JP4920421B2 - 集積型低ノイズ・マイクロ波広帯域プッシュプッシュ電圧制御発振器 - Google Patents

集積型低ノイズ・マイクロ波広帯域プッシュプッシュ電圧制御発振器 Download PDF

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Description

電圧制御発振器（voltage controlled oscillator：ＶＣＯ）または発振器は、ＤＣ電圧を高周波（ＲＦ）電圧または信号に変換するために使用することができるコンポーネントである。一般に、ＶＣＯは与えられた同調電圧（あるいは制御電圧）に対応する特定の周波数‘ｆ’の発振信号を作り出すよう設計される。発振信号の周波数は、共振器回路を跨いで同調ダイオード（あるいは可変容量ダイオード）回路網（tuning diode network）に印加される同調電圧Ｖtuneの大きさに依存する。周波数‘ｆ’はｆminからｆmaxまで変動する場合があり、これらの限界（上限と下限）はＶＣＯの同調レンジまたは帯域幅と呼ばれる。ＶＣＯの同調感度は同調電圧に対する周波数の変化として定義され、小さな同調電圧レンジで広い周波数レンジにわたってＶＣＯを調整（tune）することが望ましい。
高周波信号は、基本周波数で動作する発振器または高調波発振器によって生成可能である。基本周波数で動作する発振器は、一般的には、高い動作周波数において、低いＱ因子、不十分な装置利得およびより高い位相ノイズに悩まされる。これとは対照的に、高調波発振器は、より低い周波数で稼働でき、一般に、高いＱ因子、高い装置利得および低い位相ノイズを含む。しかしながら、高調波発振器は、一般により高コストであり、それらの運用利益を実現するため一般的にＹＩＧ共振器を利用する。
カスケード構造および並列構造は、高調波発振器に関して知られる２つの構成（configuration）である。カスケード構造は、周波数ダブリングに基づく第２高調波発振をサポートする。一方、並列構造は、結合発振器アプローチに基づく第Ｎ（Ｎ次）高調波発振（第Ｎ高調波発振器としてのＮプッシュ／プッシュプッシュ発振器トポロジー）をサポートする。周波数ダブラー（doubler）およびアップコンバージョンの他の手段は、より低い周波数で動作する発振器から高周波信号を生成するための現実的かつ迅速なソリューションを提供する場合があるが、しかしそれらは歪み（distortion）をもたらすとともに乏しい位相ノイズ性能しか実現しないこともある。
電圧制御発振器（voltage controlled oscillator：ＶＣＯ）からの出力信号の大きさはＶＣＯ回路デザインに依存し、動作周波数は入力信号を提供する共振器によって決まる。クロック発生クロック再生回路（clock generation and clock recovery circuits）は、一般的には位相ロックループ（phase locked loop：ＰＬＬ）内にあるＶＣＯを使用して外部参照（external reference）または受信データストリーム（incoming data stream）のどちらか一方からクロックを発生する。従って、ＶＣＯはＰＬＬの性能にとって多くの場合に重要である。また、ＰＬＬは一般に通信ネットワーク構築において不可欠なコンポーネントであるとみなされる。というのは、発生したクロック信号は、一般的には、基本的なサービス情報がその意図した目的に使用できるように、その情報を伝送または再生（リカバリ）するために使用されることができるからである。ＰＬＬは通信を運ぶ搬送波周波数に通信機器が迅速にロックオン（lock-on）することを可能にするので、ＰＬＬは無線ネットワークにおいて特に重要である。
移動携帯電話機の人気は、無線アーキテクチャに対する関心を新たにし、更なる注意を喚起してきた。この人気は更に低ノイズ広帯域発振器のデザインに対する新たな関心を呼び起こしている。ＵＭＴＳ（universal mobile telephone systems）を使用するセルラ携帯電話機および基地局の新たなファミリーの最近の爆発的な成長は同調レンジがかなり広い超低ノイズ発振器の必要性を呼び起こしている。広帯域ソースの需要は、無線通信の爆発的な成長のおかげで一般に将来にわたって増大しつつある。特に、最新通信システムは、一般的にマルチバンド・マルチモードであり、それゆえ、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００およびＷＣＤＭＡ（wideband code division multiple access）ネットワークへの単一の広帯域ＶＣＯによる同時アクセスを好ましくは可能にする広帯域低ノイズのソースが必要である。
ＶＣＯの動的動作レンジおよびノイズ性能は、ＰＬＬそれ自体の性能を制限しまたはそれに影響を与え、ひいてはＰＬＬが利用される装置、例えばＲＦ送受信機、セルラフォン、モデムカードなどの性能を制限しまたはそれに影響を与える場合がある。ＶＣＯの広帯域周波数選択性（あるいは同調性）は、ＶＣＯのデザインにおけるより基本的なトレードオフ（tradeoffs）の１つを代表し、使用される技術およびトポロジーの両方に影響を与える。同調ダイオードのノイズの寄与のみならず、共振器の動的時間平均クオリティ因子（すなわちＱ因子）は、ＶＣＯのノイズ性能に影響を与える。さらに、動的負荷Ｑ因子は、一般にＶＣＯの動作周波数レンジに逆比例する。
ＶＣＯ技術の継続的な改良にもかかわらず、低位相ノイズは相変わらすボトルネックのままであり、ＲＦ送受信機（送信機・受信機）デザインに難題をもたらしている。加えて、発振器／ＶＣＯデザインは一般的にＲＦ送受信機システムに難題をもたらしている。これは一般的に、例えば低位相ノイズ、低電力消費および広い周波数同調レンジといったＶＣＯデザインのより多くの要求パラメータによるものだと考えられている。
ＬＣ共振器ベースのＶＣＯにおいて、位相ノイズと電力消費は、一般的に、バラクタ（varactor）を一般的に利用する、共振器回路の時間平均負荷Ｑ因子と、同調回路網に付随した非線形性とに主に依存する。周波数同調レンジは同調回路網に付随するバラクタ（varactor）およびパラシチック（parasitic）の有効容量性同調比（usable capacitive tuning ratio）で決まる。というのは、パラシチックは高い周波数でバラクタの有効な同調能力を劣化させ制限するからである。同調回路網（例えばバラクタおよび共振器）の損失抵抗はクオリティ（Ｑ）因子を決定し、抵抗性挙動に特別な注意が払われる。結合共振器回路が同調ダイオードを使って調整されることが可能な周波数レンジは、同調ダイオードの有効な容量比と、回路に存在する並列および直列容量とに依存する。
無線通信の周波数がより高い周波数帯域にシフトすればするほど、比較的低コストで、超低ノイズ、広帯域、熱的に安定、かつコンパクトな信号源を生み出すことは、能動素子の周波数制限および同調ダイオードのブロードバンド周波数選択性によって、ますます難しいものとなる。そのため過去において、広い同調レンジと良好な位相ノイズ性能は、広帯域動作レンジにわたって共振器のループパラメータおよび動的負荷Ｑ値を制御する問題のために、相反する要請であると一般に見なされていた。
一般的に、マイクロストリップライン共振器ベースの広帯域ＶＣＯの位相ノイズは、１５Ｖ（ボルト）４５ｍＡ（ミリアンペア）で動作する１６００乃至３２００ＭＨｚ（メガヘルツ）の周波数帯域に対して−８０ｄＢｃ／Ｈｚ＠１０ｋＨｚ（キロヘルツ）である。ＹＩＧ型共振器ベースのＶＣＯは外部ＤＣ磁場で広帯域周波数選択性を実現するが、高価である。加えて、ＹＩＧ共振器ベースのＶＣＯはチップ形態への組み込みに適していない。
このため、周波数レンジＬ（０．９５ＧＨｚ乃至１．５ＧＨｚ）、Ｓ（１．７ＧＨｚ乃至２．３ＧＨｚ）、およびＣ（４ＧＨｚ乃至６ＧＨｚ）においてＹＩＧ共振器ベースの広帯域ＶＣＯに代わるコスト効率の高い好ましくはオクターブ帯域周波数選択性を有する広帯域発振器が必要とされている。
上記課題を解決するため本発明の１つの態様として、集積回路への組み込みに適したコンパクトサイズの広帯域周波数選択性をサポートするトポロジーが提供される。
別の態様として、本発明は、第１と第２と第３の端子を有する第１の装置と、第１と第２と第３の端子を有する第２の装置とを好ましくは含む発振器である。本発明の斯かる態様によれば、当該発振器は、好ましくは、発振器回路に結合されており前記第１と第２の装置の間に生じる位相誤差（phase error）を動的に補償する働きをする位相比較器（phase detector）を含む。
さらに本発明の斯かる態様によれば、当該発振器は、周波数可変結合共振器回路網（tunable coupled resonator networks）が同調電圧回路網（tuning voltage network）を介して前記装置のそれぞれの第１の端子に結合されて成る回路を更に含む。前記同調電圧回路網の電圧は、好ましくは、当該電圧制御発振器の出力信号を少なくとも１オクターブの周波数帯域にわたって調整するために調節できるようになっている。
さらに本発明の斯かる態様によれば、当該発振器は、前記第１と第２の装置のそれぞれの第１および第２の端子の間に結合されたバイアス回路網を更に含む。
なおさらに本発明の斯かる態様によれば、当該発振器は、望ましくは、前記装置のそれぞれの第２の端子の間に結合されており、それぞれの第２の端子に存在する信号を合成（combine）して基本周波数の２倍の動作周波数レンジにわたって調整可能な出力信号にする動的に調整されるコンバイナ回路網（combiner network）を更に含む。
前記第１および第２の装置は、バイポーラトランジスタまたは電界効果型トランジスタをそれぞれ含みうる。一般に、前記第１および第２の装置は、３つの端子を有し任意の２つの端子の間に１８０°位相シフトを提供する任意の能動装置により構成されていてもよい。
さらに本発明の斯かる態様によれば、当該発振器は、望ましくは集積回路の回路パッケージに実装される。
別の態様として、本発明は発振器である。当該発振器は、プッシュプッシュ構成（push-push configuration）になっている第１と第２の発振器と、前記第１および第２の発振器に結合されており、前記第１と第２の発振器から出力される発振信号の基本周波数を動的に調節するための第１と第２の同調ダイオード回路網とを含む。当該発振器は、望ましくは、前記第１と第２の同調ダイオード回路網と一体化されており、広帯域動作中に各発振器の間に生じる位相誤差を動的に補償するための位相比較器を更に含む。
本発明の斯かる態様によれば、前記同調回路網の電圧は、望ましくは、各出力信号の基本周波数の周波数を１オクターブの周波数帯域にわたって調整するために調節できるようになっている。
本発明の斯かる態様によれば、周波数可変結合共振器回路網の回路構成は、望ましくは、馬蹄形に配置された１対のマイクロストリップ結合共振器を含みうる。加えて、当該発振器は、望ましくは、各前記出力信号を合成して各出力信号の基本周波数の２倍の周波数を有する最終的な出力信号を生成するための動的に調整されるコンバイナ回路網を更に含む。
本発明の別の態様として、本発明は通信装置を提供する。当該通信装置は、好ましくは、当該通信装置からまたは当該通信装置へ伝達される情報を伝送または再生するために使用されるクロック信号を発生するための位相ロックループを含む。前記位相ロックループは好ましくは前記クロック信号を発生するための電圧制御発振器を含む。好ましくは、前記電圧制御発振器は、プッシュプッシュ構成になっている第１と第２の発振器と、前記第１と第２の発振器に結合されており、前記第１と第２の発振器の出力信号の基本周波数を動的に調整するための第１と第２の同調ダイオード回路網と、前記第１と第２の同調ダイオード回路網と一体化されており、広帯域動作中に各発振器の間に生じる位相誤差を動的に補償するための位相比較器とを含む。
本発明の斯かる態様によれば、当該通信装置は、セルラ携帯電話機、個人用情報携帯端末（ＰＤＡ）または無線送受信機を含む無線装置を含みうる。一般に、当該通信装置は、情報を送受信するためにあるいはタイミングソース（timing source）として発振器を使用する任意の装置により構成されていてもよい。
本発明の更なる態様として、本発明は電圧制御発振器回路（構成）を提供する。当該回路は、好ましくは、プッシュプッシュ構成に一緒に結合された１対の発振器を含む。当該回路は、好ましくは、同調ダイオードと一体化されており広帯域動作中に各発振器の間に生じる位相誤差を動的に補償するための位相比較器を更に含む。
更に本発明の斯かる態様によれば、当該回路は、望ましくは、広帯域動作を可能にする、各発振器に結合されたそれぞれの動的に周波数可変な結合共振器回路網も含む。
更なる態様として、斯かるプッシュプッシュ結合発振器構成は、本発明によれば、Ｌ、ＳおよびＣ帯域における広帯域周波数可変発振器を提供するＮプッシュ発振器構成に更に拡張されることがある。
本発明の更なる態様において、結合型発振器システムにおける２つの発振器の自走周波数（free running frequency）は、それぞれの発振器の回路コンポーネント値の許容誤差のせいで同一ではない。しかしながら、２つの発振器の周波数を互いにロックするために注入同期（injection locking）が有利に利用されることがある。注入同期が起こり得る最大周波数レンジは、発振器の外部Ｑ因子に逆比例する。それゆえ、外部Ｑ因子の低い値を持つ発振器の場合、注入同期は各発振器の自走周波数に大きな食い違いを伴う場合がある。
本発明の更なる態様として、プッシュプッシュ構成にある１対の発振器を含む電圧制御発振器が提供される。当該電圧制御発振器は、好ましくは、同調ダイオードと一体化しており広帯域動作中に各発振器の間に生じる位相誤差を動的に補償する位相比較器を含む。本発明の更なる態様として、当該発振器は、Ｎ次高調波信号を生成するためにＮプッシュ構成で実施される場合がある。
本発明の別の態様として、電圧制御発振器が提供される。当該発振器は、好ましくは、第１と第２と第３の端子を有する第１の装置と、第１と第２と第３の端子を有する第２の装置と、好ましくは前記第１と第２の装置のそれぞれの第１の端子に結合した可変位相結合回路網（tunable phase coupling network）とを含む。当該電圧制御発振器は、望ましくは、前記第１と第２の装置のそれぞれの第１と第３の端子の間に結合されたそれぞれのバイアス回路網を含む。最も好ましくは、各バイアス回路網は互いに結合される。
本発明の斯かる態様によれば、好ましくは前記第１と第２の装置のそれぞれの第３の端子の間にはコンバイナ回路網が結合される。コンバイナ回路網は、好ましくは、前記第１と第２の装置のそれぞれの第３の端子に存在する信号の出力周波数を合成する働きをする。最も好ましくは、前記第１と第２の装置のそれぞれの第３の端子の間には位相比較器が結合される。当該電圧制御発振器は、第１と第２の動的に調整される結合共振器回路網を更に含みうる。各結合共振器回路網は、位相比較器と同調ダイオード回路との間に結合され、更に、前記第１と第２の装置のそれぞれの第２の端子に結合される。最も好ましくは、位相比較器および同調ダイオードは、位相比較器によって検出された位相誤差を動的に補償する働きをする。
さらに本発明の斯かる態様によれば、各第３の端子に存在する信号の基本周波数の約２倍の可変出力が前記コンバイナ回路網の出力として取得可能である。
本発明の更なる態様として、本発明はＶＣＯの広帯域同調レンジを制限する場合がある効果を特定するための方法を提供する。これらの効果は、位相シフトを最小化して、広帯域周波数選択性を可能にするために使用されることがある。
本発明の１つの態様として、同調レンジが広く、高調波含有率（harmonic content）が少なく、製造許容誤差（manufacturing tolerance）がより低い、小型化可能な低ノイズ発振器の現在の需要を満足する広帯域電圧制御発振器の設計と製造が可能である。
本発明の１つの態様として、本発明によれば、例えば１０００〜２０００／２０００〜４０００ＭＨｚで動作する、コンパクトで電力効率が高く超低ノイズかつ低熱ドリフトのマイクロ波広帯域ＶＣＯの実現が更に可能である。
本発明の更なる態様として、本発明によれば、オクターブ帯域にわたって時間平均負荷Ｑ因子を有利に高め、動作周波数を１０００〜２０００／２０００〜４０００／４０００〜８０００ＭＨｚに拡張する結合共振器システムの実施が可能である。
本発明のなお更なる態様として、本発明は、プッシュプッシュ／Ｎプッシュ発振器構成のパフォーマンスを改善する動作周波数レンジが拡張された広帯域動的周波数可変結合発振器（wideband dynamically tunable coupled oscillator）の一般的な実施が可能である。
本発明の更なる態様として、電話機が提供される。当該電話機は、好ましくは、当該電話機からまたは当該電話機へ伝達される情報を伝送または再生するために使用されるクロック信号を発生するための位相ロックループを含む。前記位相ロックループは、好ましくは、前記クロック信号を発生するための電圧制御発振器を含む。前記電圧制御発振器は、第１と第２と第３の端子を有する第１の装置と、第１と第２と第３の端子を有する第２の装置と、前記第１と第２の装置のそれぞれの第１の端子に同調電圧回路網を介して結合された周波数可変または結合共振器回路網を含む回路と、前記回路に結合されており前記第１の装置および前記第２の装置の間に生じる位相誤差を動的に補償する働きをする位相比較器とを含む。最も好ましくは、前記同調電圧回路網の電圧は当該電圧制御発振器の出力信号の周波数を調整するために調節できるようになっている。
さらに本発明の斯かる態様によれば、当該電話機は好ましくはセルラ携帯電話機を構成する。加えて、前記情報は音声（ボイス）またはデータを含む。前記データは、画像（イメージ）、音（サウンド）、または文字列（テキスト）を含む任意のタイプのデジタルデータを含みうる。
本発明の別の態様として、発振器の出力信号を調整するための方法が提供される。当該方法は、好ましくは、第１と第２の発振器をプッシュプッシュ構成にするステップと、前記第１と第２の発振器に結合した第１と第２の同調ダイオード回路網を調整することによって前記第１と第２の発振器の出力信号の基本周波数を調節するステップとを含む。加えて、当該方法は、好ましくは、前記第１と第２の発振器に結合した位相比較器を通じて各発振器の間に生じる位相誤差を補償することを更に含む。
本発明の斯かる態様によれば、当該方法は、１オクターブの周波数帯域にわたって各出力信号の基本周波数を変えるために前記同調回路網の電圧を調節することを更に含む。なおさらに、当該方法は、各出力信号を合成して各出力信号の基本周波数の２倍の周波数を有する最終的な出力信号を作り出すことを更に含みうる。
１つの態様において、本発明は電圧制御発振器（ＶＣＯ）のための回路に関する。好ましくは、斯かる電圧制御発振器は、超低位相ノイズ性能、高い電力効率、低コスト、オクターブ帯域を超える周波数選択性および集積チップ形態への組み込み可能性などの特性のうち１つ以上の特性を有する。
図１に本発明の実施の一形態に基づく低ノイズのオクターブ帯域電圧制御発振器（ＶＣＯ）１００のモジュールの機能ブロックを示す。ＶＣＯ１００は１０００乃至２０００ＭＨｚ／２０００乃至４０００ＭＨｚ（すなわち、１ＧＨｚ乃至２ＧＨｚ／２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚ）の周波数レンジで動作するものとして示されてあるが、個々の回路パラメータ、例えば抵抗値、容量値などは、その回路が異なる基本周波数で動作し、基本周波数および第２高調波の両方で調整可能な出力（可変出力）を発生するように選択され設定される場合がある。加えて、図１に示したトポロジーは、例えば１ＧＨｚ乃至２ＧＨｚ／２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚ／４ＧＨｚ乃至８ＧＨｚ／８ＧＨｚ乃至１６ＧＨｚといったように、プッシュプッシュ（push-push）型構成から拡張される場合があり、これにより発振器の動作周波数が能動装置のカットオフ周波数を超えて拡張されることが可能となる。
図１に示すように、ＶＣＯ／発振器１００は、図示されたその他のモジュールを介して一緒に結合された１対の３端子装置１０２および１０４を含む。特に、各３端子装置１０２および１０４は３つの端子、図ではそれぞれ端子１０２1、１０２2および１０２3並びに端子１０４1、１０４2および１０４3、を有する。第１の３端子装置１０２の第１の端子１０２1は可変位相結合回路網１０８およびバイアス回路網１１２に結合されている。可変位相結合回路網１０８は第２の３端子装置１０４の第１の端子１０４1にも結合されており、第２の３端子装置は同じく端子１０４1でバイアス回路網１１６に結合されている。可変位相結合回路網１０８は同調電圧ブロック（tuning voltage block）１２０にも結合されている。同調電圧ブロック１２０は動的に調整される結合共振器回路網１２４、１２８に結合されており、これらはそれぞれ各々の３端子装置の第３の端子１０２3，１０４3に結合されている。
米国特許出願公開第10/912,209号明細書（引用することによりその開示内容は本願に含まれる）に開示されているように、３端子装置は好ましくはバイポーラ（bipolar）トランジスタから成り、３端子装置の第１、第２および第３の端子はそれぞれ、バイポーラトランジスタのコレクタ（collector）ノード、ベース（base）ノードおよびエミッタ（emitter）ノードのいずれかを成す。他方、３端子装置は好ましくは電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）から成り、３端子装置の第１、第２および第３の端子は、それぞれ、電界効果型トランジスタのコレクタ・ノードとベース・ノードとエミッタ・ノードとのいずれかを成す。一般論として、３端子装置は、望ましくは、第１および第２の端子の間に１８０°位相シフトを提供する働きをする任意の３端子装置を含む。
同調電圧ブロック１２０は、更に、２つの入力ポート１３２1および１３２2を含む動的に調整されるコンバイナ回路網１３２に結合されている。各々の入力ポート１３２1および１３２2は各々の３端子装置の第２の端子１０２2および１０４2に存在する入力信号１３８、１４０を受信する。動的に調整されるコンバイナ回路網１３２は入力信号１３８、１４０を合成して、入力信号１３８、１４０の第２高調波で機能する信号１５０を発生させる。
発振器１００は好ましくは以下のように動作する。例えばダイオード、抵抗、コンデンサ、共振器などの様々なモジュールを含む回路素子は、各々の３端子装置１０２、１０４が基本周波数ｆ0で発振するように選ばれる。同調電圧モジュール１２０の電圧レベルが調節されることで、入力１３８、１４０として現れる動作の基本周波数ｆ0は発振器の動作レンジ、例えば好ましくはオクターブ帯域にわたって調整される。これらの信号１３８、１４０は次に、同調電圧モジュール１２０の電圧レベルが調節されることで動的に調整されるコンバイナ回路網１３２において、基本周波数の２倍の周波数２ｆ0で機能する信号を発生するために合成される。コンバイナ回路網１３２からの信号１５４の選択部分は同調ブロック１２０にもフィードバックされる。信号１５４の一部は次に可変位相結合回路網１０８にフィードバックされ、これらの信号の各信号が同調作業の間に同相（in-phase）のままの状態になるように、出力信号１３８、１４０の位相を動的に調整するために使用される。加えて、信号１５４の一部は、ブロック１３８に存在する周波数ｆ0がブロック１４０に存在する信号と周波数が同じになるように、各々の動的に調整される結合共振器回路網１２４、１２８にも提供される。従って、同調電圧Ｖtuneが調節されることで、各端子１０２2，１０４2に存在する信号の周波数ｆ0は結合共振器回路網１２４、１２８を介して動作周波数レンジにわたって調整されるが、その間、位相結合回路網１０８は２つの３端子装置１０２、１０４を基本周波数ｆ0において逆位相モードで動作（例えばプッシュプル挙動）させ続けると同時に、第２高調波２ｆ0がオクターブ帯域にわって構成的に干渉（プッシュプッシュ挙動）する。
図２に、本発明の追加の態様として、図１の原理に基づいて設計されたＶＣＯの回路図２００を示す。特に、図２は、オクターブ帯域２プッシュ／プッシュプッシュ動作のための、動的に調整される結合共振器回路網、動的に調整される位相結合回路網および動的に調整されるコンバイナ回路網を示している。当業者であれば認識するように、図２（および本開示を構成するその他の回路図）の長方形ブロック（例えばＡ）は伝送線路であり、結合ブロック（例えばＢまたはＣ）は異なる回路分岐を接続した３ポート（Ｔコネクタ）または４ポートのコネクタまたはカプラである。図２は２プッシュ構成（2-Push configuration）を示しているが、回路はＮプッシュ構成（N-Push configuration）に拡張されることがあり、その際はサブ回路の動作の基本周波数のＮ倍の周波数にある調整可能信号（可変信号）を発生する。サブ回路はそれぞれのバイアス回路網、共振器回路網および３端子装置を含む。本実施形態では３端子装置はバイポーラトランジスタとして描かれているが、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）が使用されることもある。個々の回路素子の値は、回路から結果として生じる出力信号がＬ、ＳおよびＣ帯域で機能し、しかも所望の周波数帯域、好ましくはオクターブ帯域上で調整できるように選ばれる。この構成は、プッシュプッシュ発振器／Ｎプッシュ発振器の固定周波数動作の限界を、所望の周波数帯域（好ましくはオクターブ帯域）上の同調・位相制御回路網を含めることによって克服することを目的としている。
図３に図２の回路図に基づいて設計された集積回路（ＩＣ）３００のレイアウトを示す。そこでは様々な回路素子の値は基本周波数が１０００ＭＨｚ乃至２０００ＭＨｚ（１ＧＨ乃至２ＧＨｚ）の周波数レンジで調整できるように選ばれている。加えて、回路３００は２０００ＭＨｚ乃至４０００ＭＨｚ（２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚ）の周波数レンジにわたって調整できる出力も提供する。図３が示すように、図１の機能ブロック図および図２の回路構成は集積回路への組み込みに適している。特に、図３の集積回路は、プリント・マイクロストリップライン共振器および好ましくはRoger材料で実現されることがある様々な別々の構成素子を含む。
図４に図２の回路図に基づく別の集積回路４００のレイアウトを示す。図３が示すように、図２の様々なコンポーネントは基本周波数が１ＧＨｚ乃至２ＧＨｚの周波数レンジにわたって調整できるように選ばれている。加えて、集積回路４００は２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚの周波数レンジにわたって調整できる出力も提供する。本発明の斯かる態様によれば、各々の共振器のサブ回路はプッシュプッシュ・トポロジーに構成され、各々の動的に調整される結合共振器は集積回路形態で提供される。図４に示した集積回路の形態は図３に示したものよりもコンパクトにしやすいことが意図されている。
図３および図４が明らかにしているように、本発明の上述した態様に基づいて設計されたＶＣＯは例えば集積回路３００および４００といった小型集積回路の形態で実施可能である。集積回路３００および４００は、スペースが極めて貴重なセルラ携帯電話機またはＰＤＡ（個人用情報携帯端末）といった無線装置のプリント回路またはワイヤボードに有利に組み込まれる。加えて、これらの装置は好ましくオクターブ帯域選択性を有し、ＷＣＤＭＡといった用途への展開が可能となる。
図５は動作の基本周波数における図３または図４に示したタイプの電圧制御発振器のＲＦベース電流をプロット５００したものである。図５が示すように、ＲＦベース電流は動作の基本周波数１０００乃至２０００ＭＨｚに対して位相が不一致である。
図６は、２０００乃至４０００ＭＨｚのオクターブ帯域周波数レンジに対する図２、図３または図４に示した回路に基づいて実施された発振器の一般的な位相ノイズをプロット６００したものである。図６が示すように、発振器の位相ノイズは２０００乃至４０００ＭＨｚの周波数レンジに対して１０ｋＨｚでほぼ−９０ｄＢｃ／Ｈｚである。しかしながら、集積回路３００、４００は一般的に、２０００乃至４０００ＭＨｚの周波数帯域に対して１０ｋＨｚで−９０ｄＢｃ／Ｈｚよりも良い。
図７は本発明の追加の態様に基づく低位相ノイズのオクターブ帯域ＶＣＯ７００の機能ブロック図である。図７が示すように、このＶＣＯは、端子７１０1、７１０2および７１０3を有する３端子装置７１０を含む。３端子装置７１０は好ましくは並列エミッタ・トランジスタ（parallel emitter transistor）として構成されている。第１の端子７１０1はＤＣバイアス・フィルタリング回路網７１６に結合されている。第２の端子７１０2は広帯域負抵抗回路網７２０に結合されており、これは３端子装置７１０の第１の端子７１０1にも結合されている。３端子装置７１０の第３の端子は、好ましくは３端子バイポーラトランジスタの並列エミッタを通じて１対の動的に調整される結合共振器同調ダイオード回路網７２６1および７２６2に結合されている。図７において、第３の端子７１０3は並列エミッタ構成を示すものであるが図をわかりやすくするために装置上に二重に示してある。フィルタリング・同調電圧回路網７３０は１対の動的に調整される結合共振器同調ダイオード回路網７２６1および７２６2の間に結合されている。ＶＣＯ７００の出力信号は３端子装置の第１の端子７１０1に結合した整合・出力回路網７４０から採取される。
動作に関して言えば、広帯域負抵抗発生回路網７２０は発振器７００の同調帯域にわたって一定の抵抗を維持する。特に、フィルタリング・同調回路網７３０は３端子装置７１０の発振周波数を結合共振器・同調ダイオード７２６を介して調整するよう調節される。同調が起こるときに負抵抗発生回路網７２０は同調帯域にわたって一様または一定の負抵抗を維持する。このようにして、発振器の位相ノイズ出力は、比較的低いレベル、例えば超低レベルに維持可能である。
図８Ａは本発明の別の態様に基づく図７の機能ブロック７００の可能な実施形態の回路図８００である。図８Ａが示すように、フィルタ・同調バイアス回路網８１０は１対の結合馬蹄形マイクロストリップ共振器（８２０1および８２０2）と一体化される。同調回路網８１０および負抵抗発生回路網８４０は、ＶＣＯがオクターブ帯域を超えてその帯域で均一な位相ノイズ性能を維持しながら調整可能（tunable）になることを可能にする。回路素子は好ましくは１６００乃至３２００ＭＨｚ周波数帯域にわたる周波数選択性（tunability）を実現するよう選ばれる。回路素子は後述するように他のオクターブ帯域にわたる周波数選択性（tunability）を実現するよう選ばれることがある。
図８Ｂは図７の機能ブロック７００の可能な実施形態の回路図８５０である。図８Ｂの回路８５０は、好ましくはバイポーラトランジスタ８６４のベースに結合された可変負抵抗発生回路網８６０を含む。トランジスタ８６４は好ましくは、１対の動的に調整される結合共振器８６８1、８６８2がエミッタに並列に結合した並列エミッタ構成に設定される。フィルタ・同調バイアス回路網８７０は図に示すように共振器８６８1および８６８2の間に結合される。負抵抗発生回路網は、負抵抗が同調レンジで可変的になることを可能にする１対の可変コンデンサを含む。これにより回路網８６０によって与えられる抵抗値が発振器の同調レンジで調整可能（tunable）になることが可能となる。
図９に図８Ａに示した実施形態に基づいて設計された集積回路９００のレイアウトを示す。図９の集積回路の個々の構成素子とレイアウトは１．６乃至３．２ＧＨｚの動作周波数にわたるオクターブ帯域周波数選択性（tunability）を超えることを可能にするよう選ばれることがある。
図１０に図９の集積回路９００の１６００乃至３２００ＭＨｚのオクターブ帯域周波数レンジに対する位相ノイズのプロット１０００を示す。図に示すように、位相ノイズは１０ｋＨｚでほぼ−９５ｄＢｃ／Ｈｚであるが、しかしながら位相ノイズは一般的に１０ｋＨｚで−１００ｄＢｃ／Ｈｚよりも良い。
図１１は本発明の追加の態様に基づく３０００乃至６０００ＭＨｚの周波数レンジで動作する低ノイズのオクターブ帯域ＶＣＯ１１００の回路図である。図１１の回路図は図１の機能ブロックに基づいて実施されるが、しかしながら、様々なモジュールを構成する回路素子は１５００乃至３０００ＭＨｚの動作の基本周波数を提供するように選ばれる。それゆえ、第２高調波コンバイナ回路網１１１０はトランジスタのコレクタ１１３０1、１１３０2で発生した基本周波数の信号を合成して３０００乃至６０００ＭＨｚの周波数帯域にわたって調整可能な信号を生み出す。
図１１が同じく示すように、結合馬蹄形マイクロストリップ共振器１１３８1および１１３８2と一体化した動的に調整される回路網１１３４はオクターブ帯域を超えてその帯域で均一な位相ノイズ性能を維持しながら調整可能（tunable）になるよう組み込まれる。
図１２は図１１の両方のサブ回路のＲＦコレクタ電流のプロット１２００で、これは１５００乃至３０００ＭＨｚの動作の基本周波数に対して位相がずれている。
図１３は図１１の両方のサブ回路のＲＦベース電流のプロット１３００で、これは１５００乃至３０００ＭＨｚの動作の（不要な）基本周波数に対して位相がずれている。図１４に図１１に示した回路の３０００乃至６０００ＭＨｚのオクターブ帯域周波数レンジに対する位相ノイズのプロット１４００を示す。
図１５に本発明の実施の一形態によるＶＣＯまたは発振器１５００を示す。ＶＣＯ１５００は周波数レンジ１ＧＨｚ〜２ＧＨｚ／２ＧＨｚ〜４ＧＨｚで動作するが、個々の機能ブロックおよびそれらに付随する回路パラメータ、例えば抵抗値、容量値など、は回路が異なる基本周波数で動作するとともに基本周波数および第２高調波の両方の可変出力を作り出すように選択かつ配置されることがある。加えて、図１５に示したトポロジーは、例えば１ＧＨｚ乃至２ＧＨｚ／２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚ／４ＧＨｚ乃至８ＧＨｚ／８ＧＨｚ乃至１６ＧＨｚといったように、プッシュプッシュ（push-push）型構成から拡張される場合があり、これにより発振器の動作周波数が能動装置のカットオフ周波数を超えて拡張されることが可能となる。
図１５に示すように、ＶＣＯ／発振器１５００は、図示された他のモジュールを介して一緒に結合された１対の３端子装置１５０２および１５０４を含む。特に、各装置１５０２および１５０４はそれぞれ３つの端子１５０２1、１５０２2、１５０２3および１５０４1、１５０４2および１５０４3を含む。第１の装置１５０２の第１の端子１５０２1は可変位相結合回路網１５０８およびバイアス回路網１５１２に結合される。可変位相結合回路網１５０８は第２の装置１５０４の第１の端子１５４０1にも結合され、第２の装置は端子１５０４1においてバイアス回路網１５１６にも結合される。可変位相結合回路網１５０８は同調電圧ブロック１５２０にも結合される。同調電圧ブロック１５２０は動的に調整される結合共振器回路網１５２４、１５２８に結合され、結合共振器回路網１５２４、１５２８は各々の３端子装置の第３の端子１５０２3、１５０４3にそれぞれ結合される。
既に述べたように、３端子装置は好ましくはバイポーラトランジスタから成り、この場合、３端子装置の第１、第２および第３の端子はバイポーラトランジスタのコレクタ・ノード、ベース・ノードおよびエミッタ・ノードを成す。他方、３端子装置は好ましくは電界効果型トランジスタから成り、この場合、３端子装置の第１、第２および第３の端子は電界効果型トランジスタのコレクタ・ノード、ベース・ノードおよびエミッタ・ノードを成す。一般論として、３端子装置は、望ましくは、任意の２つの端子の間に１８０°位相シフトを提供する働きをする任意の３端子装置を含む。
同調電圧ブロック１５２０は、２つの入力ポート１５３２1および１５３２2を有する動的に調整されるコンバイナ回路網１５３２に更に結合される。各々の入力ポート１５３２1および１５３２2は各々の３端子装置の第２の端子１５０２2および１５０４2に存在する入力信号１５３８、１５４０を受け取る。動的に調整されるコンバイナ回路網１５３２は入力信号１５３８、１５４０を合成して、入力信号１５３８、１５４０の第２の高調波で機能する信号１５５０を作り出す。
発振器１５００は、共振器回路網１５２４、１５２８およびコンバイナ回路網１５３２にわたってそれらに結合された位相検出回路網または位相比較器１５６０を更に含む。位相比較器回路網１５６０は、従来的な方法で配置された分周器（divider）、増幅器および平衡ミキサ（balanced mixer）を使用することによって実現されることがある。分周器はオー・ネヌ半導体社（ON Semiconductor, Inc.）製のＭＣ１０ＳＬ３２で構成される場合がある。増幅器と平衡ミキサはそれぞれ、テキサス・インスツルメンツ社（Texas Instruments）製OPAMP TL071と、本発明の譲受人であるシナジー・マイクロウェーブ社（Synergy Microwave）から入手可能なミキサを含みうる。位相比較器回路網１５６０は広帯域動作中に各発振器の間に生じる位相誤差（phase errors）を動的に補償する。位相比較器回路網１５６０は自走周波数（free-running frequency）のランダムな揺らぎを検出し、それらの揺らぎを位相誤差に変換する。位相誤差は次にコンバイナ回路網１５３２（ライン１５６２参照）にフィードバックされ、同調作業時に出力信号１５５０の位相および周波数を制御するのに使用される。位相誤差は動的に調整される結合共振器回路網１５２４、１５２８にもフィードバックされ、各々の３端子装置の発振周波数を調整するために使用される。
発振器１５００は好ましくは以下のように動作する。ダイオード、抵抗器、コンデンサ、共振器などの様々なモジュールを含む回路素子は、各々の３端子装置１５０２、１５０４が基本周波数ｆ0で発振するように選択される。同調電圧モジュール１５２０の電圧レベルが調節されることで、入力信号１５３８、１５４０として現れる動作の基本周波数ｆ0は、発振器の動作レンジ、例えば好ましくはオクターブ帯域、にわたって調整される。これらの信号１５３８、１５４０は次いでコンバイナ回路網１５３２において基本周波数の２倍、２ｆ0で機能する信号−この信号は同調電圧モジュール１５２０の電圧レベルを調節することで動的に調整される−を作り出すために合成される。コンバイナ回路網１５３２からの信号１５５４の選択部分も同調ブロック１５２０にフィードバックされる。信号１５５４の一部分は次いで可変位相結合回路網１５０８に送られ、出力信号１５３８、１５４０の各信号が同調作業の間は同相状態のままでいるように、これらの出力信号１５３８、１５４０の位相を動的に調整するために使用される。信号１５５４の一部分は、ブロック１５３８に存在する周波数ｆ0がブロック１５４０に存在する信号と同じ周波数になるように、各々の動的に調整される結合共振器回路網１５２４、１５２８にも送られる。従って、同調電圧Ｖtuneが調節されることで、端子１５０２2および１５０４2の各端子に存在する信号の周波数ｆ0は結合共振器回路網１５２４、１５２８を通じて動作周波数帯域にわたって調整されるが、その間、位相結合回路網１５０８は２つの３端子装置１５０２、１５０４を基本周波数ｆ0で逆位相モードで動作（例えばプッシュプル挙動）させ続けると同時に、第２高調波２ｆ0がオクターブ帯域にわって構成的に干渉（プッシュプッシュ挙動）する。加えて、位相比較器回路網１５６０は上述したように、広帯域動作の間、位相誤差を動的に補償するよう働く。
図１６に、本発明の追加の態様として、図１５の原理に基づいて設計されたＶＣＯの回路図１６００を示す。特に、図１６は、オクターブ帯域２プッシュ／プッシュプッシュ動作のための、動的に調整される結合共振器回路網、動的に調整される位相結合回路網、動的に調整される位相比較器および動的に調整されるコンバイナ回路網を示している。当業者であれば認識するように、図１６（および本開示を構成するその他の回路図）の長方形ブロック（例えばＡ）は伝送線路であり、結合ブロック（例えばＢまたはＣ）は異なる回路分岐を接続した３ポート（Ｔコネクタ）または４ポートのコネクタまたはカプラである。図１６は２プッシュ構成（2-Push configuration）を示しているが、回路はＮプッシュ構成（N-Push configuration）に拡張されることがあり、その際はサブ回路の動作の基本周波数のＮ倍の周波数にある調整可能（tunable）信号（可変信号）を発生する。サブ回路はそれぞれのバイアス回路網、共振器回路網および３端子装置を含む。本実施形態では３端子装置はバイポーラトランジスタとして描かれているが、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）が使用されることもある。個々の回路素子の値は、回路から結果として生じる出力信号がＬ、ＳおよびＣ帯域で機能し、しかも所望の周波数帯域、好ましくはオクターブ帯域上で調整できるように選ばれる。この構成は、プッシュプッシュ発振器／Ｎプッシュ発振器の固定周波数動作の限界を、所望の周波数帯域（好ましくはオクターブ帯域）上の同調・位相制御回路網を含めることによって克服することを目的としている。
図１７に図１６の回路図に基づいて設計された集積回路（ＩＣ）１７００のレイアウトを示す。そこでは様々な回路素子の値は基本周波数が１０００ＭＨｚ乃至２０００ＭＨｚ（１ＧＨ乃至２ＧＨｚ）の周波数レンジで調整できるように選ばれている。加えて、回路１７００は２０００ＭＨｚ乃至４０００ＭＨｚ（２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚ）の周波数レンジにわたって調整できる出力も提供する。図１７が示すように、図１５の機能ブロック図および図１６の回路構成は集積回路への組み込みに適している。特に、図１７の集積回路は、プリント・マイクロストリップライン共振器および好ましくはRoger材料で実現されることがある様々な別々の構成素子を含む。
次に図１８を参照して説明する。この図は、図１５に基づいて設計されておりそれに従って動作するＶＣＯの位相ノイズをプロットした図である。図１８が示すように、位相ノイズは動作の基本周波数に対して１０ｋＨｚでほぼ−９０ｄＢｃ／Ｈｚ（ライン１８１０）で、第２高調波信号に対する１０ｋＨｚで−９０ｄＢｃ／Ｈｚ（ライン１８２０）よりも良好である。
（本発明を実施するための最良の方法）
以上の説明から、本発明は１つの態様として、集積回路形態またはチップ形態への組み込みに適した小型サイズの広帯域周波数選択性をサポートする回路トポロジーを提供する。コンポーネントの製造許容誤差に起因する自走周波数のランダムな揺らぎは位相誤差に変換される。結合発振器システムにおける超低位相ノイズ動作にとって、発振器の自走周波数をできるだけタイトに一致させることによって位相誤差を最小化することが望ましい。発振器の自走周波数と結合発振器システムのアレイ・アンサンブル周波数（array ensemble frequency）との差は、共通の共振器回路と一体化した同調ダイオード回路網の位相シフトに対応する補正電圧を提供するフィードバック回路網（例えば位相比較器回路）によって補償される。
本発明に基づいて実施される電圧制御発振器は、データ、電話機、セルラネットワーク、あるいは一般に通信ネットワークで通信するために使用される任意数の装置において利用されることがある。斯かる装置は、限定はされないが、例えば、セルラ携帯電話機、個人用情報携帯端末（personal digital assistants：ＰＤＡ）、モデムカード、ラップトップコンピュータ、衛星電話機またはＲＦ送受信機を含むことがある。一般論として、様々な添付図面を参照して説明された本発明の発振器回路は、ネットワーク上で送受信された情報を伝送または再生（リカバリ）するために使用されることがあるクロック信号を発生するためにＰＬＬにおいて利用されることがある。無線ネットワークに加え、本発明の回路は有線ネットワーク、衛星ネットワーク等において利用されることがある。
以上、本発明は特定の実施形態に関して述べられてきたが、これらの実施形態は、単に本発明の原理および用途を説明するためのものであることを理解されたい。それゆえ、本願の特許請求の範囲の各請求項によって定義される本発明の技術的思想の範囲内において、上記実施形態に数々の変更が加えられることがあること、そして他の配置構成が考案されることがあることを理解されたい。
本発明の実施の一形態に基づく電圧制御発振器（ＶＣＯ）を構成するモジュールの機能ブロック図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯを構成する集積回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯを構成する集積回路図である。 動作の基本周波数における図３のサブ回路のＲＦベース電流をプロットした図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの位相ノイズをそのオクターブ帯域周波数レンジ２ＧＨｚ乃至４ＧＨｚにわたってプロットした図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯを構成するモジュールの機能ブロック図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯを構成する集積回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの位相ノイズをそのオクターブ帯域周波数レンジにわたってプロットした図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの回路図である。 図１２に示された回路のＲＦコレクタ電流をプロットした図である。 図１２に示された回路のＲＦコレクタ電流をプロットした図である。 位相ノイズをオクターブ帯域周波数レンジ１．６ＧＨｚ乃至３．２ＧＨｚにわたってプロットした図である。 本発明の実施の一形態に基づく発振器を構成するモジュールの機能ブロック図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯを構成する集積回路図である。 本発明の実施の一形態に基づくＶＣＯの位相ノイズをプロットした図である。

Claims (15)

  1. 第１と第２と第３の端子を有する第１の装置と、
    第１と第２と第３の端子を有する第２の装置と、
    前記装置のそれぞれの第３の端子に結合された、動的に調整される第１と第２の結合共振器回路網であって、該動的に調整される第１と第２の結合共振器回路は、同調電圧回路網を介して互いに接続されている、動的に調整される第１と第２の結合共振器回路網と、
    前記各装置の第１の端子に結合されており、前記第１と第２の装置の間に生じる位相誤差を動的に検出し、検出した該位相誤差に関する位相誤差信号を前記第１の装置または前記第２の装置にフィードバックする働きをする位相比較器と、
    前記同調電圧回路網を介して前記位相比較器に結合され、前記装置のそれぞれの第２の端子の間に結合された周波数可変結合共振器回路網であって、該周波数可変結合共振器回路網からの信号が前記位相比較器にフィードバックされると、前記位相比較器が、前記第１および第２の装置を基本周波数ｆ 0 において逆位相モードで動作させ続けると同時に、第２高調波２ｆ 0 をオクターブ帯域にわたって構成的に干渉させて、前記位相誤差信号が同調作業の間に同相のままの状態になるように、前記装置のそれぞれの第２の端子からの出力信号の位相を動的に調整することで、それぞれの第２の端子に存在する信号を合成して基本周波数の２倍の動作周波数レンジにわたって調整可能な出力信号を作り出す周波数可変結合共振器回路網と
    を含んでなり、
    前記同調電圧回路網の電圧を調節することで当該電圧制御発振器の出力信号の周波数を少なくとも１オクターブの周波数帯域にわたって調整することができるものである電圧制御発振器。
  2. 前記第１と第２の装置のそれぞれの第１と第２の端子の間に結合されたバイアス回路網を更に含むものである請求項１に記載の電圧制御発振器。
  3. 前記第１と第２の装置は、バイポーラトランジスタをそれぞれ含むものである請求項１に記載の電圧制御発振器。
  4. 前記第１と第２の装置は、電界効果型トランジスタをそれぞれ含むものである請求項１に記載の電圧制御発振器。
  5. 前記動的に調整される結合共振器回路網は、馬蹄形に配置された１対のマイクロストリップ結合共振器を含むものである請求項１に記載の電圧制御発振器。
  6. 前記第１と第２の装置並びに前記回路は、集積回路に実装されているものである請求項１に記載の電圧制御発振器。
  7. 前記集積回路は、前記動的に調整される結合共振器として動作可能なプリント・マイクロストリップライン共振器をさらに含むものである請求項１に記載の電圧制御発振器。
  8. そのネットワーク通信装置からまたはそのネットワーク通信装置へと伝達される情報を伝送または再生するために使用されるクロック信号を発生するための位相ロックループを含むネットワーク通信装置であって、
    前記位相ロックループは、前記クロック信号を発生するための前記請求項１〜７のいずれかに記載の電圧制御発振器を含むものである、ネットワーク通信装置。
  9. 無線装置を含むものである請求項８に記載のネットワーク通信装置。
  10. 前記無線装置はセルラ携帯電話機である請求項９に記載のネットワーク通信装置。
  11. 前記無線装置は個人用情報携帯端末である請求項９に記載のネットワーク通信装置。
  12. その電話機からまたはその電話機へと伝達される情報を伝送または再生するために使用されるクロック信号を発生するための位相ロックループを含む電話機であって、
    該位相ロックループは、前記クロック信号を発生するための前記請求項１〜７のいずれかに記載の電圧制御発振器を含むものである電話機。
  13. セルラ携帯電話機を含むものである請求項１２に記載の電話機。
  14. 前記情報は音声またはデータを含むものである請求項１２に記載の電話機。
  15. 前記データは画像データを含むものである請求項１４に記載の電話機。
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