JP2004072520A - 受信機 - Google Patents
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Abstract
【課題】高価なクリスタル共振子を使用して発振器の発振周波数を安定化することなく、データの誤り率に影響を及ぼさない検波電圧を出力する。
【解決手段】ＧＭＳＫ変調された高周波信号を中間周波信号に周波数変換する混合器４と、中間周波信号を通過する中間周波バンドパスフィルタ８と、中間周波バンドパスフィルタ８を通過した中間周波信号を検波するクォドラチャ検波回路１０と、混合器４に局部発振信号を供給する電圧制御発振器５と、電圧制御発振器５の発振周波数を制御するＰＬＬ回路６と、ＰＬＬ回路６に基準信号を供給する基準発振器７とを備え、クォドラチャ検波回路１０から出力される検波電圧からＡＦＣ電圧を生成し、ＡＦＣ電圧によって基準発振器７の発振周波数を制御した。
【選択図】 図１
【解決手段】ＧＭＳＫ変調された高周波信号を中間周波信号に周波数変換する混合器４と、中間周波信号を通過する中間周波バンドパスフィルタ８と、中間周波バンドパスフィルタ８を通過した中間周波信号を検波するクォドラチャ検波回路１０と、混合器４に局部発振信号を供給する電圧制御発振器５と、電圧制御発振器５の発振周波数を制御するＰＬＬ回路６と、ＰＬＬ回路６に基準信号を供給する基準発振器７とを備え、クォドラチャ検波回路１０から出力される検波電圧からＡＦＣ電圧を生成し、ＡＦＣ電圧によって基準発振器７の発振周波数を制御した。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＩＴＳ（高度道路交通システム）の一環としてシステム開発が行われているＶＩＣＳ（Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）等に使用される、ＧＭＳＫ（Ｇｕｓｉａｎ ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調された高周波信号を受信するための受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の受信機を図４によって説明する。ＧＭＳＫ変調されたほぼ２．５ＧＨｚの高周波信号はアンテナ３１で受信され、バンドパスフィルタ３２、高周波増幅器３３を経て混合器３４に入力される。混合器３４には電圧制御発振器３５から局部発振信号が入力される。電圧制御発振器３５の発振周波数はＰＬＬ回路３６によってほぼ２．５１ＧＨｚとなるように制御される。また、ＰＬＬ回路３６には基準発振器３７から１６ＭＨｚの基準信号が入力される。基準発振器３７には図示しないクリスタル共振子が用いられている。以上の構成によって、混合器３４からは１０．７ＭＨｚの中間周波信号が出力される。
【０００３】
中間周波信号は中間周波バンドパスフィルタ３８、中間周波増幅器３９を経てクォドラチャ検波回路４０に入力される。中間周波バンドパスフィルタ３８の通過帯域はおよそ２３０ＫＨｚである（３ｄＢ低下の幅）。クォドラチャ検波回路４０は混合器４０ａと移相器４０ｂとを有し、混合器４０ａには位相の異なる二つの中間周波信号が入力される。そして、移相器４０ｂが同調回路からなり、その同調周波数が中間周波信号の中心周波数Ｆ０（１０．７ＭＨｚ）に同調していることから、混合器４０ａからは、中間周波バンドパスフィルタ３８の特性も加わって中間周波信号の周波数偏移に従って、図５のＡに示すようないわゆるＳ字カーブに対応する検波電圧が出力される。
【０００４】
すなわち、クォドラチャ検波回路４０は瞬時の中間周波数が上記中心周波数Ｆ０であれば基準の検波電圧Ｅｒを出力するが、中心周波数Ｆ０よりも高い方に偏移すれば検波電圧はその偏移量に比例して高くなり、中間周波数が低い方に偏移すれば低くなる。そして、通常は周波数偏移の幅（およそ±１６ＫＨｚ）がＳ字カーブの直線領域ΔＦの範囲内となるように設計されている。
ここで得られた検波電圧は増幅器４１によって所定レベルに増幅され、次いで波形整形回路４２によって矩形波に整形される。整形された矩形波は図示しない後段の回路によって“０”／“１”のデジタルデータに変換される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記の従来の受信機では、基準発振器のクリスタル共振子の安定度はおよそ５０ｐｐｍである。つまり、温度条件等によって±５０ｐｐｍの周波数変化を生ずる。この変化はそのまま局部発振周波数の変化になり、結果的に中間周波信号の周波数変化となる。上記の例では２．５ＧＨｚ×（±５０ｐｐｍ）＝±１２５ＫＨｚの変化となる。よって、中間周波信号は図６のＢに示すようにＳ字カーブにおける１２５ＫＨｚシフトした位置（ｆ０）を中心として偏移することとなり、検波電圧は同図Ｃに示すように中心電圧Ｅｓの上下で非対称となる。従って、この検波電圧によって得られるデジタルデータに誤りを発生する。
【０００６】
この問題は±１０ｐｐｍ程度と周波数安定度に優れたクリスタル共振子を使用して中間周波信号の中心周波数の変動を±２５ＫＨｚ程度以内に押さえることで解決するがこのようなクリスタル共振子は極めて高価である。
【０００７】
本発明は、高価なクリスタル共振子を使用して発振器の発振周波数を安定化することなく、データの誤り率に影響を及ぼさない検波電圧を出力することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この課題に対して、本発明では、ＧＭＳＫ変調された高周波信号を中間周波信号に周波数変換する混合器と、前記中間周波信号を検波するクォドラチャ検波回路とを備え、前記混合器に局部発振信号を供給する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振周波数を制御するＰＬＬ回路と、前記ＰＬＬ回路に基準信号を供給する基準発振器とを設け、前記クォドラチャ検波回路から出力される検波電圧からＡＦＣ電圧を生成し、前記ＡＦＣ電圧によって前記基準発振器の発振周波数を制御した。
【０００９】
また、前記基準発振器はクリスタル共振子と前記共振子に結合されたバラクタダイオードとを有し、前記ＡＦＣ電圧を前記バラクタダイオードに印加した。
【００１０】
また、前記中間周波信号を中間周波バンドパスフィルタを介して前記クォドラチャ検波回路に入力し、前記中間周波信号の中心周波数を前記中間周波バンドパスフィルタの通過帯域幅の１０倍以下に設定した。
【００１１】
また、前記中間周波信号の中心周波数を１ＭＨｚに設定した。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下図面に従って本発明の受信機を説明する。図１において、ＧＭＳＫ変調されたほぼ２．５ＧＨｚの高周波信号はアンテナ１で受信され、バンドパスフィルタ２、高周波増幅器３を経て混合器４に入力される。この高周波信号の周波数偏移はおよそ１６ＫＨｚである。混合器４には電圧制御発振器５から局部発振信号が入力される。電圧制御発振器５の発振周波数はＰＬＬ回路６によってほぼ２．５０１ＧＨｚとなるように制御される。また、ＰＬＬ回路６には基準発振器７から１６ＭＨｚの基準信号が入力される。基準発振器７は図示の如くインバータ７ａと、その入力端と出力端との間に結合されたクリスタル共振子７ｂと、クリスタル共振子７ｂに結合されたバラクタダイオード７ｃとを有する。以上の構成によって、混合器４からは中心周波数が１ＭＨｚの中間周波信号が出力される。
【００１３】
中間周波信号は中間周波バンドパスフィルタ８、中間周波増幅器９を経てクォドラチャ検波回路１０に入力される。中間周波バンドパスフィルタ８の通過帯域はおよそ２３０ＫＨｚである（３ｄＢ低下の幅）。クォドラチャ検波回路１０は混合器１０ａと移相器１０ｂとを有し、混合器１０ａには中間周波増幅器９から出力された中間周波信号と、移相器１０ｂによって位相回転した中間周波信号との位相の異なる二つの中間周波信号が入力される。移相器１０ｂは同調回路からなり、その同調周波数は中間周波信号の中心周波数Ｆ０（１ＭＨｚ）に同調している。よって、混合器１０ａからは中間周波信号の周波数偏移に対応して、図２のＡに示すようないわゆるＳ字カーブに沿った検波電圧が出力される。Ｓ字カーブは中間周波バンドパスフィルタ８の特性が加わった結果のものである。
【００１４】
すなわち、クォドラチャ検波回路１０は瞬時の中間周波数が上記中心周波数Ｆ０であれば基準の検波電圧Ｅｒを出力するが、中心周波数よりも高い方に偏移すれば検波電圧はその偏移量に比例して高くなり、低い方に偏移すれば低くなる。そして、通常は周波数偏移の幅（およそ±１６ＫＨｚ）がＳ字カーブの直線領域ΔＦの範囲内となるように設計されている。
【００１５】
従って、クォドラチャ検波回路１０に入力される中間周波信号の中心周波数が図２のＢに示すようにＦ０であれば検波電圧は基準の検波電圧Ｅｒを中心として上下対称となる。混合器１０ａから出力された検波電圧は増幅器１１によって所定レベルに増幅され、次いで波形整形回路１２によって矩形波に整形される。整形された矩形波は図示しない後段の回路によって“０”／“１”のデジタルデータに変換される。
【００１６】
また、検波電圧は抵抗１３ａ、コンデンサ１３ｂからなる平滑回路１３により平滑されてＡＦＣ電圧となり、ＡＦＣ電圧はオペアンプ１４によって反転増幅され、基準発振器７におけるバラクタダイオード７ｃのカソードに印加される。よって、基準発振器７はＡＦＣ動作をする。
すなわち、基準発振器７のクリスタル共振子７ｂが周囲温度の変化や経時変化によって変化し、その結果中間周波信号の中心周波数が高い方にずれた場合、ＡＦＣ電圧も高くなる。ＡＦＣ電圧はオペアンプ１３によって反転増幅されるので、バラクタダイオード７ｃに印加されるＡＦＣ電圧は低い方に移動する。よって、基準発振器７発振周波数は低下し、中間周波信号の中心周波数も低い方に移動する。よって、中間周波信号の中心周波数はＦ０となりように制御される。
【００１７】
ここでは、ＡＦＣ電圧を電圧制御発振器５に印加せずに、基準発振器７のクリスタル共振子７ｂに結合しているバラクタダイオード７ｃに印加しているので、制御する周波数が低くなり、ＡＦＣ電圧に対する周波数の変化の割合が小さくなり安定した周波数制御ができる。よって、クリスタル共振器７ｃに周波数安定度の高い高価なものを使用する必要がない。
【００１８】
また、ＡＦＣ動作によって中間周波信号の中心周波数が変動しないように基準発振器７が制御されても、移相器１０の同調周波数が周囲温度や経時変化によって変化すれば検波電圧が変わる。しかし、本発明では中間周波信号の周波数設定によって検波電圧の変化を小さく押さえている。以下にその理由を説明する。
【００１９】
一般に同調回路の同調周波数は周囲温度や経時変化によって最大１００００ｐｐｍ程度変化する。一方、中間周波信号の中心周波数の変動はＧＭＳＫ変調された高周波信号の周波数偏移量（±１６ＫＨｚ）を考慮して中間周波バンドパスフィルタ８の帯域幅の１／１０程度、つまり±２３ＫＨｚに押さえる必要がある。中間周波信号の中心周波数と移相器１０ｂの同調周波数とは検波特性を考慮するうえでは相対的な関係にあるので、中間周波信号の中心周波数が変化しないとすれば、移相器１０ｂの同調周波数の変動を±２３ＫＨｚに押さえる必要がある。
【００２０】
そこで、移相器１０ｂの同調周波数が最大で２３ＫＨｚ変動する場合の同調周波数を求めると、
２３（ＫＨｚ）×１０６／１０４＝２．３ＭＨｚとなる。
よって中間周波数を２．３ＭＨｚ以下に設定すれば、１０ｐｐｍ程度の周波数安定度を有するクリスタル発振子を使用してＡＦＣ動作を行わない場合と等価となる。この周波数（２．３ＭＨｚ）は中間周波バンドパスフィルタ８の通過帯域の１０倍に相当するが、本発明での中間周波数は１ＭＨｚに設定されているので、同調周波数の変動は最大で約１０ＫＨｚとなり、中間周波信号は図３のＤに示すようにＳ字カーブの直線部分で検波されるので、Ｅの様な基準電圧Ｅｓの上下で対象となる検波電圧が得られる。
【００２１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、混合器に局部発振信号を供給する電圧制御発振器と、電圧制御発振器の発振周波数を制御するＰＬＬ回路と、ＰＬＬ回路に基準信号を供給する基準発振器とを設け、クォドラチャ検波回路から出力される検波電圧からＡＦＣ電圧を生成し、ＡＦＣ電圧によって基準発振器の発振周波数を制御したので、制御する周波数が低くなり、ＡＦＣ電圧に対する周波数の変化の割合が小さくなり安定した周波数制御ができる。よって、クリスタル共振器に周波数安定度の高い高価なものを使用しなくても中間周波数が変動せず、上下が対象の検波電圧が得られる。よって、検波電圧から生成するデータの誤り率を改善できる。
【００２２】
また、基準発振器はクリスタル共振子と共振子に結合されたバラクタダイオードとを有し、ＡＦＣ電圧をバラクタダイオードに印加したので簡単に周波数の制御ができる。
【００２３】
また、中間周波信号を中間周波バンドパスフィルタを介してクォドラチャ検波回路に入力し、中間周波信号の中心周波数を中間周波バンドパスフィルタの通過帯域幅の１０倍以下に設定したので、クォドラチャ検波回路における移相器の周波数が変化しても検波特性への影響を少なくできる。
【００２４】
また、中間周波信号の中心周波数を１ＭＨｚに設定したので、２．５ＧＨｚの高周波信号を受信するＶＩＣＳ用受信機に使用した場合のデータ誤り率を極めて少なくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の受信機の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の受信機におけるクォドラチャ検波回路の検波特性図である。
【図３】本発明の受信機におけるクォドラチャ検波回路の周波数変動時の検波特性図である。
【図４】従来の受信機の構成を示す回路図である。
【図５】従来の受信機におけるクォドラチャ検波回路の検波特性図である
【図６】従来の受信機におけるクォドラチャ検波回路の周波数変動時の検波特性図である。
【符号の説明】
１ アンテナ
２ バンドパスフィルタ
３ 高周波増幅器
４ 混合器
５ 電圧制御発振器
６ ＰＬＬ回路
７ 基準発振器
７ａ インバータ
７ｂ クリスタル共振子
７ｃ バラクタダイオード
８ 中間周波バンドパスフィルタ
９ 中間周波増幅器
１０ クォドラチャ検波回路
１０ａ 混合器
１０ｂ 移相器
１１ 増幅器
１２ 波形整形回路
１３ 平滑回路
１３ａ 抵抗
１３ｂ コンデンサ
１４ オペアンプ
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＩＴＳ（高度道路交通システム）の一環としてシステム開発が行われているＶＩＣＳ（Ｖｅｈｉｃｌｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）等に使用される、ＧＭＳＫ（Ｇｕｓｉａｎ ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調された高周波信号を受信するための受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の受信機を図４によって説明する。ＧＭＳＫ変調されたほぼ２．５ＧＨｚの高周波信号はアンテナ３１で受信され、バンドパスフィルタ３２、高周波増幅器３３を経て混合器３４に入力される。混合器３４には電圧制御発振器３５から局部発振信号が入力される。電圧制御発振器３５の発振周波数はＰＬＬ回路３６によってほぼ２．５１ＧＨｚとなるように制御される。また、ＰＬＬ回路３６には基準発振器３７から１６ＭＨｚの基準信号が入力される。基準発振器３７には図示しないクリスタル共振子が用いられている。以上の構成によって、混合器３４からは１０．７ＭＨｚの中間周波信号が出力される。
【０００３】
中間周波信号は中間周波バンドパスフィルタ３８、中間周波増幅器３９を経てクォドラチャ検波回路４０に入力される。中間周波バンドパスフィルタ３８の通過帯域はおよそ２３０ＫＨｚである（３ｄＢ低下の幅）。クォドラチャ検波回路４０は混合器４０ａと移相器４０ｂとを有し、混合器４０ａには位相の異なる二つの中間周波信号が入力される。そして、移相器４０ｂが同調回路からなり、その同調周波数が中間周波信号の中心周波数Ｆ０（１０．７ＭＨｚ）に同調していることから、混合器４０ａからは、中間周波バンドパスフィルタ３８の特性も加わって中間周波信号の周波数偏移に従って、図５のＡに示すようないわゆるＳ字カーブに対応する検波電圧が出力される。
【０００４】
すなわち、クォドラチャ検波回路４０は瞬時の中間周波数が上記中心周波数Ｆ０であれば基準の検波電圧Ｅｒを出力するが、中心周波数Ｆ０よりも高い方に偏移すれば検波電圧はその偏移量に比例して高くなり、中間周波数が低い方に偏移すれば低くなる。そして、通常は周波数偏移の幅（およそ±１６ＫＨｚ）がＳ字カーブの直線領域ΔＦの範囲内となるように設計されている。
ここで得られた検波電圧は増幅器４１によって所定レベルに増幅され、次いで波形整形回路４２によって矩形波に整形される。整形された矩形波は図示しない後段の回路によって“０”／“１”のデジタルデータに変換される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記の従来の受信機では、基準発振器のクリスタル共振子の安定度はおよそ５０ｐｐｍである。つまり、温度条件等によって±５０ｐｐｍの周波数変化を生ずる。この変化はそのまま局部発振周波数の変化になり、結果的に中間周波信号の周波数変化となる。上記の例では２．５ＧＨｚ×（±５０ｐｐｍ）＝±１２５ＫＨｚの変化となる。よって、中間周波信号は図６のＢに示すようにＳ字カーブにおける１２５ＫＨｚシフトした位置（ｆ０）を中心として偏移することとなり、検波電圧は同図Ｃに示すように中心電圧Ｅｓの上下で非対称となる。従って、この検波電圧によって得られるデジタルデータに誤りを発生する。
【０００６】
この問題は±１０ｐｐｍ程度と周波数安定度に優れたクリスタル共振子を使用して中間周波信号の中心周波数の変動を±２５ＫＨｚ程度以内に押さえることで解決するがこのようなクリスタル共振子は極めて高価である。
【０００７】
本発明は、高価なクリスタル共振子を使用して発振器の発振周波数を安定化することなく、データの誤り率に影響を及ぼさない検波電圧を出力することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
この課題に対して、本発明では、ＧＭＳＫ変調された高周波信号を中間周波信号に周波数変換する混合器と、前記中間周波信号を検波するクォドラチャ検波回路とを備え、前記混合器に局部発振信号を供給する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振周波数を制御するＰＬＬ回路と、前記ＰＬＬ回路に基準信号を供給する基準発振器とを設け、前記クォドラチャ検波回路から出力される検波電圧からＡＦＣ電圧を生成し、前記ＡＦＣ電圧によって前記基準発振器の発振周波数を制御した。
【０００９】
また、前記基準発振器はクリスタル共振子と前記共振子に結合されたバラクタダイオードとを有し、前記ＡＦＣ電圧を前記バラクタダイオードに印加した。
【００１０】
また、前記中間周波信号を中間周波バンドパスフィルタを介して前記クォドラチャ検波回路に入力し、前記中間周波信号の中心周波数を前記中間周波バンドパスフィルタの通過帯域幅の１０倍以下に設定した。
【００１１】
また、前記中間周波信号の中心周波数を１ＭＨｚに設定した。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下図面に従って本発明の受信機を説明する。図１において、ＧＭＳＫ変調されたほぼ２．５ＧＨｚの高周波信号はアンテナ１で受信され、バンドパスフィルタ２、高周波増幅器３を経て混合器４に入力される。この高周波信号の周波数偏移はおよそ１６ＫＨｚである。混合器４には電圧制御発振器５から局部発振信号が入力される。電圧制御発振器５の発振周波数はＰＬＬ回路６によってほぼ２．５０１ＧＨｚとなるように制御される。また、ＰＬＬ回路６には基準発振器７から１６ＭＨｚの基準信号が入力される。基準発振器７は図示の如くインバータ７ａと、その入力端と出力端との間に結合されたクリスタル共振子７ｂと、クリスタル共振子７ｂに結合されたバラクタダイオード７ｃとを有する。以上の構成によって、混合器４からは中心周波数が１ＭＨｚの中間周波信号が出力される。
【００１３】
中間周波信号は中間周波バンドパスフィルタ８、中間周波増幅器９を経てクォドラチャ検波回路１０に入力される。中間周波バンドパスフィルタ８の通過帯域はおよそ２３０ＫＨｚである（３ｄＢ低下の幅）。クォドラチャ検波回路１０は混合器１０ａと移相器１０ｂとを有し、混合器１０ａには中間周波増幅器９から出力された中間周波信号と、移相器１０ｂによって位相回転した中間周波信号との位相の異なる二つの中間周波信号が入力される。移相器１０ｂは同調回路からなり、その同調周波数は中間周波信号の中心周波数Ｆ０（１ＭＨｚ）に同調している。よって、混合器１０ａからは中間周波信号の周波数偏移に対応して、図２のＡに示すようないわゆるＳ字カーブに沿った検波電圧が出力される。Ｓ字カーブは中間周波バンドパスフィルタ８の特性が加わった結果のものである。
【００１４】
すなわち、クォドラチャ検波回路１０は瞬時の中間周波数が上記中心周波数Ｆ０であれば基準の検波電圧Ｅｒを出力するが、中心周波数よりも高い方に偏移すれば検波電圧はその偏移量に比例して高くなり、低い方に偏移すれば低くなる。そして、通常は周波数偏移の幅（およそ±１６ＫＨｚ）がＳ字カーブの直線領域ΔＦの範囲内となるように設計されている。
【００１５】
従って、クォドラチャ検波回路１０に入力される中間周波信号の中心周波数が図２のＢに示すようにＦ０であれば検波電圧は基準の検波電圧Ｅｒを中心として上下対称となる。混合器１０ａから出力された検波電圧は増幅器１１によって所定レベルに増幅され、次いで波形整形回路１２によって矩形波に整形される。整形された矩形波は図示しない後段の回路によって“０”／“１”のデジタルデータに変換される。
【００１６】
また、検波電圧は抵抗１３ａ、コンデンサ１３ｂからなる平滑回路１３により平滑されてＡＦＣ電圧となり、ＡＦＣ電圧はオペアンプ１４によって反転増幅され、基準発振器７におけるバラクタダイオード７ｃのカソードに印加される。よって、基準発振器７はＡＦＣ動作をする。
すなわち、基準発振器７のクリスタル共振子７ｂが周囲温度の変化や経時変化によって変化し、その結果中間周波信号の中心周波数が高い方にずれた場合、ＡＦＣ電圧も高くなる。ＡＦＣ電圧はオペアンプ１３によって反転増幅されるので、バラクタダイオード７ｃに印加されるＡＦＣ電圧は低い方に移動する。よって、基準発振器７発振周波数は低下し、中間周波信号の中心周波数も低い方に移動する。よって、中間周波信号の中心周波数はＦ０となりように制御される。
【００１７】
ここでは、ＡＦＣ電圧を電圧制御発振器５に印加せずに、基準発振器７のクリスタル共振子７ｂに結合しているバラクタダイオード７ｃに印加しているので、制御する周波数が低くなり、ＡＦＣ電圧に対する周波数の変化の割合が小さくなり安定した周波数制御ができる。よって、クリスタル共振器７ｃに周波数安定度の高い高価なものを使用する必要がない。
【００１８】
また、ＡＦＣ動作によって中間周波信号の中心周波数が変動しないように基準発振器７が制御されても、移相器１０の同調周波数が周囲温度や経時変化によって変化すれば検波電圧が変わる。しかし、本発明では中間周波信号の周波数設定によって検波電圧の変化を小さく押さえている。以下にその理由を説明する。
【００１９】
一般に同調回路の同調周波数は周囲温度や経時変化によって最大１００００ｐｐｍ程度変化する。一方、中間周波信号の中心周波数の変動はＧＭＳＫ変調された高周波信号の周波数偏移量（±１６ＫＨｚ）を考慮して中間周波バンドパスフィルタ８の帯域幅の１／１０程度、つまり±２３ＫＨｚに押さえる必要がある。中間周波信号の中心周波数と移相器１０ｂの同調周波数とは検波特性を考慮するうえでは相対的な関係にあるので、中間周波信号の中心周波数が変化しないとすれば、移相器１０ｂの同調周波数の変動を±２３ＫＨｚに押さえる必要がある。
【００２０】
そこで、移相器１０ｂの同調周波数が最大で２３ＫＨｚ変動する場合の同調周波数を求めると、
２３（ＫＨｚ）×１０６／１０４＝２．３ＭＨｚとなる。
よって中間周波数を２．３ＭＨｚ以下に設定すれば、１０ｐｐｍ程度の周波数安定度を有するクリスタル発振子を使用してＡＦＣ動作を行わない場合と等価となる。この周波数（２．３ＭＨｚ）は中間周波バンドパスフィルタ８の通過帯域の１０倍に相当するが、本発明での中間周波数は１ＭＨｚに設定されているので、同調周波数の変動は最大で約１０ＫＨｚとなり、中間周波信号は図３のＤに示すようにＳ字カーブの直線部分で検波されるので、Ｅの様な基準電圧Ｅｓの上下で対象となる検波電圧が得られる。
【００２１】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明は、混合器に局部発振信号を供給する電圧制御発振器と、電圧制御発振器の発振周波数を制御するＰＬＬ回路と、ＰＬＬ回路に基準信号を供給する基準発振器とを設け、クォドラチャ検波回路から出力される検波電圧からＡＦＣ電圧を生成し、ＡＦＣ電圧によって基準発振器の発振周波数を制御したので、制御する周波数が低くなり、ＡＦＣ電圧に対する周波数の変化の割合が小さくなり安定した周波数制御ができる。よって、クリスタル共振器に周波数安定度の高い高価なものを使用しなくても中間周波数が変動せず、上下が対象の検波電圧が得られる。よって、検波電圧から生成するデータの誤り率を改善できる。
【００２２】
また、基準発振器はクリスタル共振子と共振子に結合されたバラクタダイオードとを有し、ＡＦＣ電圧をバラクタダイオードに印加したので簡単に周波数の制御ができる。
【００２３】
また、中間周波信号を中間周波バンドパスフィルタを介してクォドラチャ検波回路に入力し、中間周波信号の中心周波数を中間周波バンドパスフィルタの通過帯域幅の１０倍以下に設定したので、クォドラチャ検波回路における移相器の周波数が変化しても検波特性への影響を少なくできる。
【００２４】
また、中間周波信号の中心周波数を１ＭＨｚに設定したので、２．５ＧＨｚの高周波信号を受信するＶＩＣＳ用受信機に使用した場合のデータ誤り率を極めて少なくできる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の受信機の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の受信機におけるクォドラチャ検波回路の検波特性図である。
【図３】本発明の受信機におけるクォドラチャ検波回路の周波数変動時の検波特性図である。
【図４】従来の受信機の構成を示す回路図である。
【図５】従来の受信機におけるクォドラチャ検波回路の検波特性図である
【図６】従来の受信機におけるクォドラチャ検波回路の周波数変動時の検波特性図である。
【符号の説明】
１ アンテナ
２ バンドパスフィルタ
３ 高周波増幅器
４ 混合器
５ 電圧制御発振器
６ ＰＬＬ回路
７ 基準発振器
７ａ インバータ
７ｂ クリスタル共振子
７ｃ バラクタダイオード
８ 中間周波バンドパスフィルタ
９ 中間周波増幅器
１０ クォドラチャ検波回路
１０ａ 混合器
１０ｂ 移相器
１１ 増幅器
１２ 波形整形回路
１３ 平滑回路
１３ａ 抵抗
１３ｂ コンデンサ
１４ オペアンプ
Claims (4)
- ＧＭＳＫ変調された高周波信号を中間周波信号に周波数変換する混合器と、前記中間周波信号を検波するクォドラチャ検波回路とを備え、前記混合器に局部発振信号を供給する電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器の発振周波数を制御するＰＬＬ回路と、前記ＰＬＬ回路に基準信号を供給する基準発振器とを設け、前記クォドラチャ検波回路から出力される検波電圧からＡＦＣ電圧を生成し、前記ＡＦＣ電圧によって前記基準発振器の発振周波数を制御したことを特徴とする受信機。
- 前記基準発振器はクリスタル共振子と前記共振子に結合されたバラクタダイオードとを有し、前記ＡＦＣ電圧を前記バラクタダイオードに印加したことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
- 前記中間周波信号を中間周波バンドパスフィルタを介して前記クォドラチャ検波回路に入力し、前記中間周波信号の中心周波数を前記中間周波バンドパスフィルタの通過帯域幅の１０倍以下に設定したことを特徴とする請求項１又は２に記載の受信機。
- 前記中間周波信号の中心周波数を１ＭＨｚに設定したことを特徴とする請求項３に記載の受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002230447A JP2004072520A (ja) | 2002-08-07 | 2002-08-07 | 受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002230447A JP2004072520A (ja) | 2002-08-07 | 2002-08-07 | 受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004072520A true JP2004072520A (ja) | 2004-03-04 |
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ID=32016521
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2002230447A Withdrawn JP2004072520A (ja) | 2002-08-07 | 2002-08-07 | 受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004072520A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7902930B2 (en) | 2006-12-05 | 2011-03-08 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Colpitts quadrature voltage controlled oscillator |
-
2002
- 2002-08-07 JP JP2002230447A patent/JP2004072520A/ja not_active Withdrawn
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US7902930B2 (en) | 2006-12-05 | 2011-03-08 | Electronics And Telecommunications Research Institute | Colpitts quadrature voltage controlled oscillator |
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