JP2004236208A - アレーアンテナの制御方法及びその装置、並びにアレーアンテナの制御プログラム - Google Patents
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Abstract
【課題】本発明は、アンテナウェイトの更新を高速化することのできるアレーアンテナの制御方法を提供することを目的とする。
【解決手段】所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ部を制御するための制御方法であって、所定数のアンテナ素子に入力する信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算し、その評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整する。
【選択図】 図８
【解決手段】所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ部を制御するための制御方法であって、所定数のアンテナ素子に入力する信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算し、その評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整する。
【選択図】 図８
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アレーアンテナの制御方法及びその装置、並びにアレーアンテナの制御プログラムに関し、このアレーアンテナは、例えば、無線ＬＡＮシステムや移動通信システムにおける移動局または基地局において使用される。
【０００２】
【従来の技術】
近年、インターネットを通じた大容量通信の需要が増大するに従い、携帯電話や無線ＬＡＮ等の無線ネットワークの大容量化を目指した技術開発が急速に進展している。高速無線通信を実現するためには、電波のマルチパス伝搬に起因するフェージングを克服する必要があり、その対策技術として直交周波数分割多重（（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式の適用が有望視されている。
ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の１つであり、各サブキャリアが相互に直交関係を保つように配置されるため、周波数効率を従来のシングルマルチキャリアによる伝送と比較して高くすることができる。また、各サブキャリアでは、伝送速度が低速とみなされるため、周波数選択性フェ−ジングを受けにくい。さらに、各シンボルの先頭にはガードインターバルが挿入されるので、遅延波の影響を軽減できるなどの特徴を有している。
【０００３】
このようにＯＦＤＭ方式は、マルチパス環境に対する強い耐性を持っているが、ガードインターバルを越える遅延波、他システムからの干渉波、移動に伴うドップラー周波数変動を受けたドップラーシフト波等の干渉波を受信すると、キャリア間干渉（ＩＣＩ）やシンボル間干渉（ＩＳＩ）等が発生し、受信特性（例えば、ＢＥＲ特性）が著しく劣化してしまう。そこで、このような問題点を克服するために、図１、図２に示すような適応アレーアンテナを用いた干渉抑圧技術が考えられている。
【０００４】
図１に示す従来の適応アレーアンテナ制御装置は、複数のアンテナ素子１０１〜１０Ｍで構成されたアレーアンテナ部と、アンテナ重み付け回路部２０１〜２０Ｍと、合成回路部（Σ）３０と、高周波フロントエンド部（ＲＦ Ｆ／Ｅ）４０と、アナログ・デジタル変換部（Ａ／Ｄ）５０と、重み付け制御回路部６０から構成される。合成回路部３０で合成された信号はＲＦ Ｆ／Ｅ４０で帯域制限及び周波数変換等の処理が施された後、Ａ／Ｄ５０でアナログ信号からデジタル信号へと変換される。重み付け制御回路部６０は、Ａ／Ｄ変換後の信号（受信機入力）が最大の信号対（干渉＋雑音）比（ＳＩＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を持つように各アンテナ素子１０１〜１０Ｍのアンテナ重み付け回路部２０１〜２０Ｍを適応的に制御することで所望波に対しては指向性のビームを形成させ、干渉波に対してはアンテナの指向性のヌルを形成させることができるようになっている。
【０００５】
上記のような適応アレーアンテナ装置は、ハードウェア構成が複雑であることから、コストが高くなり、低消費電力化が難しい。したがって、携帯電話等の小型の無線端末に適用するのは困難であり、用途は限定される。
【０００６】
そこで、低消費電力化、低コスト化の実現を可能にする適応アレーアンテナ装置が提案されている。この適応アレーアンテナ装置は、給電及び受信が１系統のみですむため、構造が簡素となり、携帯電話等の小型無線端末への適用の可能性が示されおり、エスパアンテナ（ＥＳＰＡＲ：Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ Ｐａｒａｓｉｔｉｃ Ａｒｒａｙ Ｒａｄｉａｔｏｒ）と呼ばれている。このエスパアンテナは、給電アンテナ素子の周囲に無給電アンテナ素子を円周状に配置し、無給電アンテナ素子に装荷終端された可変リアクタンスのリアクタンス値を電子的に制御することにより、水平面内での放射パターンを制御する。
【０００７】
図２は、上記エスパアンテナの構成を示すブロック図である。
【０００８】
同図において、このエスパアンテナは、１つの給電アンテナ素子１１と、３つの無給電アンテナ素子１２１〜１２３で構成されたアレーアンテナ部と、可変リアクタンス回路部２１１〜２１３と、高周波フロントエンド部（ＲＦ Ｆ／Ｅ）４１と、アナログ・デジタル変換部（Ａ／Ｄ）５１と、可変リアクタンス制御回路部６１から構成される。給電アンテナ素子１１からの受信信号はＲＦ Ｅ／Ｅ４１を通り、Ａ／Ｄ５１でアナログ信号からデジタル信号へと変換される。また、給電アンテナ素子１１での受信信号は、周囲に存在する無給電アンテナ素子１２１〜１２３の電磁的の相互結合により影響を受ける。可変リアクタンス制御回路部６１は、Ａ／Ｄ変換後の信号（受信機入力）が最大の信号対（干渉＋雑音）比（ＳＩＮＲ）を持つように無給電アンテナ素子１２１〜１２３の可変リアクタンス回路２１１〜２１３を適応的に制御することで所望波に対しては指向性のビームを形成させ、干渉波に対してはアンテナの指向性のヌルを形成させることができるようになっている。
【０００９】
上記のようにエスパアンテナは、全ての素子の受信信号を得ることができない。そのため、通常の適応型アレーアンテナの制御アルゴリズムを用いることはできない。そこで、このような特徴を考慮した制御アルゴリズムとして、摂動法（Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ）を用いた最急勾配法が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。ここでいう摂動法による制御アルゴリズムとは、１つの無給電アンテナ素子のリアクタンス値を一定量変化させ、ある評価関数を観測しながら、リアクタンス値を変化させた後の受信特性が変化させる前の受信特性よりも良くなる方向にリアクタンス値を可変し、その他の無給電素子に対しても同様な操作を行なうことで所望の指向性が得られるというものである。
【００１０】
図３は、上記摂動法による制御アルゴリズムを採用したエスパアンテナにおいて、給電アンテナ素子１１にて受信される信号がＯＦＤＭ信号の場合の、無給電アンテナ素子１２１〜１２３の重み付け摂動の時間を説明するための図である。
【００１１】
ＯＦＤＭ方式では、シンボルと呼ばれる予め決められた単位毎に信号が変調されて伝送される。受信する際には、受信信号をシンボル単位毎に区切って復調処理する必要がある。したがって、従来の摂動法による制御アルゴリズムでは、シンボル単位毎に無給電アンテナ素子１２１〜１２３のリアクタンス値を摂動させていた。例えば、図３が示すように、最初の１シンボルで１つ目の無給電アンテナ素子１２１のリアクタンス値を摂動させ、次のシンボルで２つ目の無給電アンテナ素子１２２のリアクタンス値・・・と１シンボル毎に１つの無給電アンテナ素子を摂動させ、バーチャルサブキャリア（データ通信に用いていないサブキャリア）成分を観測しながら、ＳＩＮＲが大きくなるように各無給電アンテナ素子１２１〜１２３のリアクタンス値が更新される。
【００１２】
【非特許文献１】
Ｊｕｎ Ｃｈｅｎｇ、 Ｙｕｋｉｈｉｒｏ Ｋａｍｉｙａ、ａｎｄ Ｔａｋａｓｈｉ ＯＨＩＲＡ、“Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｏｆ ＥＳＰＡＲ Ａｎｔｅｎｎａ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｓｔｅｅｐｅｓｔ Ｇｒａｄｉｅｎｔ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”，ＩＥＩＣＥ ＴＲＡＮＳ．ＣＯＭＭＵＮ．，ＶＯＬ．Ｅ８４−Ｂ，ＮＯ．７ ｐｐ．１７９０−１８００，ＪＵＬＹ ２００１
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記エスパアンテナの従来例によれば、Ｍ本の無給電アンテナ素子を用いて摂動法の制御アルゴリズムを適用したとすると、各無給電アンテナ素子のリアクタンス値を更新するのにアンテナ素子数分のシンボルが必要となってしまう。このため、制御アルゴリズムの収束までに多くの時間を要し、収束までの間、干渉波を十分に抑圧することができない、という問題があった。
【００１４】
本発明は、上記のような問題点に鑑みてなされたもので、その課題とするところは、アンテナウェイト（重み係数）の更新を高速化することのできるアレーアンテナの制御方法及びその装置、並びにアレーアンテナの制御プログラムを提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明では、請求項１に記載されるように、所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ部を制御するための制御方法であって、前記複数のアンテナ素子に入力する信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算し、その評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整する構成とした。
【００１６】
この構成により、１シンボルで複数のアンテナ素子入力に課すアンテナの重み付けを更新をすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１８】
本実施例では、送信データ系列を複数のデータ系列に直列並列変換し、その複数のデータ系列をそれぞれ周波数の異なる複数の搬送波（キャリア）を用いて並列に無線伝送するマルチキャリア伝送方式を適用した無線通信システム、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に準拠（ＯＦＤＭ方式を採用）した無線ＬＡＮシステムを想定し、フレームフォーマットは同規格で定められているものを用いる。
【００１９】
本発明はこのシステムで用いられる適応アレーアンテナの制御装置に関するものである。
【００２０】
図４は、上記適応アレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この適応アレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの給電アンテナ素子１３、６つの無給電アンテナ素子１４１〜１４６で構成されたアレーアンテナ部と、可変リアクタンス回路２２１〜２２６と、高周波フロントエンド部（ＲＦ Ｆ／Ｅ）４２と、アナログ・デジタル変換部（Ａ／Ｄ）５２と、フーリエ変換部７０と、可変リアクタンス制御回路部８０から構成される。なお、上記可変リアクタンス制御回路部８０は、例えば、コンピュータなどのデジタル計算機で構成することも可能である。
【００２１】
図４において、相手先のＯＦＤＭ送信機から送信された無線信号は、給電アンテナ素子１３によって受信される。この受信信号は、低雑音増幅、中間周波又はバースバンドへの周波数変換などの処理を行なうＲＦ Ｆ／Ｅ４２を介してＡ／Ｄ５２に入力されてデジタル信号へと変換される。Ａ／Ｄ５２から出力される時間軸上の信号は、フーリエ変換部７０で周波数軸上の信号に変換された後、可変リアクタンス制御回路部８０に入力される。また、上記フーリエ変換部の出力信号は次段に送られ、データの復調処理などが行われる。可変リアクタンス制御回路部８０は、周波数軸上に変換された受信信号と、所定の既知信号（後述する）との相関演算を行なって各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の重み係数（ここでは、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６のリアクタンス値をいう）を更新し、その更新されたリアクタンスの値を可変リアクタンス回路２２１〜２２６に与えて指向性を制御する。
【００２２】
各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の重み係数は、可変容量ダイオード（バラクタともいう）に印加するバイアス電圧を変化させることにより、可変容量ダイオードにおける静電容量値を変化させる。これにより、無給電アンテナ素子１４１〜１４６の可変リアクタンス素子の電気長を、給電アンテナ素子１３に比較して変化させ、当該適応アレーアンテナ制御装置の放射ビームパターンを変化させることが可能となる。
【００２３】
次に、上記のように構成された適応アレーアンテナの制御装置で行なわれる無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理（更新処理）を説明するため、ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したＯＦＤＭ信号のサブキャリアの配置を図５に示すように定める。
【００２４】
同図において、サブキャリア数Ｎｓは６４、そのうち実線キャリアは実際にデータを送信しているサブキャリア（インデックス−２６〜−１、１〜２６）であり、破線キャリアは実際にデータを送信していないバーチャルサブキャリア（インデックス−３２〜−２７、０、２７〜３１）である。すなわち、この例の場合、５２キャリアを用いて通信が行なわれる。
【００２５】
続いて、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の可変リアクタンス摂動時間例を、図６を用いて説明する。
【００２６】
本実施形態では、１シンボル毎にアンテナ重み付け（ここでは、可変リアクタンスのリアクタンス値をいう）を更新するために、Ａ／Ｄ５２において、８倍のオーバサンプリングが行なわれる。すなわち、Ａ／Ｄ変換によるサンプル数は、１シンボルの時間（３．２μｓ）内において、サブキャリア数×８倍の５１２（６４×８）サンプルが得られる。
【００２７】
このようにして１シンボルが５１２のサンプルデータとして構成されると、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の摂動による受信特性への影響が調べられる。具体的には、最初の１サンプル目で、第１番目の無給電アンテナ素子１４１（＝＃１）のリアクタンス値ｘ１だけを微小量Δｘだけ摂動させ、その後、受信信号を測定する。次の２サンプル目では、第２番目の無給電アンテナ素子１４２のリアクタンス値ｘ２をΔｘだけ摂動させ、その後、受信信号を測定する。このような操作を６サンプル目まで（第６番目の無給電アンテナ素子１４６まで摂動）行ない、残りの７、８サンプル目では無給電アンテナ素子のリアクタンスを摂動させずに受信信号を測定する。本実施形態では、この処理を８サンプル周期で最後の５１２サンプルまで行ない、その後、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の摂動による受信特性への影響が調査される。
【００２８】
図７は、無給電アンテナ素子１４１を例にとり、この無給電アンテナ素子１４１の可変リアクタンス摂動時間例を説明するための図である。
【００２９】
上述したように本実施形態では、１シンボルは５１２のサンプルデータから構成される。ここで、第ｎ試行回数目における１シンボルデータをｇ（ｉΔＴ，ｎ）、（ｉ＝１，２，．．．，５１２）と定義する。上記ｇにおいて、ΔＴはサンプリング間隔を表す。この例では、第ｎ試行回数目における第１番目の無給電アンテナ素子、すなわち、無給電アンテナ素子１４１（ｍ＝１、＃１）を摂動した際のデータの間引き方法を示している。
【００３０】
同図に示すように、無給電アンテナ素子１４１の場合、１サンプル目（ｇ（ΔＴ，ｎ）、９サンプル目（ｇ（９ΔＴ，ｎ）），．．．，５０５サンプル目（ｇ（５０５ΔＴ，ｎ））で可変リアクタンスを摂動し、それ以外のサンプルは間引かれる。すなわち、７サンプルおきにデータが間引かれて、無給電アンテナ素子１４１のみのデータが取得される。上記の処理は、他の無給電アンテナ素子１４２〜１４６においても同様に行なわれる。
【００３１】
次に、上記適応アレーアンテナの制御装置で行なわれる無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理について説明する。図８は、無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理の手順を示すフローチャートである。
【００３２】
図８において、まず、可変リアクタンス制御回路部８０では、ステップＳ１〜Ｓ３に示す初期値設定がなされる。具体的には、ステップＳ１において、試行回数ｎが１（ｎ＝１）に設定され、ステップＳ２において、第ｎサンプル目を表すαが０（α＝０）に設定され、ステップＳ３において、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが０（ｍ＝０）に設定される。
【００３３】
可変リアクタンス制御回路部８０は、上記のようにして初期値設定を終えた後、次のステップＳ４に進み、無給電アンテナ素子の識別番号ｍを＋１インクリメントし（無給電アンテナ素子１４１（＃１）が選択される）、無給電アンテナ素子１４１の可変リアクタンスのリアクタンス値ｘｍ（＝ｘ１）をΔｘ摂動させる（ステップＳ５）。ここで、Δｘはバラクタへの印加電圧を微小変化させる微小量をいう。
【００３４】
可変リアクタンス制御回路部８０は、リアクタンス値ｘ１をΔｘだけ微小変化させた後、αを＋１インクリメント（ステップＳ６）し、無給電アンテナ素子１４１の受信信号ｙ（ｙ（ΔＴ，ｎ））を測定（ステップＳ７）する。その後、ステップＳ８において、リアクタンス値ｘ１を−Δｘだけ微小変化させ元のリアクタンス値（ｘ１−Δｘ）に戻す。
【００３５】
可変リアクタンス制御回路部８０は、次いで、αが５１２（６４×８）よりも大きいか否かをステップＳ９にて判断し、αが５１２より小さいと判断した（Ｓ９でＮＯ）ときは、ステップＳ１０に進み、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが６よりも大きいか否かをさらに判断する。この判断で、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが６よりも小さいと判断された（ステップＳ１０でＮＯ）場合は、内ループでステップＳ４に戻る。
【００３６】
一方、ステップＳ１０において、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが６よりも大きいと判断された（ステップＳ１０でＹＥＳ）場合は、ステップＳ１４に進み、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが８よりも大きいか否かがさらに判断される。可変リアクタンス制御回路部８０は、この判断で、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが８よりも小さいと判断した（ステップＳ１４でＮＯ）ときは、ステップＳ１５において、αを＋１インクリメントし、次ステップのＳ１６において、ｍを＋１インクリメントした後、ステップＳ１７において、受信信号ｙを測定する。
【００３７】
一方、上記判断（ステップＳ１４）で、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが８よりも大きいと判断され（ステップＳ１４でＹＥＳ）たときは、外ループでステップＳ３に戻り、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが０にリセットされる。
【００３８】
すなわち、１〜６サンプル目（α＝１〜６のとき）までは、無給電アンテナ素子１４１から無給電アンテナ素子１４６のリアクタンス値ｘ１〜ｘ６をサンプル毎にΔｘだけ摂動させて受信信号ｙが測定される、７、８サンプル目（α＝７、８のとき）では、無給電アンテナ素子のリアクタンス値を摂動させないで受信信号の測定が行なわれる。
【００３９】
可変リアクタンス制御回路部８０は、上記ループ処理を８サンプル周期で５１２サンプルまで行なった（Ｓ９でＹＥＳ）後、次のステップＳ１１に進み、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６のリアクタンス値の更新処理を実行する。
【００４０】
このステップＳ１１では、まず、摂動後に測定された各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の時間軸上の受信信号が下記式（▲１▼）にしたがってフーリエ変換され、周波数軸上の受信信号へと変換される。
【００４１】
【数１】
上記数式▲１▼において、
ｍは、無給電アンテナ素子の識別番号を表し、
Γは、１，２，．．．，５１２までのサンプル番号を表し、
αは、サブキャリアを表す。
【００４２】
その後、上記Ｇｍと周波数軸上の既知信号との間の相関が下記式▲２▼、▲３▼により求められる。
【００４３】
【数２】
上記数式▲２▼において、
ρｍ（ｎ）は、第ｍ番目（無給電アンテナ素子の識別番号ｍ＝１〜６）の無給電アンテナ素子を摂動した際の相関係数を表し、
＊は共役複素数を表し、
は、複素共役をとった既知信号を表す。
【００４４】
【数３】
上記数式▲３▼において、
ρ０は、第ｍ番目（無給電アンテナ素子の識別番号ｍ＝１〜６）の無給電アンテナ素子を摂動していないときの相関係数を表し、
＊は共役複素数を表し、
は、複素共役をとった既知信号を表す。
【００４５】
本例では、既知信号
として、ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したＰＬＣＰ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｌａｙｅｒ Ｃｏｎｖｅｒｇｅｎｃｅ Ｐｒｏｔｏｃｏｌ）プリアンブルのロングシンボルを用いる。ＰＬＣＰプリアンブルは、ＯＦＤＭモデムが信号を受信するときに、クロック同期をはじめとする各種の同期のためのトレーニングシーケンスで、図９に示すように、１０個のショートシンボル（８μｓ、ショートトレーニングシンボルともいう）と２つのロングシンボル（８μｓ、ロングトレーニングシンボルともいう）から構成される。ロングトレーニングシンボルは、５２のサブキャリアを用いて送信されるもので、下記のような既知パターンが上記ＯＦＤＭモデムのＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部において時間領域の信号へと変換される。
【００４６】
Ｆ−２６ … ２６＝〔１１−１−１１１−１１−１１１１１１１−１−１１１−１１−１１１１１０１−１−１１１−１１−１１−１−１−１−１−１１１−１−１１−１１−１１１１１〕
上記Ｆ−２６ … ２６は、５２のサブキャリアにマッピングされた後、ＯＦＤＭモデムの送信電力手段を通じて送信信号となるが、本例では、このＦ−２６ … ２６のデータ間に０を挿入して６４のサブキャリア構成とし、これをＦｉと定義（Ｆｉ（ｉ＝１〜６４））する。よって、再定義後のＦは、以下のようになる。
【００４７】
Ｆ＝〔００００００１１−１−１１１−１１−１１１１１１１−１−１１１−１１−１１１１１０１−１−１１１−１１−１１−１−１−１−１−１１１−１−１１−１１−１１１１１０００００〕
上記Ｆｉは、時間領域の信号であるため、上述した周波数軸上の相関演算に用いるためには、周波数軸上の信号に変換する必要がある。そこで、補正項Ｃｉを乗じて、既知信号ｄα（ｍ）を得るようにしている。ここでは、説明の便宜上、αをｉに置換え既知信号ｄｉ（ｍ）として、以下、説明を進める。
【００４８】
【数４】
上記数式▲４▼において、
Ｆｉは、ＰＬＣＰプリアンブルのロングシンボルを表し、
Ｃｉは、補正係数を表し、
ｍは、無給電アンテナ素子の識別番号（１〜６）を表す。
【００４９】
ここで、補正項Ｃｉは、次式（▲５▼）で与えられる。
【００５０】
【数５】
上記数式▲５▼において、
ｍは、無給電アンテナ素子の識別番号（１〜６）を表す。
【００５１】
次に、上述したρｍ（ｎ）とρ０を用いて相関係数の勾配ベクトル（ｇｒａｄｉｅｎｔｖｅｃｔｏｒ）▽ρｍ（ｎ）を評価関数として求める。ここで、上記▽ρｍ（ｎ）を、
【００５２】
【数６】
と定義する。
【００５３】
上記数式▲６▼において、
Δｘは、第ｍ番目（ｍ＝無給電アンテナ素子の識別番号１〜６）の無給電アンテナ素子のリアクタンス値ｘｍ（ｎ）の所定シフト量を表す。
【００５４】
ここで、
各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の勾配ベクトル∇Ｐ（ｎ）は、
【００５５】
【数７】
で定義され、
上記勾配ベクトル∇Ｐ（ｎ）から各無給電アンテナ素子１４１〜１４６のリアクタンスベクトルのＸ（ｎ）は、
【００５６】
【数８】
で定義される。
【００５７】
上記式▲７▼、▲８▼において、
Ｔは転置を表す。
【００５８】
本例では、最適アルゴリズムとして最急勾配法を想定している。したがって、評価関数を最小にするようなリアクタンスベクトルＸを形成していけばよい。
【００５９】
上記の最急勾配法にしたがい、再帰的関係を使用して試行回数ｎにおけるリアクタンスベクトルのＸの更新値Ｘ（ｎ＋１）は、次式にしたがって計算される。
【００６０】
【数９】
ここで、
μは、収束速度を制御（ウェイト更新の割合を制御）するステップサイズを表す。
【００６１】
すなわち、本実施形態では、第ｎ回目の試行における第ｍ番目（ｍ＝無給電アンテナ素子の識別番号１〜６）の無給電アンテナ素子のρｍ（ｎ）とρ０（ｎ）が求められ、互いの相関値が比較される。そして、ρｍ（ｎ）が高ければ、第ｍ番目の無給電アンテナ素子のリアクタンス値を正の方向に操作して評価関数を最小にするリアクタンスベクトルを求め、ρ０（ｎ）が高ければ、第ｍ番目の無給電アンテナ素子のリアクタンス値を逆の方向（負の方向）に操作して評価関数を最小にするリアクタンスベクトルを求める。このようなリアクタンスベクトルの逐次更新処理を行なうことで、全無給電アンテナ素子１４１〜１４６のリアクタンス値ｘ１〜ｘ６の最適化を実現することができる
可変リアクタンス制御回路部８０は、上記▲９▼式にしたがって全無給電アンテナ素子１４１〜１４６のリアクタンス更新を終えると、次のステップＳ１２に進む。ステップＳ１２において、ｎが＋１インクリメントされた後、ステップＳ１３において、ｎが予め決定された反復回数Ｎに達していないかどうかが判断される。この判断で、ｎが予め決定された反復回数Ｎに達していないと判断されれば（Ｓ１３でＮＯ）、外ループによりステップＳ２に戻り、一方、ｎが予め決定された反復回数Ｎに達したと判断された（Ｓ１３でＹＥＳ）ときは、当該無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理を終了する。
【００６２】
上述したように、本実施形態におけるリアクタンス制御処理によれば、ＯＦＤＭシンボルを８倍のオーバサンプリングで標本化して５１２のサンプルを得るようにしたため、無給電素子１素子あたりの摂動速度が３．２μｓから６．２５ｎｓ（３．２μｓ／５１２）へと速くなる。これにより、１シンボル時間内で６つの無給電アンテナ素子のリアクタンス更新が実現でき、最適アルゴリズムの収束速度が従来と比して格段に高速化される。
【００６３】
上述した本実施形態においては、最急勾配法の評価関数として相関係数ρｍ（ｎ）用いたが、本発明は、これに限らず、アレーの出力電力を基準とする出力電力基準等の他の関数を用いてもよい。この場合、アレー出力電力が評価関数として定義され、受信信号とアレー出力に加えて、希望波の到来方向情報を示すステアリングベクトルが用いられる。
【００６４】
次に、本実施形態の適応アレーアンテナの制御装置を用いたシミュレーションとその結果について説明する。シミュレーション諸元は、下記表のようになっており、図１０及び図１１はノイズを考慮していない場合の結果であり、図１２及び図１３は信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が２０〔ｄＢ〕の場合の結果である。
【表１】
【００６５】
図１０は、ノイズなしの状態で、試行回数ｎに対する評価関数ρｍ（ｎ）の収束特性を示すグラフである。同図において、横軸は１ロングトレーニングシンボル期間（４μｓ）における試行回数ｎを表し、縦軸は評価関数ρｍ（ｎ）を表している。当該シミュレーションでは、ステップサイズμを変化させて評価関数ρｍ（ｎ）の収束具合を見ている。なお、同図において、評価関数ρｍ（ｎ）の値が小さければ小さいほど最適アルゴリズムの収束速度が速いことを意味する。同図が示すように、μのサイズによっては数シンボルで最適アルゴリズムが収束する。例えば、μ＝１０００のときが、最適アルゴリズムの収束速度が最も速い。
【００６６】
図１１は、所望波信号Ｓ（１波）が０°、干渉波Ｉ（１波）が１００°から到来している状況（図１４参照）における水平面指向性パターンを示すグラフである。同図において、横軸はＤＯＡ（Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ−ｏｆ−ａｒｒｉｖａｌ）、すなわち到来波方向〔ｄｅｇ〕を表し、縦軸は相対利得を〔ｄＢ〕表す。同図が示すように、本発明の適応アレーアンテナの制御装置を使用すれば、主ビームを所望波に向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００６７】
図１２は、ＳＮＲ＝２０〔ｄＢ〕のときの試行回数ｎに対する評価関数ρｍ（ｎ）の収束特性を示すグラフである。同図において、横軸は１ロングトレーニングシンボル期間（４μｓ）における試行回数ｎを表し、縦軸は評価関数ρｍ（ｎ）を表している。当該シミュレーションでは、上記同様、ステップサイズμを変化させて評価関数ρｍ（ｎ）の収束具合を見ている。同図が示すように、μのサイズを大きくとれば（例：μ＝１０００）、数シンボルで最適アルゴリズムが収束したように見えるが、ノイズの影響で、収束具合が不安定となる。よって、ノイズの影響を無視できる程度にμのステップサイズを選ぶ必要がある。
する。例えば、μ＝１０００のときが、最適アルゴリズムの収束速度が最も速い。
【００６８】
図１３は、図１１と同様、所望波信号Ｓ（１波）が０°、干渉波Ｉ（１波）が１００°から到来している状況における水平面指向性パターンを示すグラフである。同図において、横軸は到来方向〔ｄｅｇ〕を表し、縦軸は相対利得を〔ｄＢ〕表す。同図が示すように、雑音が存在する環境下であっても、本発明の適応アレーアンテナの制御装置を使用すれば、主ビームを所望波に向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００６９】
以上、説明してきたように、従来は、１シンボルを用いて無給電アンテナ素子１素子の重み付け更新を行なっていたため、アンテナ素子数分のシンボルを必要としていたが、本発明では、１シンボルで６つの無給電アンテナ素子の重み付け更新が可能となるため、最適アルゴリズムの収束速度が速くなる。
【００７０】
また、アンテナ素子の重み付け制御を行なう可変リアクタンス制御回路部８０を高周波部分に設ければ、回路の小型・軽量化、さらに低消費電力化、低コスト化が実現可能である。
【００７１】
さらに、上述した無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理（更新処理）の演算はソフトウェアで実現でき、その場合は、保守性を向上させることが可能である。
【００７２】
上述した実施例では、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の摂動後に得られる時間軸上のデータを周波数軸上に変換し、周波数軸上の既知信号
との相関をとるという実施形態であったが、本発明は、これに限らず、時間軸上の既知信号を用意し、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の摂動後に得られる時間軸上のデータと、この時間軸上の既知信号との間の相関を求めるような形態であってもよい。
【００７３】
また、ＯＦＤＭ方式は、時間軸でガードインターバルが付加され、ガードインターバル以内の遅延波であれば、正常に受信することが可能となっている。ガードインターバル以内に到来する遅延波は必ずしも１波だけとは限らない。そこで、ガードインターバル以内に到来する全ての遅延波を考慮して既知信号を生成するような形態であってもよい。この場合、伝搬路のインパルス応答を推定または測定するインパルス応答推定（または測定）手段を設け、この伝搬路インパルス応答推定（または測定）手段により、推定（または測定）された伝搬路のインパルス応答と、予め用意された時間軸上の既知信号とを畳み込み演算にて畳み込んでフーリエ変換し、その信号を周波数軸上の既知信号とすればよい。これにより、ＯＦＤＭ信号のＳ／Ｎ比を改善することができ、受信特性の向上が可能となる。
上記は、時々刻々変化する伝送路の瞬時瞬時の特性を時間領域で表現するインパルス応答を用いて既知信号を生成するという形態であったが、これ以外にも伝送路の瞬時特性を統計的に表現した遅延プロファイル、あるいは周波数領域で伝送路の瞬時特性表現をした伝達関数を用いて既知信号を生成してもよい。
【００７４】
また、上述した実施例では、６４のサブキャリアを考慮して既知信号を生成するという形態であったが、上述の如く６４のサブキャリアを全てデータ送信に用いているわけではない。データ送信に使用されていないバーチャルサブキャリアに成分を持つ波は干渉波とみなされることから、既知信号生成時に、バーチャルキャリア成分を考慮して生成すれば、干渉波の抑圧効果を向上させることが可能である。このような観点に鑑みると、かかる既知信号は、記周波数軸上の既知信号と各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の摂動後の周波数軸上の信号との相関をとって、その相関値を評価関数の一部して定義し、加えて、実際にデータを送信していないサブキャリア成分を評価関数として定義すればよい。
【００７５】
さらに、上記伝搬路インパルス応答推定（または測定）手段により、推定（または測定）された伝搬路のインパルス応答と、予め用意された時間軸上の既知信号とを畳み込み演算にて畳み込み、この畳み込み後の時間軸上の信号を既知信号として用いてもよい。
【００７６】
また、上記実施例における既知信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したＰＬＣＰプリアンブルに基づくものであったが、この既知信号は、システム（例えば、広帯域移動アクセスシステムであるＨｉＳＷＡＮａやＣＳＭＡやＨＩＰＥＲＬＡＮ／２等）に応じて変わる。
【００７７】
また、上記実施例では、給電アンテナ素子と無給電アンテナ素子から構成されるアレーアンテナ部を想定したが、複数のアレーアンテナ素子に入力する信号の移相と振幅をアンテナウェイトとして調整するアダプティブアレーアンテナや移相量をフェーズシフタ等により調整するフェーズドアレーアンテナで上記アレーアンテナ部を構成しても本発明を逸脱するものではない。
【００７８】
（実施例の変形例）
これまで説明してきた本発明の適応アレーアンテナ制御装置は、１つのアレーアンテナ部を用いる形態であったが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、一定距離離した複数のアレーアンテナ部を使用してそれらを選択する空間ダイバーシチ構成としてもよい。
【００７９】
図１５は、ダイバーシチブランチを選択して本発明に係る重み係数更新処理を行なう際の概略構成図
である。
【００８０】
同図において、本例では、図４に示すアレーアンテナ部が複数設けられてダイバーシチブランチ（ブランチ１〜ｎ）１５１〜１５Ｎを構成する。各ダイバーシチブランチ１５１〜１５Ｎのアレーアンテナ部は、図４と同様のアンテナ素子（１つの給電アンテナ素子と複数の無給電アンテナ素子）、重み付け回路部、その重み付け回路部に与える重み係数を算出するための可変リアクタンス制御回路部が備えられ、かつ給電アンテナ素子の出力に高周波フロントエンド部（ＲＦ Ｆ／Ｅ）、アナログ・デジタル変換部（Ａ／Ｄ）、フーリエ変換部が備えられる。また、本実施例では、信号レベルが最大となるブランチを選択するブランチ選択部１１０が具備され、上記ダイバーシチブランチ１５１〜１５Ｎの間は、フェ−ジング相関が十分小さくなるように離される。
【００８１】
同図において、相手先のＯＦＤＭ送信機から送信された無線信号は、アレーアンテナ部１５１〜１５Ｎで受信された後、ブランチ選択部９０で信号レベルが最大となるブランチが選択され、その選択されたブランチを対象に重み係数の更新処理がなされる。
【００８２】
上記変形例では、複数のダイバーシチブランチのうち、最大の受信品質を与えるブランチのみを選択し、そのブランチのみを対象に重み付け更新を行なうとい選択合成型の実施形態であったが、各ダイバーシチブランチからの信号の位相を同一にし、そのまま加算した信号を用いて重み付けの更新制御を行なう等利得合成型の実施形態であってもかまわない。図１６は、ダイバーシチブランチを合成して本発明に係る重み係数更新処理を行なう際の概略構成図
である。
重み係数を更新する場合の概略構成図である。
【００８３】
同図において各ダイバーシチブランチ（アレーアンテナ部１〜Ｎ）１６１〜１６Ｎの信号は位相変動検出部１０１、１０３で位相検出され、位相変動補償部１０２、１０４で位相差が調整されて同相の信号となる。このようにして同相となった各ダイバーシチブランチ１６１〜１６Ｎの信号は、ダイバーシチ合成部１１０で加算された後、各各ダイバーシチブランチ１６１〜１６Ｎの可変リアクタンス制御回路部に送られ、重み係数の更新処理がなされる。この場合、各ダイバーシチブランチからの信号の波の位相をそろえて、振幅をそのまま足し合わせるので、上記の選択合成よりは受信特性を良くすることができる。
【００８４】
このように、本発明の適応アレーアンテナ制御装置を空間ダイバーシチと組合せることで、伝送特性を改善しつつ、高速に重み係数を更新することができる。
【００８５】
なお、上述した実施例の変形例は、本発明の適応アレーアンテナ制御装置に空間ダイバーシチを適用する形態であったが、これ以外にも、複数本の受信アンテナを用いるダイバーシチブランチ構成法の１つである偏波ダイバーシチ、角度ダイバーシチなどを適用することも可能である。
【００８６】
以上本願実施例による、適応アレーアンテナを制御する制御装置は、受信信号を８倍のオーバサンプリングにより標本化することで、１シンボル時間内で５１２のサンプル点を得、１サンプル毎に無給電アンテナ素子が摂動されてアレーアンテナの重み付け値が適応制御される。これにより、１シンボルでアレーアンテナの重み付け更新が可能となるため、最適アルゴリズムの収束速度を高速化しつつ、干渉波を抑圧することができる。また、本実施例における適応アレーアンテナ制御装置によれば、消費電力の低減及び低コスト化かが実現可能である。
【００８７】
以下、本発明により教示される手段を列挙する。
【００８８】
（付記１）所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ部を制御するための制御方法であって、
所定数のアンテナ素子に入力する信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算し、その評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【００８９】
（付記２）付記１記載のアレーアンテナの制御方法であって、
前記アレーアンテナ部は、無線信号を送受信する１つの給電アンテナ素子と、複数の無給電アンテナ素子からなり、
前記複数の無給電アンテナ素子には可変リアクタンス素子がそれぞれ装荷され、
前記給電アンテナ素子で受信されたアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換し、
前記デジタル信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小となるように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【００９０】
（付記３）付記１記載のアレーアンテナの制御方法であって、
前記複数のアンテナ素子に入力する信号に対し、高周波部に振幅及び移相量を調整する振幅・移相器が備えられ、
前記複数のアンテナ素子に入力するアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換し、
前記デジタル信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小となるように、前記振幅及び移相量を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【００９１】
（付記４） 所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ部を制御するための制御装置であって、
所定数のアンテナ素子に入力するする信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算し、その評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整する制御手段を有することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９２】
（付記５）付記４記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記制御手段は、計算された前記評価関数を所定の閾値と比較し、その比較結果に応じて前記各重み付け値を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９３】
（付記６）付記４記載のアレーアンテナの制御装置であって、
前記アレーアンテナ部は、無線信号を送受信する１つの給電アンテナ素子と、複数の無給電アンテナ素子からなり、
前記複数の無給電アンテナ素子には可変リアクタンス素子がそれぞれ装荷され、
前記制御手段は、
前記給電アンテナ素子で受信されたアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル信号変換手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段からの出力信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小または最大となるように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を調整するリアクタンス調整手段
を有することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９４】
（付記７）付記４記載のアレーアンテナの制御装置であって、
前記複数のアンテナ素子に入力する信号に対し、高周波部に振幅及び移相量を調整する振幅・移相器が備えられ、
前記制御手段は、
前記複数のアンテナ素子に入力するアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル信号変換手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段からの出力信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小または最大となるように、前記振幅及び移相量を調整する振幅・移相調整手段
を有することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９５】
（付記８）付記４記載のアレーアンテナの制御装置であって、
前記複数のアンテナ素子に入力する信号に対し、移相量を調整する移相器が備えられ、
前記制御手段は、
前記複数のアンテナ素子に入力するアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル信号変換手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段からの出力信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小または最大となるように、前記移相量を調整する移相調整手段
を有することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９６】
（付記９）付記６乃至８いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記制御手段は、前記相関係数に基づいて、前記評価関数の勾配ベクトルを計算し、計算された勾配ベクトルに基づいて当該評価関数が最小または最大となるように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンス値または、前記振幅及び移相量を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９７】
（付記１０）付記４乃至１０いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アンテナ素子に入力する信号がマルチキャリア伝送方式で伝送された信号であることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９８】
（付記１１）付記６乃至８いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号を周波数軸上の信号に変換する時間軸−周波数軸変換手段を有し、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、周波数軸上で表現された前記既知信号との間の相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
（付記１２）付記６乃至８いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号と、時間軸上で表現された前記既知信号との間の相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９９】
（付記１３）付記６乃至１２いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記既知信号は、所定のシステムで用いられるフレームのなかの制御情報を伝送する信号を利用して、生成されることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１００】
（付記１４）付記６または７または８または１１記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路のインパルス応答を求めるインパルス応答測定手段と、
前記インパルス応答と時間軸上で表現された既知信号とを畳み込んだ信号をフーリエ変換し、その信号を周波数軸上の参照信号として生成する周波数領域参照信号生成手段を有し、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０１】
（付記１５）付記６または７または８または１２記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路のインパルス応答を求めるインパルス応答測定手段と、
前記インパルス応答と時間軸上で表現された既知信号とを畳み込み、その畳み込んだ時間軸の信号を参照信号として生成する時間領域参照信号生成手段を有し、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０２】
（付記１６）付記６または７または８または１１記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路の瞬時特性を統計的に表した遅延プロファイルを求める遅延プロファイル測定手段と、
前記遅延プロファイルに基づいて時間軸の参照信号を生成し、その信号をフーリエ変換して周波数軸上の既知信号として前記参照信号を定める遅延プロファイル型参照信号生成手段と、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
（付記１７）付記６または７または８または１２記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路の瞬時特性を統計的に表した遅延プロファイルを求める遅延プロファイル測定手段と、
前記遅延プロファイルに基づいて生成される時間軸の参照信号を前記既知信号と定める遅延プロファイル型参照信号生成手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
（付記１８）付記６または７または８または１１記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路の瞬時特性を周波数軸上で表現する伝達関数を求める伝達関数測定手段と、
前記伝達関数に基づいて生成される既知信号を参照信号として定める伝達関数型参照信号生成手段と、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
（付記１９）付記６または７または８または１２記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路の瞬時特性を周波数軸上で表現する伝達関数を求める伝達関数測定手段と、
前記伝達関数に基づいて既知信号を生成し、その既知信号を逆フーリエ変換して時間軸上の参照信号とする伝達関数型参照信号生成手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０３】
（付記２０）付記６または７または８または１２記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、前記周波数領域参照信号生成手段により生成された周波数軸上の参照信号との間の相関をとった値を前記評価関数の一部と定め、加えて、データの送信に用いられていないキャリア成分を前記評価関数と定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０４】
（付記２１）付記６乃至８いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アレーアンテナ部が複数のダイバーシチブランチからなり、前記ダイバーシチブランチ毎に重み付け値を制御するダイバーシチ重み付け手段と、
各ダイバーシチブランチでの受信品質に基づいて、ダイバーシチブランチを選択するブランチ選択手段を有し、
前記制御手段は、
前記ブランチ選択手段により選択されたダイバーシチブランチのアレーアンテナ部に与える重み付け値を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０５】
（付記２２）付記２１記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記ブランチ選択手段は、
マルチキャリア伝送方式により伝送されたマルチキャリア受信信号または伝送路周波数応答の振幅もしくは電力が最大となるダイバーシチブランチを選択することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０６】
（付記２３）付記２１記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記複数のアンテナ素子は、隣接するアンテナ素子の偏波方向を互いに直交させて配列されていることを特徴とするアレイアンテナ装置。
【０１０７】
（付記２４）付記２１記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記複数のアンテナ素子は、指向性の異なるアンテナ素子であることを特徴とするアレイアンテナ装置。
【０１０８】
（付記２５）所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナの制御処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
前記複数のアンテナ素子に入力する信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算する評価関数算出手順と、
前記評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整する制御手順
を有することを特徴とするプログラム。
【０１０９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、干渉波を抑圧しつつ、最適アルゴリズムの高収束化が可能となる。
【０１１０】
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の適応アレーアンテナ制御装置（その１）の構成を示すブロック図である。
【図２】従来の適応アレーアンテナ制御装置（その２）の構成を示すブロック図である。
【図３】従来の摂動法に基づくアンテナ重み付け時間を説明するための図である。
【図４】本実施例における適応アレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したＯＦＤＭ信号のサブキャリアの配置を示す図である。
【図６】各無給電アンテナ素子の可変リアクタンス摂動時間例を示す図である。
【図７】第１番目の無給電アンテナ素子の可変リアクタンス摂動時間例を説明するための図である。
【図８】無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理の手順を示すフローチャートである。
【図９】ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したＰＬＣＰプリアンブルを示す図である。
【図１０】本実施例による適応アレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、ノイズなしの状態で最適アルゴリズムの収束具合を示すグラフである。
【図１１】本実施例による適応アレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、ノイズなしの状態で信号源が２つの場合の電力指向性特性を示すグラフである。
【図１２】本実施例による適応アレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、ＳＮＲ＝２０ｄＢのときの最適アルゴリズムの収束具合を示すグラフである。
【図１３】本実施例による適応アレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、ＳＮＲ＝２０ｄＢのときの信号源が２つの場合の電力指向特性を示すグラフである。
【図１４】本実施例による適応アレーアンテナの制御装置のシミュレーションにおける信号源のモデルを示す図である。
【図１５】ダイバーシチブランチを選択して本発明に係る重み係数更新処理を行なう際の概略構成図
である。
【図１６】ダイバーシチブランチを合成して本発明に係る重み係数更新処理を行なう際の概略構成図
である。
【符号の説明】
１０１〜１０Ｍ 複数のアンテナ素子
１１、１３ 給電アンテナ素子
１５１〜１５Ｎ、１６１〜１６Ｎ ダイバーシチブランチ
１２１〜１２３、１４１〜１４６ 無給電アンテナ素子
２０１〜２０Ｍ アンテナ重み付け回路部
２１１〜２１３、２２１〜２２６ 可変リアクタンス回路
３０ 合成回路部
４０、４１、４２ 高周波フロントエンド部（ＲＦ Ｆ／Ｅ）
５０、５１、５２ アナログ・デジタル変換部（Ａ／Ｄ）
６０ 重み付け制御回路部
６１ 可変リアクタンス制御回路部
７０ フーリエ変換部
８０ 可変リアクタンス制御回路部
９０ ブランチ選択部
１０１、１０３ 位相変動検出部
１０２、１０４ 位相変動補償部
１１０ ダイバーシチ合成部
【発明の属する技術分野】
本発明は、アレーアンテナの制御方法及びその装置、並びにアレーアンテナの制御プログラムに関し、このアレーアンテナは、例えば、無線ＬＡＮシステムや移動通信システムにおける移動局または基地局において使用される。
【０００２】
【従来の技術】
近年、インターネットを通じた大容量通信の需要が増大するに従い、携帯電話や無線ＬＡＮ等の無線ネットワークの大容量化を目指した技術開発が急速に進展している。高速無線通信を実現するためには、電波のマルチパス伝搬に起因するフェージングを克服する必要があり、その対策技術として直交周波数分割多重（（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式の適用が有望視されている。
ＯＦＤＭ方式は、マルチキャリア変調方式の１つであり、各サブキャリアが相互に直交関係を保つように配置されるため、周波数効率を従来のシングルマルチキャリアによる伝送と比較して高くすることができる。また、各サブキャリアでは、伝送速度が低速とみなされるため、周波数選択性フェ−ジングを受けにくい。さらに、各シンボルの先頭にはガードインターバルが挿入されるので、遅延波の影響を軽減できるなどの特徴を有している。
【０００３】
このようにＯＦＤＭ方式は、マルチパス環境に対する強い耐性を持っているが、ガードインターバルを越える遅延波、他システムからの干渉波、移動に伴うドップラー周波数変動を受けたドップラーシフト波等の干渉波を受信すると、キャリア間干渉（ＩＣＩ）やシンボル間干渉（ＩＳＩ）等が発生し、受信特性（例えば、ＢＥＲ特性）が著しく劣化してしまう。そこで、このような問題点を克服するために、図１、図２に示すような適応アレーアンテナを用いた干渉抑圧技術が考えられている。
【０００４】
図１に示す従来の適応アレーアンテナ制御装置は、複数のアンテナ素子１０１〜１０Ｍで構成されたアレーアンテナ部と、アンテナ重み付け回路部２０１〜２０Ｍと、合成回路部（Σ）３０と、高周波フロントエンド部（ＲＦ Ｆ／Ｅ）４０と、アナログ・デジタル変換部（Ａ／Ｄ）５０と、重み付け制御回路部６０から構成される。合成回路部３０で合成された信号はＲＦ Ｆ／Ｅ４０で帯域制限及び周波数変換等の処理が施された後、Ａ／Ｄ５０でアナログ信号からデジタル信号へと変換される。重み付け制御回路部６０は、Ａ／Ｄ変換後の信号（受信機入力）が最大の信号対（干渉＋雑音）比（ＳＩＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）を持つように各アンテナ素子１０１〜１０Ｍのアンテナ重み付け回路部２０１〜２０Ｍを適応的に制御することで所望波に対しては指向性のビームを形成させ、干渉波に対してはアンテナの指向性のヌルを形成させることができるようになっている。
【０００５】
上記のような適応アレーアンテナ装置は、ハードウェア構成が複雑であることから、コストが高くなり、低消費電力化が難しい。したがって、携帯電話等の小型の無線端末に適用するのは困難であり、用途は限定される。
【０００６】
そこで、低消費電力化、低コスト化の実現を可能にする適応アレーアンテナ装置が提案されている。この適応アレーアンテナ装置は、給電及び受信が１系統のみですむため、構造が簡素となり、携帯電話等の小型無線端末への適用の可能性が示されおり、エスパアンテナ（ＥＳＰＡＲ：Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃａｌｌｙ Ｓｔｅｅｒａｂｌｅ Ｐａｒａｓｉｔｉｃ Ａｒｒａｙ Ｒａｄｉａｔｏｒ）と呼ばれている。このエスパアンテナは、給電アンテナ素子の周囲に無給電アンテナ素子を円周状に配置し、無給電アンテナ素子に装荷終端された可変リアクタンスのリアクタンス値を電子的に制御することにより、水平面内での放射パターンを制御する。
【０００７】
図２は、上記エスパアンテナの構成を示すブロック図である。
【０００８】
同図において、このエスパアンテナは、１つの給電アンテナ素子１１と、３つの無給電アンテナ素子１２１〜１２３で構成されたアレーアンテナ部と、可変リアクタンス回路部２１１〜２１３と、高周波フロントエンド部（ＲＦ Ｆ／Ｅ）４１と、アナログ・デジタル変換部（Ａ／Ｄ）５１と、可変リアクタンス制御回路部６１から構成される。給電アンテナ素子１１からの受信信号はＲＦ Ｅ／Ｅ４１を通り、Ａ／Ｄ５１でアナログ信号からデジタル信号へと変換される。また、給電アンテナ素子１１での受信信号は、周囲に存在する無給電アンテナ素子１２１〜１２３の電磁的の相互結合により影響を受ける。可変リアクタンス制御回路部６１は、Ａ／Ｄ変換後の信号（受信機入力）が最大の信号対（干渉＋雑音）比（ＳＩＮＲ）を持つように無給電アンテナ素子１２１〜１２３の可変リアクタンス回路２１１〜２１３を適応的に制御することで所望波に対しては指向性のビームを形成させ、干渉波に対してはアンテナの指向性のヌルを形成させることができるようになっている。
【０００９】
上記のようにエスパアンテナは、全ての素子の受信信号を得ることができない。そのため、通常の適応型アレーアンテナの制御アルゴリズムを用いることはできない。そこで、このような特徴を考慮した制御アルゴリズムとして、摂動法（Ｐｅｒｔｕｒｂａｔｉｏｎ Ｍｅｔｈｏｄ）を用いた最急勾配法が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。ここでいう摂動法による制御アルゴリズムとは、１つの無給電アンテナ素子のリアクタンス値を一定量変化させ、ある評価関数を観測しながら、リアクタンス値を変化させた後の受信特性が変化させる前の受信特性よりも良くなる方向にリアクタンス値を可変し、その他の無給電素子に対しても同様な操作を行なうことで所望の指向性が得られるというものである。
【００１０】
図３は、上記摂動法による制御アルゴリズムを採用したエスパアンテナにおいて、給電アンテナ素子１１にて受信される信号がＯＦＤＭ信号の場合の、無給電アンテナ素子１２１〜１２３の重み付け摂動の時間を説明するための図である。
【００１１】
ＯＦＤＭ方式では、シンボルと呼ばれる予め決められた単位毎に信号が変調されて伝送される。受信する際には、受信信号をシンボル単位毎に区切って復調処理する必要がある。したがって、従来の摂動法による制御アルゴリズムでは、シンボル単位毎に無給電アンテナ素子１２１〜１２３のリアクタンス値を摂動させていた。例えば、図３が示すように、最初の１シンボルで１つ目の無給電アンテナ素子１２１のリアクタンス値を摂動させ、次のシンボルで２つ目の無給電アンテナ素子１２２のリアクタンス値・・・と１シンボル毎に１つの無給電アンテナ素子を摂動させ、バーチャルサブキャリア（データ通信に用いていないサブキャリア）成分を観測しながら、ＳＩＮＲが大きくなるように各無給電アンテナ素子１２１〜１２３のリアクタンス値が更新される。
【００１２】
【非特許文献１】
Ｊｕｎ Ｃｈｅｎｇ、 Ｙｕｋｉｈｉｒｏ Ｋａｍｉｙａ、ａｎｄ Ｔａｋａｓｈｉ ＯＨＩＲＡ、“Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇ ｏｆ ＥＳＰＡＲ Ａｎｔｅｎｎａ Ｂａｓｅｄ ｏｎ Ｓｔｅｅｐｅｓｔ Ｇｒａｄｉｅｎｔ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ”，ＩＥＩＣＥ ＴＲＡＮＳ．ＣＯＭＭＵＮ．，ＶＯＬ．Ｅ８４−Ｂ，ＮＯ．７ ｐｐ．１７９０−１８００，ＪＵＬＹ ２００１
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記エスパアンテナの従来例によれば、Ｍ本の無給電アンテナ素子を用いて摂動法の制御アルゴリズムを適用したとすると、各無給電アンテナ素子のリアクタンス値を更新するのにアンテナ素子数分のシンボルが必要となってしまう。このため、制御アルゴリズムの収束までに多くの時間を要し、収束までの間、干渉波を十分に抑圧することができない、という問題があった。
【００１４】
本発明は、上記のような問題点に鑑みてなされたもので、その課題とするところは、アンテナウェイト（重み係数）の更新を高速化することのできるアレーアンテナの制御方法及びその装置、並びにアレーアンテナの制御プログラムを提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明では、請求項１に記載されるように、所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ部を制御するための制御方法であって、前記複数のアンテナ素子に入力する信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算し、その評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整する構成とした。
【００１６】
この構成により、１シンボルで複数のアンテナ素子入力に課すアンテナの重み付けを更新をすることができる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
【００１８】
本実施例では、送信データ系列を複数のデータ系列に直列並列変換し、その複数のデータ系列をそれぞれ周波数の異なる複数の搬送波（キャリア）を用いて並列に無線伝送するマルチキャリア伝送方式を適用した無線通信システム、例えば、ＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格に準拠（ＯＦＤＭ方式を採用）した無線ＬＡＮシステムを想定し、フレームフォーマットは同規格で定められているものを用いる。
【００１９】
本発明はこのシステムで用いられる適応アレーアンテナの制御装置に関するものである。
【００２０】
図４は、上記適応アレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。この適応アレーアンテナの制御装置は、図１に示すように、１つの給電アンテナ素子１３、６つの無給電アンテナ素子１４１〜１４６で構成されたアレーアンテナ部と、可変リアクタンス回路２２１〜２２６と、高周波フロントエンド部（ＲＦ Ｆ／Ｅ）４２と、アナログ・デジタル変換部（Ａ／Ｄ）５２と、フーリエ変換部７０と、可変リアクタンス制御回路部８０から構成される。なお、上記可変リアクタンス制御回路部８０は、例えば、コンピュータなどのデジタル計算機で構成することも可能である。
【００２１】
図４において、相手先のＯＦＤＭ送信機から送信された無線信号は、給電アンテナ素子１３によって受信される。この受信信号は、低雑音増幅、中間周波又はバースバンドへの周波数変換などの処理を行なうＲＦ Ｆ／Ｅ４２を介してＡ／Ｄ５２に入力されてデジタル信号へと変換される。Ａ／Ｄ５２から出力される時間軸上の信号は、フーリエ変換部７０で周波数軸上の信号に変換された後、可変リアクタンス制御回路部８０に入力される。また、上記フーリエ変換部の出力信号は次段に送られ、データの復調処理などが行われる。可変リアクタンス制御回路部８０は、周波数軸上に変換された受信信号と、所定の既知信号（後述する）との相関演算を行なって各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の重み係数（ここでは、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６のリアクタンス値をいう）を更新し、その更新されたリアクタンスの値を可変リアクタンス回路２２１〜２２６に与えて指向性を制御する。
【００２２】
各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の重み係数は、可変容量ダイオード（バラクタともいう）に印加するバイアス電圧を変化させることにより、可変容量ダイオードにおける静電容量値を変化させる。これにより、無給電アンテナ素子１４１〜１４６の可変リアクタンス素子の電気長を、給電アンテナ素子１３に比較して変化させ、当該適応アレーアンテナ制御装置の放射ビームパターンを変化させることが可能となる。
【００２３】
次に、上記のように構成された適応アレーアンテナの制御装置で行なわれる無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理（更新処理）を説明するため、ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したＯＦＤＭ信号のサブキャリアの配置を図５に示すように定める。
【００２４】
同図において、サブキャリア数Ｎｓは６４、そのうち実線キャリアは実際にデータを送信しているサブキャリア（インデックス−２６〜−１、１〜２６）であり、破線キャリアは実際にデータを送信していないバーチャルサブキャリア（インデックス−３２〜−２７、０、２７〜３１）である。すなわち、この例の場合、５２キャリアを用いて通信が行なわれる。
【００２５】
続いて、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の可変リアクタンス摂動時間例を、図６を用いて説明する。
【００２６】
本実施形態では、１シンボル毎にアンテナ重み付け（ここでは、可変リアクタンスのリアクタンス値をいう）を更新するために、Ａ／Ｄ５２において、８倍のオーバサンプリングが行なわれる。すなわち、Ａ／Ｄ変換によるサンプル数は、１シンボルの時間（３．２μｓ）内において、サブキャリア数×８倍の５１２（６４×８）サンプルが得られる。
【００２７】
このようにして１シンボルが５１２のサンプルデータとして構成されると、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の摂動による受信特性への影響が調べられる。具体的には、最初の１サンプル目で、第１番目の無給電アンテナ素子１４１（＝＃１）のリアクタンス値ｘ１だけを微小量Δｘだけ摂動させ、その後、受信信号を測定する。次の２サンプル目では、第２番目の無給電アンテナ素子１４２のリアクタンス値ｘ２をΔｘだけ摂動させ、その後、受信信号を測定する。このような操作を６サンプル目まで（第６番目の無給電アンテナ素子１４６まで摂動）行ない、残りの７、８サンプル目では無給電アンテナ素子のリアクタンスを摂動させずに受信信号を測定する。本実施形態では、この処理を８サンプル周期で最後の５１２サンプルまで行ない、その後、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の摂動による受信特性への影響が調査される。
【００２８】
図７は、無給電アンテナ素子１４１を例にとり、この無給電アンテナ素子１４１の可変リアクタンス摂動時間例を説明するための図である。
【００２９】
上述したように本実施形態では、１シンボルは５１２のサンプルデータから構成される。ここで、第ｎ試行回数目における１シンボルデータをｇ（ｉΔＴ，ｎ）、（ｉ＝１，２，．．．，５１２）と定義する。上記ｇにおいて、ΔＴはサンプリング間隔を表す。この例では、第ｎ試行回数目における第１番目の無給電アンテナ素子、すなわち、無給電アンテナ素子１４１（ｍ＝１、＃１）を摂動した際のデータの間引き方法を示している。
【００３０】
同図に示すように、無給電アンテナ素子１４１の場合、１サンプル目（ｇ（ΔＴ，ｎ）、９サンプル目（ｇ（９ΔＴ，ｎ）），．．．，５０５サンプル目（ｇ（５０５ΔＴ，ｎ））で可変リアクタンスを摂動し、それ以外のサンプルは間引かれる。すなわち、７サンプルおきにデータが間引かれて、無給電アンテナ素子１４１のみのデータが取得される。上記の処理は、他の無給電アンテナ素子１４２〜１４６においても同様に行なわれる。
【００３１】
次に、上記適応アレーアンテナの制御装置で行なわれる無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理について説明する。図８は、無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理の手順を示すフローチャートである。
【００３２】
図８において、まず、可変リアクタンス制御回路部８０では、ステップＳ１〜Ｓ３に示す初期値設定がなされる。具体的には、ステップＳ１において、試行回数ｎが１（ｎ＝１）に設定され、ステップＳ２において、第ｎサンプル目を表すαが０（α＝０）に設定され、ステップＳ３において、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが０（ｍ＝０）に設定される。
【００３３】
可変リアクタンス制御回路部８０は、上記のようにして初期値設定を終えた後、次のステップＳ４に進み、無給電アンテナ素子の識別番号ｍを＋１インクリメントし（無給電アンテナ素子１４１（＃１）が選択される）、無給電アンテナ素子１４１の可変リアクタンスのリアクタンス値ｘｍ（＝ｘ１）をΔｘ摂動させる（ステップＳ５）。ここで、Δｘはバラクタへの印加電圧を微小変化させる微小量をいう。
【００３４】
可変リアクタンス制御回路部８０は、リアクタンス値ｘ１をΔｘだけ微小変化させた後、αを＋１インクリメント（ステップＳ６）し、無給電アンテナ素子１４１の受信信号ｙ（ｙ（ΔＴ，ｎ））を測定（ステップＳ７）する。その後、ステップＳ８において、リアクタンス値ｘ１を−Δｘだけ微小変化させ元のリアクタンス値（ｘ１−Δｘ）に戻す。
【００３５】
可変リアクタンス制御回路部８０は、次いで、αが５１２（６４×８）よりも大きいか否かをステップＳ９にて判断し、αが５１２より小さいと判断した（Ｓ９でＮＯ）ときは、ステップＳ１０に進み、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが６よりも大きいか否かをさらに判断する。この判断で、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが６よりも小さいと判断された（ステップＳ１０でＮＯ）場合は、内ループでステップＳ４に戻る。
【００３６】
一方、ステップＳ１０において、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが６よりも大きいと判断された（ステップＳ１０でＹＥＳ）場合は、ステップＳ１４に進み、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが８よりも大きいか否かがさらに判断される。可変リアクタンス制御回路部８０は、この判断で、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが８よりも小さいと判断した（ステップＳ１４でＮＯ）ときは、ステップＳ１５において、αを＋１インクリメントし、次ステップのＳ１６において、ｍを＋１インクリメントした後、ステップＳ１７において、受信信号ｙを測定する。
【００３７】
一方、上記判断（ステップＳ１４）で、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが８よりも大きいと判断され（ステップＳ１４でＹＥＳ）たときは、外ループでステップＳ３に戻り、無給電アンテナ素子の識別番号ｍが０にリセットされる。
【００３８】
すなわち、１〜６サンプル目（α＝１〜６のとき）までは、無給電アンテナ素子１４１から無給電アンテナ素子１４６のリアクタンス値ｘ１〜ｘ６をサンプル毎にΔｘだけ摂動させて受信信号ｙが測定される、７、８サンプル目（α＝７、８のとき）では、無給電アンテナ素子のリアクタンス値を摂動させないで受信信号の測定が行なわれる。
【００３９】
可変リアクタンス制御回路部８０は、上記ループ処理を８サンプル周期で５１２サンプルまで行なった（Ｓ９でＹＥＳ）後、次のステップＳ１１に進み、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６のリアクタンス値の更新処理を実行する。
【００４０】
このステップＳ１１では、まず、摂動後に測定された各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の時間軸上の受信信号が下記式（▲１▼）にしたがってフーリエ変換され、周波数軸上の受信信号へと変換される。
【００４１】
【数１】
ｍは、無給電アンテナ素子の識別番号を表し、
Γは、１，２，．．．，５１２までのサンプル番号を表し、
αは、サブキャリアを表す。
【００４２】
その後、上記Ｇｍと周波数軸上の既知信号との間の相関が下記式▲２▼、▲３▼により求められる。
【００４３】
【数２】
ρｍ（ｎ）は、第ｍ番目（無給電アンテナ素子の識別番号ｍ＝１〜６）の無給電アンテナ素子を摂動した際の相関係数を表し、
＊は共役複素数を表し、
【００４４】
【数３】
ρ０は、第ｍ番目（無給電アンテナ素子の識別番号ｍ＝１〜６）の無給電アンテナ素子を摂動していないときの相関係数を表し、
＊は共役複素数を表し、
【００４５】
本例では、既知信号
【００４６】
Ｆ−２６ … ２６＝〔１１−１−１１１−１１−１１１１１１１−１−１１１−１１−１１１１１０１−１−１１１−１１−１１−１−１−１−１−１１１−１−１１−１１−１１１１１〕
上記Ｆ−２６ … ２６は、５２のサブキャリアにマッピングされた後、ＯＦＤＭモデムの送信電力手段を通じて送信信号となるが、本例では、このＦ−２６ … ２６のデータ間に０を挿入して６４のサブキャリア構成とし、これをＦｉと定義（Ｆｉ（ｉ＝１〜６４））する。よって、再定義後のＦは、以下のようになる。
【００４７】
Ｆ＝〔００００００１１−１−１１１−１１−１１１１１１１−１−１１１−１１−１１１１１０１−１−１１１−１１−１１−１−１−１−１−１１１−１−１１−１１−１１１１１０００００〕
上記Ｆｉは、時間領域の信号であるため、上述した周波数軸上の相関演算に用いるためには、周波数軸上の信号に変換する必要がある。そこで、補正項Ｃｉを乗じて、既知信号ｄα（ｍ）を得るようにしている。ここでは、説明の便宜上、αをｉに置換え既知信号ｄｉ（ｍ）として、以下、説明を進める。
【００４８】
【数４】
Ｆｉは、ＰＬＣＰプリアンブルのロングシンボルを表し、
Ｃｉは、補正係数を表し、
ｍは、無給電アンテナ素子の識別番号（１〜６）を表す。
【００４９】
ここで、補正項Ｃｉは、次式（▲５▼）で与えられる。
【００５０】
【数５】
ｍは、無給電アンテナ素子の識別番号（１〜６）を表す。
【００５１】
次に、上述したρｍ（ｎ）とρ０を用いて相関係数の勾配ベクトル（ｇｒａｄｉｅｎｔｖｅｃｔｏｒ）▽ρｍ（ｎ）を評価関数として求める。ここで、上記▽ρｍ（ｎ）を、
【００５２】
【数６】
【００５３】
上記数式▲６▼において、
Δｘは、第ｍ番目（ｍ＝無給電アンテナ素子の識別番号１〜６）の無給電アンテナ素子のリアクタンス値ｘｍ（ｎ）の所定シフト量を表す。
【００５４】
ここで、
各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の勾配ベクトル∇Ｐ（ｎ）は、
【００５５】
【数７】
上記勾配ベクトル∇Ｐ（ｎ）から各無給電アンテナ素子１４１〜１４６のリアクタンスベクトルのＸ（ｎ）は、
【００５６】
【数８】
【００５７】
上記式▲７▼、▲８▼において、
Ｔは転置を表す。
【００５８】
本例では、最適アルゴリズムとして最急勾配法を想定している。したがって、評価関数を最小にするようなリアクタンスベクトルＸを形成していけばよい。
【００５９】
上記の最急勾配法にしたがい、再帰的関係を使用して試行回数ｎにおけるリアクタンスベクトルのＸの更新値Ｘ（ｎ＋１）は、次式にしたがって計算される。
【００６０】
【数９】
μは、収束速度を制御（ウェイト更新の割合を制御）するステップサイズを表す。
【００６１】
すなわち、本実施形態では、第ｎ回目の試行における第ｍ番目（ｍ＝無給電アンテナ素子の識別番号１〜６）の無給電アンテナ素子のρｍ（ｎ）とρ０（ｎ）が求められ、互いの相関値が比較される。そして、ρｍ（ｎ）が高ければ、第ｍ番目の無給電アンテナ素子のリアクタンス値を正の方向に操作して評価関数を最小にするリアクタンスベクトルを求め、ρ０（ｎ）が高ければ、第ｍ番目の無給電アンテナ素子のリアクタンス値を逆の方向（負の方向）に操作して評価関数を最小にするリアクタンスベクトルを求める。このようなリアクタンスベクトルの逐次更新処理を行なうことで、全無給電アンテナ素子１４１〜１４６のリアクタンス値ｘ１〜ｘ６の最適化を実現することができる
可変リアクタンス制御回路部８０は、上記▲９▼式にしたがって全無給電アンテナ素子１４１〜１４６のリアクタンス更新を終えると、次のステップＳ１２に進む。ステップＳ１２において、ｎが＋１インクリメントされた後、ステップＳ１３において、ｎが予め決定された反復回数Ｎに達していないかどうかが判断される。この判断で、ｎが予め決定された反復回数Ｎに達していないと判断されれば（Ｓ１３でＮＯ）、外ループによりステップＳ２に戻り、一方、ｎが予め決定された反復回数Ｎに達したと判断された（Ｓ１３でＹＥＳ）ときは、当該無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理を終了する。
【００６２】
上述したように、本実施形態におけるリアクタンス制御処理によれば、ＯＦＤＭシンボルを８倍のオーバサンプリングで標本化して５１２のサンプルを得るようにしたため、無給電素子１素子あたりの摂動速度が３．２μｓから６．２５ｎｓ（３．２μｓ／５１２）へと速くなる。これにより、１シンボル時間内で６つの無給電アンテナ素子のリアクタンス更新が実現でき、最適アルゴリズムの収束速度が従来と比して格段に高速化される。
【００６３】
上述した本実施形態においては、最急勾配法の評価関数として相関係数ρｍ（ｎ）用いたが、本発明は、これに限らず、アレーの出力電力を基準とする出力電力基準等の他の関数を用いてもよい。この場合、アレー出力電力が評価関数として定義され、受信信号とアレー出力に加えて、希望波の到来方向情報を示すステアリングベクトルが用いられる。
【００６４】
次に、本実施形態の適応アレーアンテナの制御装置を用いたシミュレーションとその結果について説明する。シミュレーション諸元は、下記表のようになっており、図１０及び図１１はノイズを考慮していない場合の結果であり、図１２及び図１３は信号対雑音比（ＳＮＲ：Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）が２０〔ｄＢ〕の場合の結果である。
【表１】
図１０は、ノイズなしの状態で、試行回数ｎに対する評価関数ρｍ（ｎ）の収束特性を示すグラフである。同図において、横軸は１ロングトレーニングシンボル期間（４μｓ）における試行回数ｎを表し、縦軸は評価関数ρｍ（ｎ）を表している。当該シミュレーションでは、ステップサイズμを変化させて評価関数ρｍ（ｎ）の収束具合を見ている。なお、同図において、評価関数ρｍ（ｎ）の値が小さければ小さいほど最適アルゴリズムの収束速度が速いことを意味する。同図が示すように、μのサイズによっては数シンボルで最適アルゴリズムが収束する。例えば、μ＝１０００のときが、最適アルゴリズムの収束速度が最も速い。
【００６６】
図１１は、所望波信号Ｓ（１波）が０°、干渉波Ｉ（１波）が１００°から到来している状況（図１４参照）における水平面指向性パターンを示すグラフである。同図において、横軸はＤＯＡ（Ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ−ｏｆ−ａｒｒｉｖａｌ）、すなわち到来波方向〔ｄｅｇ〕を表し、縦軸は相対利得を〔ｄＢ〕表す。同図が示すように、本発明の適応アレーアンテナの制御装置を使用すれば、主ビームを所望波に向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００６７】
図１２は、ＳＮＲ＝２０〔ｄＢ〕のときの試行回数ｎに対する評価関数ρｍ（ｎ）の収束特性を示すグラフである。同図において、横軸は１ロングトレーニングシンボル期間（４μｓ）における試行回数ｎを表し、縦軸は評価関数ρｍ（ｎ）を表している。当該シミュレーションでは、上記同様、ステップサイズμを変化させて評価関数ρｍ（ｎ）の収束具合を見ている。同図が示すように、μのサイズを大きくとれば（例：μ＝１０００）、数シンボルで最適アルゴリズムが収束したように見えるが、ノイズの影響で、収束具合が不安定となる。よって、ノイズの影響を無視できる程度にμのステップサイズを選ぶ必要がある。
する。例えば、μ＝１０００のときが、最適アルゴリズムの収束速度が最も速い。
【００６８】
図１３は、図１１と同様、所望波信号Ｓ（１波）が０°、干渉波Ｉ（１波）が１００°から到来している状況における水平面指向性パターンを示すグラフである。同図において、横軸は到来方向〔ｄｅｇ〕を表し、縦軸は相対利得を〔ｄＢ〕表す。同図が示すように、雑音が存在する環境下であっても、本発明の適応アレーアンテナの制御装置を使用すれば、主ビームを所望波に向けかつ干渉波にヌルを向けるように適応制御することができる。
【００６９】
以上、説明してきたように、従来は、１シンボルを用いて無給電アンテナ素子１素子の重み付け更新を行なっていたため、アンテナ素子数分のシンボルを必要としていたが、本発明では、１シンボルで６つの無給電アンテナ素子の重み付け更新が可能となるため、最適アルゴリズムの収束速度が速くなる。
【００７０】
また、アンテナ素子の重み付け制御を行なう可変リアクタンス制御回路部８０を高周波部分に設ければ、回路の小型・軽量化、さらに低消費電力化、低コスト化が実現可能である。
【００７１】
さらに、上述した無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理（更新処理）の演算はソフトウェアで実現でき、その場合は、保守性を向上させることが可能である。
【００７２】
上述した実施例では、各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の摂動後に得られる時間軸上のデータを周波数軸上に変換し、周波数軸上の既知信号
【００７３】
また、ＯＦＤＭ方式は、時間軸でガードインターバルが付加され、ガードインターバル以内の遅延波であれば、正常に受信することが可能となっている。ガードインターバル以内に到来する遅延波は必ずしも１波だけとは限らない。そこで、ガードインターバル以内に到来する全ての遅延波を考慮して既知信号を生成するような形態であってもよい。この場合、伝搬路のインパルス応答を推定または測定するインパルス応答推定（または測定）手段を設け、この伝搬路インパルス応答推定（または測定）手段により、推定（または測定）された伝搬路のインパルス応答と、予め用意された時間軸上の既知信号とを畳み込み演算にて畳み込んでフーリエ変換し、その信号を周波数軸上の既知信号とすればよい。これにより、ＯＦＤＭ信号のＳ／Ｎ比を改善することができ、受信特性の向上が可能となる。
上記は、時々刻々変化する伝送路の瞬時瞬時の特性を時間領域で表現するインパルス応答を用いて既知信号を生成するという形態であったが、これ以外にも伝送路の瞬時特性を統計的に表現した遅延プロファイル、あるいは周波数領域で伝送路の瞬時特性表現をした伝達関数を用いて既知信号を生成してもよい。
【００７４】
また、上述した実施例では、６４のサブキャリアを考慮して既知信号を生成するという形態であったが、上述の如く６４のサブキャリアを全てデータ送信に用いているわけではない。データ送信に使用されていないバーチャルサブキャリアに成分を持つ波は干渉波とみなされることから、既知信号生成時に、バーチャルキャリア成分を考慮して生成すれば、干渉波の抑圧効果を向上させることが可能である。このような観点に鑑みると、かかる既知信号は、記周波数軸上の既知信号と各無給電アンテナ素子１４１〜１４６の摂動後の周波数軸上の信号との相関をとって、その相関値を評価関数の一部して定義し、加えて、実際にデータを送信していないサブキャリア成分を評価関数として定義すればよい。
【００７５】
さらに、上記伝搬路インパルス応答推定（または測定）手段により、推定（または測定）された伝搬路のインパルス応答と、予め用意された時間軸上の既知信号とを畳み込み演算にて畳み込み、この畳み込み後の時間軸上の信号を既知信号として用いてもよい。
【００７６】
また、上記実施例における既知信号は、ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したＰＬＣＰプリアンブルに基づくものであったが、この既知信号は、システム（例えば、広帯域移動アクセスシステムであるＨｉＳＷＡＮａやＣＳＭＡやＨＩＰＥＲＬＡＮ／２等）に応じて変わる。
【００７７】
また、上記実施例では、給電アンテナ素子と無給電アンテナ素子から構成されるアレーアンテナ部を想定したが、複数のアレーアンテナ素子に入力する信号の移相と振幅をアンテナウェイトとして調整するアダプティブアレーアンテナや移相量をフェーズシフタ等により調整するフェーズドアレーアンテナで上記アレーアンテナ部を構成しても本発明を逸脱するものではない。
【００７８】
（実施例の変形例）
これまで説明してきた本発明の適応アレーアンテナ制御装置は、１つのアレーアンテナ部を用いる形態であったが、本発明はこれに限定されるものではない。例えば、一定距離離した複数のアレーアンテナ部を使用してそれらを選択する空間ダイバーシチ構成としてもよい。
【００７９】
図１５は、ダイバーシチブランチを選択して本発明に係る重み係数更新処理を行なう際の概略構成図
である。
【００８０】
同図において、本例では、図４に示すアレーアンテナ部が複数設けられてダイバーシチブランチ（ブランチ１〜ｎ）１５１〜１５Ｎを構成する。各ダイバーシチブランチ１５１〜１５Ｎのアレーアンテナ部は、図４と同様のアンテナ素子（１つの給電アンテナ素子と複数の無給電アンテナ素子）、重み付け回路部、その重み付け回路部に与える重み係数を算出するための可変リアクタンス制御回路部が備えられ、かつ給電アンテナ素子の出力に高周波フロントエンド部（ＲＦ Ｆ／Ｅ）、アナログ・デジタル変換部（Ａ／Ｄ）、フーリエ変換部が備えられる。また、本実施例では、信号レベルが最大となるブランチを選択するブランチ選択部１１０が具備され、上記ダイバーシチブランチ１５１〜１５Ｎの間は、フェ−ジング相関が十分小さくなるように離される。
【００８１】
同図において、相手先のＯＦＤＭ送信機から送信された無線信号は、アレーアンテナ部１５１〜１５Ｎで受信された後、ブランチ選択部９０で信号レベルが最大となるブランチが選択され、その選択されたブランチを対象に重み係数の更新処理がなされる。
【００８２】
上記変形例では、複数のダイバーシチブランチのうち、最大の受信品質を与えるブランチのみを選択し、そのブランチのみを対象に重み付け更新を行なうとい選択合成型の実施形態であったが、各ダイバーシチブランチからの信号の位相を同一にし、そのまま加算した信号を用いて重み付けの更新制御を行なう等利得合成型の実施形態であってもかまわない。図１６は、ダイバーシチブランチを合成して本発明に係る重み係数更新処理を行なう際の概略構成図
である。
重み係数を更新する場合の概略構成図である。
【００８３】
同図において各ダイバーシチブランチ（アレーアンテナ部１〜Ｎ）１６１〜１６Ｎの信号は位相変動検出部１０１、１０３で位相検出され、位相変動補償部１０２、１０４で位相差が調整されて同相の信号となる。このようにして同相となった各ダイバーシチブランチ１６１〜１６Ｎの信号は、ダイバーシチ合成部１１０で加算された後、各各ダイバーシチブランチ１６１〜１６Ｎの可変リアクタンス制御回路部に送られ、重み係数の更新処理がなされる。この場合、各ダイバーシチブランチからの信号の波の位相をそろえて、振幅をそのまま足し合わせるので、上記の選択合成よりは受信特性を良くすることができる。
【００８４】
このように、本発明の適応アレーアンテナ制御装置を空間ダイバーシチと組合せることで、伝送特性を改善しつつ、高速に重み係数を更新することができる。
【００８５】
なお、上述した実施例の変形例は、本発明の適応アレーアンテナ制御装置に空間ダイバーシチを適用する形態であったが、これ以外にも、複数本の受信アンテナを用いるダイバーシチブランチ構成法の１つである偏波ダイバーシチ、角度ダイバーシチなどを適用することも可能である。
【００８６】
以上本願実施例による、適応アレーアンテナを制御する制御装置は、受信信号を８倍のオーバサンプリングにより標本化することで、１シンボル時間内で５１２のサンプル点を得、１サンプル毎に無給電アンテナ素子が摂動されてアレーアンテナの重み付け値が適応制御される。これにより、１シンボルでアレーアンテナの重み付け更新が可能となるため、最適アルゴリズムの収束速度を高速化しつつ、干渉波を抑圧することができる。また、本実施例における適応アレーアンテナ制御装置によれば、消費電力の低減及び低コスト化かが実現可能である。
【００８７】
以下、本発明により教示される手段を列挙する。
【００８８】
（付記１）所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ部を制御するための制御方法であって、
所定数のアンテナ素子に入力する信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算し、その評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【００８９】
（付記２）付記１記載のアレーアンテナの制御方法であって、
前記アレーアンテナ部は、無線信号を送受信する１つの給電アンテナ素子と、複数の無給電アンテナ素子からなり、
前記複数の無給電アンテナ素子には可変リアクタンス素子がそれぞれ装荷され、
前記給電アンテナ素子で受信されたアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換し、
前記デジタル信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小となるように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【００９０】
（付記３）付記１記載のアレーアンテナの制御方法であって、
前記複数のアンテナ素子に入力する信号に対し、高周波部に振幅及び移相量を調整する振幅・移相器が備えられ、
前記複数のアンテナ素子に入力するアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換し、
前記デジタル信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小となるように、前記振幅及び移相量を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。
【００９１】
（付記４） 所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ部を制御するための制御装置であって、
所定数のアンテナ素子に入力するする信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算し、その評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整する制御手段を有することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９２】
（付記５）付記４記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記制御手段は、計算された前記評価関数を所定の閾値と比較し、その比較結果に応じて前記各重み付け値を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９３】
（付記６）付記４記載のアレーアンテナの制御装置であって、
前記アレーアンテナ部は、無線信号を送受信する１つの給電アンテナ素子と、複数の無給電アンテナ素子からなり、
前記複数の無給電アンテナ素子には可変リアクタンス素子がそれぞれ装荷され、
前記制御手段は、
前記給電アンテナ素子で受信されたアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル信号変換手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段からの出力信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小または最大となるように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を調整するリアクタンス調整手段
を有することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９４】
（付記７）付記４記載のアレーアンテナの制御装置であって、
前記複数のアンテナ素子に入力する信号に対し、高周波部に振幅及び移相量を調整する振幅・移相器が備えられ、
前記制御手段は、
前記複数のアンテナ素子に入力するアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル信号変換手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段からの出力信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小または最大となるように、前記振幅及び移相量を調整する振幅・移相調整手段
を有することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９５】
（付記８）付記４記載のアレーアンテナの制御装置であって、
前記複数のアンテナ素子に入力する信号に対し、移相量を調整する移相器が備えられ、
前記制御手段は、
前記複数のアンテナ素子に入力するアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル信号変換手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段からの出力信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小または最大となるように、前記移相量を調整する移相調整手段
を有することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９６】
（付記９）付記６乃至８いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記制御手段は、前記相関係数に基づいて、前記評価関数の勾配ベクトルを計算し、計算された勾配ベクトルに基づいて当該評価関数が最小または最大となるように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンス値または、前記振幅及び移相量を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９７】
（付記１０）付記４乃至１０いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アンテナ素子に入力する信号がマルチキャリア伝送方式で伝送された信号であることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９８】
（付記１１）付記６乃至８いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号を周波数軸上の信号に変換する時間軸−周波数軸変換手段を有し、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、周波数軸上で表現された前記既知信号との間の相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
（付記１２）付記６乃至８いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号と、時間軸上で表現された前記既知信号との間の相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【００９９】
（付記１３）付記６乃至１２いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記既知信号は、所定のシステムで用いられるフレームのなかの制御情報を伝送する信号を利用して、生成されることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１００】
（付記１４）付記６または７または８または１１記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路のインパルス応答を求めるインパルス応答測定手段と、
前記インパルス応答と時間軸上で表現された既知信号とを畳み込んだ信号をフーリエ変換し、その信号を周波数軸上の参照信号として生成する周波数領域参照信号生成手段を有し、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０１】
（付記１５）付記６または７または８または１２記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路のインパルス応答を求めるインパルス応答測定手段と、
前記インパルス応答と時間軸上で表現された既知信号とを畳み込み、その畳み込んだ時間軸の信号を参照信号として生成する時間領域参照信号生成手段を有し、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０２】
（付記１６）付記６または７または８または１１記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路の瞬時特性を統計的に表した遅延プロファイルを求める遅延プロファイル測定手段と、
前記遅延プロファイルに基づいて時間軸の参照信号を生成し、その信号をフーリエ変換して周波数軸上の既知信号として前記参照信号を定める遅延プロファイル型参照信号生成手段と、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
（付記１７）付記６または７または８または１２記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路の瞬時特性を統計的に表した遅延プロファイルを求める遅延プロファイル測定手段と、
前記遅延プロファイルに基づいて生成される時間軸の参照信号を前記既知信号と定める遅延プロファイル型参照信号生成手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
（付記１８）付記６または７または８または１１記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路の瞬時特性を周波数軸上で表現する伝達関数を求める伝達関数測定手段と、
前記伝達関数に基づいて生成される既知信号を参照信号として定める伝達関数型参照信号生成手段と、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
（付記１９）付記６または７または８または１２記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路の瞬時特性を周波数軸上で表現する伝達関数を求める伝達関数測定手段と、
前記伝達関数に基づいて既知信号を生成し、その既知信号を逆フーリエ変換して時間軸上の参照信号とする伝達関数型参照信号生成手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０３】
（付記２０）付記６または７または８または１２記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、前記周波数領域参照信号生成手段により生成された周波数軸上の参照信号との間の相関をとった値を前記評価関数の一部と定め、加えて、データの送信に用いられていないキャリア成分を前記評価関数と定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０４】
（付記２１）付記６乃至８いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アレーアンテナ部が複数のダイバーシチブランチからなり、前記ダイバーシチブランチ毎に重み付け値を制御するダイバーシチ重み付け手段と、
各ダイバーシチブランチでの受信品質に基づいて、ダイバーシチブランチを選択するブランチ選択手段を有し、
前記制御手段は、
前記ブランチ選択手段により選択されたダイバーシチブランチのアレーアンテナ部に与える重み付け値を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０５】
（付記２２）付記２１記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記ブランチ選択手段は、
マルチキャリア伝送方式により伝送されたマルチキャリア受信信号または伝送路周波数応答の振幅もしくは電力が最大となるダイバーシチブランチを選択することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。
【０１０６】
（付記２３）付記２１記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記複数のアンテナ素子は、隣接するアンテナ素子の偏波方向を互いに直交させて配列されていることを特徴とするアレイアンテナ装置。
【０１０７】
（付記２４）付記２１記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記複数のアンテナ素子は、指向性の異なるアンテナ素子であることを特徴とするアレイアンテナ装置。
【０１０８】
（付記２５）所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナの制御処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
前記複数のアンテナ素子に入力する信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算する評価関数算出手順と、
前記評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整する制御手順
を有することを特徴とするプログラム。
【０１０９】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、干渉波を抑圧しつつ、最適アルゴリズムの高収束化が可能となる。
【０１１０】
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の適応アレーアンテナ制御装置（その１）の構成を示すブロック図である。
【図２】従来の適応アレーアンテナ制御装置（その２）の構成を示すブロック図である。
【図３】従来の摂動法に基づくアンテナ重み付け時間を説明するための図である。
【図４】本実施例における適応アレーアンテナの制御装置の構成を示すブロック図である。
【図５】ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したＯＦＤＭ信号のサブキャリアの配置を示す図である。
【図６】各無給電アンテナ素子の可変リアクタンス摂動時間例を示す図である。
【図７】第１番目の無給電アンテナ素子の可変リアクタンス摂動時間例を説明するための図である。
【図８】無給電アンテナ素子のリアクタンス制御処理の手順を示すフローチャートである。
【図９】ＩＥＥＥ８０２．１１ａに準拠したＰＬＣＰプリアンブルを示す図である。
【図１０】本実施例による適応アレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、ノイズなしの状態で最適アルゴリズムの収束具合を示すグラフである。
【図１１】本実施例による適応アレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、ノイズなしの状態で信号源が２つの場合の電力指向性特性を示すグラフである。
【図１２】本実施例による適応アレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、ＳＮＲ＝２０ｄＢのときの最適アルゴリズムの収束具合を示すグラフである。
【図１３】本実施例による適応アレーアンテナの制御装置のシミュレーション結果であって、ＳＮＲ＝２０ｄＢのときの信号源が２つの場合の電力指向特性を示すグラフである。
【図１４】本実施例による適応アレーアンテナの制御装置のシミュレーションにおける信号源のモデルを示す図である。
【図１５】ダイバーシチブランチを選択して本発明に係る重み係数更新処理を行なう際の概略構成図
である。
【図１６】ダイバーシチブランチを合成して本発明に係る重み係数更新処理を行なう際の概略構成図
である。
【符号の説明】
１０１〜１０Ｍ 複数のアンテナ素子
１１、１３ 給電アンテナ素子
１５１〜１５Ｎ、１６１〜１６Ｎ ダイバーシチブランチ
１２１〜１２３、１４１〜１４６ 無給電アンテナ素子
２０１〜２０Ｍ アンテナ重み付け回路部
２１１〜２１３、２２１〜２２６ 可変リアクタンス回路
３０ 合成回路部
４０、４１、４２ 高周波フロントエンド部（ＲＦ Ｆ／Ｅ）
５０、５１、５２ アナログ・デジタル変換部（Ａ／Ｄ）
６０ 重み付け制御回路部
６１ 可変リアクタンス制御回路部
７０ フーリエ変換部
８０ 可変リアクタンス制御回路部
９０ ブランチ選択部
１０１、１０３ 位相変動検出部
１０２、１０４ 位相変動補償部
１１０ ダイバーシチ合成部
Claims (10)
- 所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ部を制御するための制御方法であって、
所定数のアンテナ素子に入力する信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算し、その評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御方法。 - 所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナ部を制御するための制御装置であって、
所定数のアンテナ素子に入力する信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算し、その評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整する制御手段を有することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 請求項２記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アレーアンテナ部は、無線信号を送受信する１つの給電アンテナ素子と、複数の無給電アンテナ素子からなり、
前記複数の無給電アンテナ素子には可変リアクタンス素子がそれぞれ装荷され、
前記制御手段は、
前記給電アンテナ素子で受信されたアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル信号変換手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段からの出力信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小または最大となるように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンス値を調整するリアクタンス調整手段
を有することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 請求項２記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記複数のアンテナ素子に入力する信号に対し、高周波部に振幅及び移相量を調整する振幅・移相器が備えられ、
前記制御手段は、
前記複数のアンテナ素子に入力するアナログ信号を所定周期のオーバサンプリングクロックでサンプリングしてデジタル信号に変換するアナログ・デジタル信号変換手段と、
前記アナログ・デジタル信号変換手段からの出力信号と、所定のパターンを有する既知信号との間の相関計算により得られる相関係数を評価関数として定め、その評価関数が最小または最大となるように、前記振幅及び移相量を調整する振幅・移相調整手段
を有することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 請求項３又は４記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号を周波数軸上の信号に変換する時間軸−周波数軸変換手段を有し、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、周波数軸上で表現された前記既知信号との間の相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 請求項３又は４記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号と、時間軸上で表現された前記既知信号との間の相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 請求項３乃至５いずれか記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路のインパルス応答を求めるインパルス応答測定手段と、
前記インパルス応答と時間軸上で表現された既知信号とを畳み込んだ信号をフーリエ変換し、その信号を周波数軸上の参照信号として生成する周波数領域参照信号生成手段を有し、
前記時間軸−周波数軸変換手段により変換された周波数軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 請求項３または４または６記載のアレーアンテナの制御装置において、
伝送路のインパルス応答を求めるインパルス応答測定手段と、
前記インパルス応答と時間軸上で表現された既知信号とを畳み込み、その畳み込んだ時間軸の信号を参照信号として生成する時間領域参照信号生成手段を有し、
前記アナログ・デジタル信号変換手段から出力された時間軸上の出力信号と、前記参照信号との間の相関計算により得られる相関係数を前記評価関数として定めることを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 請求項３または４記載のアレーアンテナの制御装置において、
前記アレーアンテナ部が複数のダイバーシチブランチからなり、前記ダイバーシチブランチ毎に重み付け値を制御するダイバーシチ重み付け手段と、
各ダイバーシチブランチでの受信品質に基づいて、ダイバーシチブランチを選択するブランチ選択手段を有し、
前記制御手段は、
前記ブランチ選択手段により選択されたダイバーシチブランチのアレーアンテナ部に与える重み付け値を調整することを特徴とするアレーアンテナの制御装置。 - 所定の間隔で配置された複数のアンテナ素子からなるアレーアンテナの制御処理をコンピュータに実行させるためのプログラムであって、
所定数のアンテナ素子に入力するする信号に与える各重み付け値を１シンボル時間以内のサンプル間隔で摂動させて前記各重み付け値に対する所定の評価関数を計算する評価関数算出手順と、
前記評価関数に基づいて、前記各重み付け値を調整する制御手順
を有することを特徴とするプログラム。
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