥＦ）を高周波数のクロック信号ＨＣＬＫに変換する。例えば、選択部７６が６４ＫＨｚ〜１５５．５２ＭＨｚの低周波数の外部クロック信号（ＴｘＲＥＦ）を選択してクロック変換器５０ａへ供給すると、クロック変換器５０ａは、６００ＭＨｚ帯の６２２．０８ＭＨｚの高周波数のクロック信号ＨＣＬＫに変換して多重化部７１へ供給する。これによって、電気／光変換部７２において６２２．０８ＭＨｚの電気信号が光信号（ＯＰＯＵＴ）に変換されて光伝送路へ送出される。
また、多重分離化部７４は、ＣＤＲ（Ｃｌｏｃｋ ａｎｄ Ｄａｔａ Ｒｅｃｏｖｅｒｙ）機能により、光／電気変換部７５から受信した光信号（ＯＰＩＮ）のデータから高周波数のクロック信号ＲＣＬＫを抽出する。選択部７６が、この抽出したクロック信号ＲＣＬＫを選択した場合は、クロック変換器５０ａでジッタが多く含まれたクロック信号ＲＣＬＫのジッタが低減され、ジッタの少ない高周波数のクロック信号ＨＣＬＫが多重化部７１へ供給される。図２１は、実施例３の形態のクロック変換器を適用した１０Ｇｂｉｔ／ｓの光トランシーバ用モジュールの構成における発振周波数の温度特性の一例を示す図である。この伝播遅延時間の温度特性を利用した結果、図２１に示すように、広い温度範囲で発振周波数Ｆの温度変化を低減することができる。
以上説明したように、図２５に示した従来のＡＴ水晶振動子の場合と同程度の周波数温度特性が確保される電圧制御型ＳＡＷ発振器１Ａを適用したクロック変換器５０ａを光トランシーバ用モジュール７０に用いている。
以上詳述したように本実施形態によれば、以下の効果が得られる。
（１）ジッタの多く含んだクロック信号ＲＣＬＫを入力しても、クロック変換器５０ａは、狭い制御電圧幅で周波数可変範囲が補償されて、変換されたクロック信号の周波数偏差を高精度に維持できるので、非常にジッタの少ない高周波数のクロック信号ＨＣＬＫを生成して多重化部７１へ供給することができる。
又、このようなジッタの少ないクロック信号ＨＣＬＫが多重化部７１へ供給されることにより、多重化部７１において多重化する送信低速データ（ＴｘＤＡＴＡ×Ｎ）とクロック信号ＨＣＬＫとの間におけるタイミングマージンが確保される。この結果、多重化部７１の送信データの誤動作を防止することができると共に、動画像のような大量のデータが伝送できる１０Ｇｂｉｔ／ｓに代表される高速ネットワークシステムにおいて、安定した動作を容易に確保できる、という効果が得られる。
（２）ＳＡＷ共振子Ｘの周波数温度特性を補正するに際し、増幅器の伝播遅延時間の温度特性を利用して専用の温度補償回路を不要とする等、超小型化、低価格化を図った電圧制御型発振器を採用したクロック変換器５０ａを備えている。この結果、光トランシーバ用モジュールの小型化、低価格化を実現できるという効果が得られる。
（変形例）
本願発明は、上述した実施形態に限らず種々の態様で実施することができる。例えば、以下のような変形実施が可能である。
＜第１変形例＞
上記した実施形態の増幅器は、バイポーラトランジスタを使用して構成した実施例を示し説明したが、トランジスタの種類が異なるＭＯＳトランジスタにより構成してもよい。
＜第２変形例＞
又、電圧制御型発振器をネットワーク用の光トランシーバ用モジュールに用いるクロック変換器５０ａに応用する場合について説明したが、発振回路、特に高周波発振回路を必要とする携帯電話などの無線通信機器など各種電子機器に適用することが可能である。
＜第３変形例＞
水晶振動子、セラミック振動子やＳＡＷ共振子等の圧電振動子を構成する圧電材料について、水晶の他、他の圧電材料としてランガサイトや四ほう酸リチウムを用いた構成としてもよい。
＜第４変形例＞
実施例１の（３）項で説明した周波数温度特性の補正は、バッファの伝播遅延時間の温度特性を利用するというものであり、周波数温度特性の改善が図られたＳＡＷ共振子だけでなく、従来のＳＡＷ共振子にも適用できる。
本実施例１の形態における電圧制御型ＳＡＷ発振器の構成を示すブロック図。 ＥＣＬラインレシーバの回路構成を示す回路図。 電圧制御移相回路の構成を示す回路図。 ＳＡＷ共振子に使用される水晶片の結晶軸に対するカット角度を示す図。 ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を示す図である。 ＳＡＷ共振子の周波数温度特性をＡＴ水晶振動子及び従来のＳＡＷ共振子の場合と比較した図。 バッファの伝播遅延時間の温度特性を示す特性図。 ＳＡＷ共振子の位相−周波数特性を示す図。図８（ａ）は、一例としてのバッファ２ａの伝播遅延時間と温度特性との相関図。図８（ｂ）は、実在する製品のバッファ２ａの伝播遅延時間と温度特性との相関を示す図。 ＳＡＷ共振子の周波数温度特性の一例を示す図。 ＮＴＣサーミスタの抵抗値の温度特性を表わす図。 ＮＴＣサーミスタを並列に接続したときのタンク回路の周波数対伝達位相特性を示す図。 ＮＴＣサーミスタを並列に接続したときのタンク回路における伝達位相の温度特性を示す図。 電圧制御型ＳＡＷ発振回路において、温度を可変したときの制御電圧対発振周波数を示す図。 電圧制御型ＳＡＷ発振回路における発振周波数の温度特性を示す図。 バッファの伝播遅延時間の温度特性により補正されたＳＡＷ共振子の周波数温度特性を示す図。 電圧制御型ＳＡＷ発振回路における発振周波数の温度特性の一例を示す図。 本実施例２の形態における電圧制御型ＳＡＷ発振器の構成を示すブロック図。 本実施例３の形態における、実施例１の形態の電圧制御型ＳＡＷ発振器を適用したクロック変換器の構成を示すブロック図。 電圧制御型ＳＡＷ発振回路を適用したクロック変換器における発振周波数の温度特性の一例を示す図。 本実施例４の形態における、実施例３の形態のクロック変換器を適用した１０Ｇｂｉｔ／ｓの光トランシーバ用モジュールの構成を示すブロック図。 実施例３の形態のクロック変換器を適用した１０Ｇｂｉｔ／ｓの光トランシーバ用モジュールの構成における発振周波数の温度特性の一例を示す図。 従来の一般的に用いられるコルピッツ型の電圧制御型発振器の構成を示す回路図。 従来の一般的に用いられる電圧制御型水晶発振器の構成を示すブロック図。 従来の電圧制御型発振器を用いた従来のクロック変換器の構成を示すブロック図。 ＡＴ水晶振動子と従来のＳＡＷ共振子の周波数温度特性を示す図。 従来の電圧制御型ＳＡＷ発振回路において、正帰還発振ループ内の位相の変化に対する周波数変動の感度を表わす図。 従来の電圧制御型ＳＡＷ発振器の発振周波数Ｆの温度特性を示す特性曲線図。
符号の説明
１Ａ，１Ｂ…電圧制御型ＳＡＷ発振器（ＶＣＳＯ）（電圧制御型発振器）、２ａ，２ｂ…バッファ、３…電圧制御移相回路、４…インピーダンス回路（Ｚｄ）、５…ＮＴＣサーミスタ（Ｒｔ）、Ｘ…ＳＡＷ共振子、２１…発振用差動増幅器（第１の差動増幅器）、２２…出力用差動増幅器（第３の差動増幅器）、２３…帰還バッファ用差動増幅器（第２の差動増幅器）、３１…発振用増幅器（第１の増幅器）、３２−１〜３２−ｎ…増幅器（第３の増幅器）、３３…帰還バッファ用増幅器（第２の増幅器）、５０ａ…クロック変換器、５１…入力分周回路（分周比：１／Ｐ）、５２…位相比較回路（ＰＤ）、５３…ループフィルタ（ＬＦ）、５４…帰還分周回路（分周比：１／Ｎ）、５５…位相比較部、７０…光トランシーバ用モジュール、７１…多重化部（ＭＵＸ）、７２…電気／光変換部（ＴｘＥ−Ｏ）、７４…多重分離化部（ＤｅＭＵＸ／ＣＤＲ）、７５…光／電気変換部（ＲｘＯ−Ｅ）、７６…選択部。

Claims (13)

  1. 外部からの制御電圧により入力信号の位相を所定量ずらした出力信号として出力する電圧制御移相回路と、所定の共振周波数で共振するＳＡＷ共振子と、前記ＳＡＷ共振子からの信号を入力し、所定の周波数のクロック信号として出力するとともに正帰還発振ループ用出力信号を出力するバッファとを備え、
    前記電圧制御移相回路と、前記ＳＡＷ共振子と、前記バッファとにより前記正帰還発振ループを形成し、前記バッファの伝播遅延時間の温度特性を利用して、前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を所定量回転させ前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正することを特徴とする電圧制御型発振器。
  2. 前記バッファは、前記ＳＡＷ共振子からの信号を増幅して出力する第１の差動増幅器と、前記第１の差動増幅器からの出力信号を入力し、非反転出力端子及び反転出力端子のうち、いずれか一方は前記正帰還発振ループ用出力信号を出力する第２の差動増幅器と、前記第１の差動増幅器からの出力信号を入力し、所定の周波数のクロック信号として出力する第３の差動増幅器とを備え、
    前記バッファの伝播遅延時間が、前記第１の差動増幅器とこれに接続された前記第２の差動増幅器との間の伝播遅延時間であることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御型発振器。
  3. 前記差動増幅器は、ＥＣＬラインレシーバを用いた差動増幅回路であることを特徴とする請求項２に記載の電圧制御型発振器。
  4. 前記バッファは、前記ＳＡＷ共振子からの信号を増幅して出力する第１の増幅器と、前記第１の増幅器からの出力信号を入力し、前記正帰還発振ループ用出力信号として出力する第２の増幅器と、前記第１の増幅器からの出力信号を入力し、所定の周波数を有するクロック信号として出力する少なくとも１つの第３の増幅器とを備え、
    前記伝播遅延時間は、前記第１の増幅器とこれに接続された前記第２の増幅器との間の伝播遅延時間であることを特徴とする請求項１に記載の電圧制御型発振器。
  5. 前記ＳＡＷ共振子は、オイラー角が（０，１１３°〜１３５°，±（４０°〜４９°））にある面内回転ＳＴカット水晶板を用いることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか一項に記載の電圧制御型発振器。
  6. 前記バッファの反転入力端子と前記ＳＡＷ共振子の帰還ループ後段側の端子との間に、前記バッファの非反転入力端子及び反転入力端子の間に所定の電位差を発生させるためのインピーダンス回路と、前記インピーダンス回路と並列に負の温度特性を有するＮＴＣサーミスタとを備えていることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか一項に記載の電圧制御型発振器。
  7. 供給される制御電圧により周波数が変化し、帰還ループ用出力信号を出力する電圧制御型発振器と、前記電圧制御型発振器からの前記帰還ループ用出力信号と外部からの入力信号との位相を比較し、位相差信号を出力する位相比較部と、前記位相差信号を平滑化し前記制御電圧を生成するループフィルタとにより帰還ループを形成し構成されるクロック変換器であって、
    前記電圧制御型発振器は、前記制御電圧により入力信号の位相を所定量ずらした出力信号として出力する電圧制御移相回路と、所定の共振周波数で共振するＳＡＷ共振子と、前記ＳＡＷ共振子からの信号を入力し、所定の周波数のクロック信号として出力するとともに正帰還発振ループ用出力信号及び前記帰還ループ用出力信号を出力するバッファとを備え、
    前記電圧制御移相回路と、前記ＳＡＷ共振子と、前記バッファとにより正帰還発振ループを形成し、前記バッファの伝播遅延時間の温度特性を利用して、前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を所定量回転させ前記ＳＡＷ共振子の周波数温度特性を補正することを特徴とするクロック変換器。
  8. 前記バッファは、前記ＳＡＷ共振子からの信号を増幅して出力する第１の差動増幅器と、前記第１の差動増幅器からの出力信号を入力し、非反転出力端子及び反転出力端子のうち、いずれか一方は前記帰還ループ用出力信号を出力し、他方は前記正帰還発振ループ用出力信号を出力する第２の差動増幅器と、前記第１の差動増幅器からの出力信号を入力し、所定の周波数のクロック信号として出力する第３の差動増幅器とを備え、
    前記バッファの伝播遅延時間が、前記第１の差動増幅器とこれに接続された前記第２の差動増幅器との間の伝播遅延時間であることを特徴とする請求項７に記載のクロック変換器。
  9. 前記差動増幅器は、ＥＣＬラインレシーバを用いた差動増幅回路であることを特徴とする請求項８に記載のクロック変換器。
  10. 前記バッファは、前記ＳＡＷ共振子からの信号を増幅して出力する第１の増幅器と、前記第１の増幅器からの出力信号を入力し、前記正帰還発振ループ用出力信号として出力する第２の増幅器と、前記第１の増幅器からの出力信号を入力し、所定の周波数を有し、少なくとも１つのクロック信号を出力するとともに、前記帰還ループ用出力信号を出力する複数の第３の増幅器とを備え、
    前記伝播遅延時間は、前記第１の増幅器とこれに接続された前記第２の増幅器との間の伝播遅延時間であることを特徴とする請求項７に記載のクロック変換器。
  11. 前記ＳＡＷ共振子は、オイラー角が（０，１１３°〜１３５°，±（４０°〜４９°））にある面内回転ＳＴカット水晶板を用いることを特徴とする請求項７乃至請求項１０のいずれか一項に記載のクロック変換器。
  12. 前記バッファの反転入力端子と前記ＳＡＷ共振子の帰還ループ後段側の端子との間に、前記バッファの非反転入力端子及び反転入力端子の間に所定の電位差を発生させるためのインピーダンス回路と、前記インピーダンス回路と並列に負の温度特性を有するＮＴＣサーミスタとを備えていることを特徴とする請求項７乃至請求項１１のいずれか一項に記載のクロック変換器。
  13. 請求項７乃至請求項１２のいずれか一項に記載のクロック変換器を備えたことを特徴とする電子機器。
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