JPH04298141A - 周波数制御回路 - Google Patents
周波数制御回路Info
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- JPH04298141A JPH04298141A JP3062998A JP6299891A JPH04298141A JP H04298141 A JPH04298141 A JP H04298141A JP 3062998 A JP3062998 A JP 3062998A JP 6299891 A JP6299891 A JP 6299891A JP H04298141 A JPH04298141 A JP H04298141A
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Links
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims abstract description 4
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 27
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 3
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 230000001413 cellular effect Effects 0.000 description 2
- 230000006641 stabilisation Effects 0.000 description 1
- 238000011105 stabilization Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル通信に用い
られ、周波数偏差（ドリフト）を除去して復調性能を向
上させる周波数制御回路に関する。
られ、周波数偏差（ドリフト）を除去して復調性能を向
上させる周波数制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル通信の分野では、どれだけ正
確に復調できているかが性能をはかる重要な指標の一つ
である。この種の指標としては、通常、ＢＥＲ（ビット
エラーレート）が用いられる。一方、受信機には一般に
スーパーヘテロダイン方式が用いられ、受信周波数から
中間周波数への周波数変換を行うべく局部発振器が用い
られる。局部発振器は、例えば電圧によって発振周波数
が変化するＶＣ−ＴＣＸＯ等の基準発振器及びこれを中
間周波数に変換する手段（逓倍回路、ＰＬＬシンセサイ
ザ等）から構成される。ここに、局部発振器の発振周波
数に偏差が含まれていると受信機における中間周波数が
所定値からずれ、正確な復調ができなくなる。従って、
受信周波数に追従して中間周波数を安定させるべく、局
部発振器の発振周波数から偏差を除去する必要がある。 このため、ディジタル通信機においては、局部発振器の
発振周波数の偏差を補正する回路として周波数制御回路
（ＡＦＣ回路）が用いられる。
確に復調できているかが性能をはかる重要な指標の一つ
である。この種の指標としては、通常、ＢＥＲ（ビット
エラーレート）が用いられる。一方、受信機には一般に
スーパーヘテロダイン方式が用いられ、受信周波数から
中間周波数への周波数変換を行うべく局部発振器が用い
られる。局部発振器は、例えば電圧によって発振周波数
が変化するＶＣ−ＴＣＸＯ等の基準発振器及びこれを中
間周波数に変換する手段（逓倍回路、ＰＬＬシンセサイ
ザ等）から構成される。ここに、局部発振器の発振周波
数に偏差が含まれていると受信機における中間周波数が
所定値からずれ、正確な復調ができなくなる。従って、
受信周波数に追従して中間周波数を安定させるべく、局
部発振器の発振周波数から偏差を除去する必要がある。 このため、ディジタル通信機においては、局部発振器の
発振周波数の偏差を補正する回路として周波数制御回路
（ＡＦＣ回路）が用いられる。
【０００３】図３には、ディジタル通信において用いら
れるダブルスーパーヘテロダイン受信機の構成が示され
ている。この受信機は、受信アンテナ１０、第１ミキサ
１２、第２ミキサ１４、増幅器１６及び符号判定回路１
８を備えている。すなわち、受信アンテナ１０の受信出
力が第１ミキサ１２において第１中間周波数ＦＩＦ１の
信号に、さらに第２ミキサ１４において第２中間周波数
ＦＩＦ２の信号に、それぞれ変換され、増幅器１６によ
り所定レベルまで増幅された後に符号判定回路１８によ
り符号判定され、復調出力が得られる。
れるダブルスーパーヘテロダイン受信機の構成が示され
ている。この受信機は、受信アンテナ１０、第１ミキサ
１２、第２ミキサ１４、増幅器１６及び符号判定回路１
８を備えている。すなわち、受信アンテナ１０の受信出
力が第１ミキサ１２において第１中間周波数ＦＩＦ１の
信号に、さらに第２ミキサ１４において第２中間周波数
ＦＩＦ２の信号に、それぞれ変換され、増幅器１６によ
り所定レベルまで増幅された後に符号判定回路１８によ
り符号判定され、復調出力が得られる。
【０００４】また、第１及び第２ミキサ１２及び１４に
は、受信周波数ＦＲを第１中間周波数ＦＩＦ１に、また
第１中間周波数ＦＩＦ１を第２中間周波数ＦＩＦ２に、
それぞれ変換すべく、第１局部発振周波数ＦＬ１及び第
２局部発振周波数ＦＬ２の信号が供給されている。これ
らの局部発振周波数のうち、第１局部発振周波数ＦＬ１
はＰＬＬシンセサイザ２０により、第２局部発振周波数
ＦＬ２はＮ逓倍回路２２により、それぞれ後述するＶＣ
−ＴＣＸＯの出力に基づき発生する。第１中間周波数Ｆ
ＩＦ１及び第２中間周波数ＦＩＦ２はそれぞれ次のよう
に表される。
は、受信周波数ＦＲを第１中間周波数ＦＩＦ１に、また
第１中間周波数ＦＩＦ１を第２中間周波数ＦＩＦ２に、
それぞれ変換すべく、第１局部発振周波数ＦＬ１及び第
２局部発振周波数ＦＬ２の信号が供給されている。これ
らの局部発振周波数のうち、第１局部発振周波数ＦＬ１
はＰＬＬシンセサイザ２０により、第２局部発振周波数
ＦＬ２はＮ逓倍回路２２により、それぞれ後述するＶＣ
−ＴＣＸＯの出力に基づき発生する。第１中間周波数Ｆ
ＩＦ１及び第２中間周波数ＦＩＦ２はそれぞれ次のよう
に表される。
【０００５】ＦＩＦ１＝ＦＬ１−ＦＲ
ＦＩＦ２＝ＦＬ２−ＦＩＦ１
また、図３に示される回路は、送信に係る構成としてＰ
ＬＬシンセサイザ２４、送信用ミキサ２６、増幅器２８
及び送信アンテナ３０を備えている。すなわち、ＰＬＬ
シンセサイザ２４の出力が送信用ミキサ２６によりＰＬ
Ｌシンセサイザ２０の出力と混合され、増幅器２８によ
り増幅された上で送信アンテナ３０から送信される。こ
こに、ＰＬＬシンセサイザ２４の出力周波数（送信の中
間周波数）がＦＩＦＴであるとするならば、送信周波数
ＦＴは次のように表される。
ＬＬシンセサイザ２４、送信用ミキサ２６、増幅器２８
及び送信アンテナ３０を備えている。すなわち、ＰＬＬ
シンセサイザ２４の出力が送信用ミキサ２６によりＰＬ
Ｌシンセサイザ２０の出力と混合され、増幅器２８によ
り増幅された上で送信アンテナ３０から送信される。こ
こに、ＰＬＬシンセサイザ２４の出力周波数（送信の中
間周波数）がＦＩＦＴであるとするならば、送信周波数
ＦＴは次のように表される。
【０００６】ＦＴ＝ＦＬ１−ＦＩＦＴ
なお、ＰＬＬシンセサイザ２４が変調機能を有していて
もよい。ＰＬＬシンセサイザ２４における発振の基準周
波数は、ＰＬＬシンセサイザ２０と同様、ＶＣ−ＴＣＸ
Ｏによって与えられる。
もよい。ＰＬＬシンセサイザ２４における発振の基準周
波数は、ＰＬＬシンセサイザ２０と同様、ＶＣ−ＴＣＸ
Ｏによって与えられる。
【０００７】ところで、先にも述べたように、受信周波
数ＦＲに追従すると共に送信周波数ＦＴを所定値に安定
化させる必要がある。このため、本従来例では偏差を補
償しつつＰＬＬシンセサイザ２０、Ｎ逓倍回路２２及び
ＰＬＬシンセサイザ２４に所定周波数ｆ０の信号を供給
するＡＦＣ回路３２が設けられている。
数ＦＲに追従すると共に送信周波数ＦＴを所定値に安定
化させる必要がある。このため、本従来例では偏差を補
償しつつＰＬＬシンセサイザ２０、Ｎ逓倍回路２２及び
ＰＬＬシンセサイザ２４に所定周波数ｆ０の信号を供給
するＡＦＣ回路３２が設けられている。
【０００８】すなわち、ＰＬＬシンセサイザ２０及び２
４はＡＦＣ回路３２（より詳細にはこの回路に含まれる
ＶＣ−ＴＣＸＯ）からの信号を基準として局部発振周波
数ＦＬ１または中間周波数ＦＩＦＴの信号を発生させ、
Ｎ逓倍回路２２は局部発振周波数ＦＬ２＝Ｎｆ０の信号
を発生させる。このとき、周波数ｆ０に偏差が含まれて
いた場合、例えば偏差率をαとしてｆ０（１＋α）と表
せるような周波数となっている場合には、周波数ＦＬ１
、ＦＬ２、ＦＩＦＴにはそれぞれこの偏差の影響が現れ
る。すなわち、それぞれＦＬ１（１＋α）、ＦＬ２（１
＋α）、ＦＩＦＴ（１＋α）となる。この影響は、当然
、中間周波数ＦＩＦ１及びＦＩＦ２にも現れる。偏差を
含む中間周波数ＦＩＦ１及びＦＩＦ２をそれぞれＦ´Ｉ
Ｆ１及びＦ´ＩＦ２と表すならば、Ｆ´ＩＦ１＝ＦＬ１
（１＋α）−ＦＲ Ｆ´ＩＦ２＝ＦＬ２（１＋α）−Ｆ´ＩＦ１＝ＦＬ２（
１＋α）−ＦＬ１（１＋α）＋ＦＲ＝α（ＦＬ２−ＦＬ
１）＋ＦＬ２−ＦＬ１＋ＦＲとなる。後式に、 ＦＩＦ１＝ＦＬ１−ＦＲ ＦＩＦ２＝ＦＬ２−ＦＩＦ１ ＝ＦＬ２−ＦＬ１＋ＦＲ を代入するならば、 Ｆ´ＩＦ２＝α（ＦＩＦ２−ＦＲ）＋ＦＩＦ２と表せる
。従って、真の中間周波数ＦＩＦ２、受信周波数（受信
チャネル）ＦＲが既知であるならば、第２ミキサ１４に
より得られる中間周波数Ｆ´ＩＦ２がわかればＡＦＣ回
路３２における発振周波数の偏差がわかる。ＡＦＣ回路
３２は、中間周波数Ｆ´ＩＦ２を求めると共にこれを真
の中間周波数ＦＩＦ２と比較して、偏差α・ｆ０がなく
なるよう発振周波数を制御する機能を有している。
４はＡＦＣ回路３２（より詳細にはこの回路に含まれる
ＶＣ−ＴＣＸＯ）からの信号を基準として局部発振周波
数ＦＬ１または中間周波数ＦＩＦＴの信号を発生させ、
Ｎ逓倍回路２２は局部発振周波数ＦＬ２＝Ｎｆ０の信号
を発生させる。このとき、周波数ｆ０に偏差が含まれて
いた場合、例えば偏差率をαとしてｆ０（１＋α）と表
せるような周波数となっている場合には、周波数ＦＬ１
、ＦＬ２、ＦＩＦＴにはそれぞれこの偏差の影響が現れ
る。すなわち、それぞれＦＬ１（１＋α）、ＦＬ２（１
＋α）、ＦＩＦＴ（１＋α）となる。この影響は、当然
、中間周波数ＦＩＦ１及びＦＩＦ２にも現れる。偏差を
含む中間周波数ＦＩＦ１及びＦＩＦ２をそれぞれＦ´Ｉ
Ｆ１及びＦ´ＩＦ２と表すならば、Ｆ´ＩＦ１＝ＦＬ１
（１＋α）−ＦＲ Ｆ´ＩＦ２＝ＦＬ２（１＋α）−Ｆ´ＩＦ１＝ＦＬ２（
１＋α）−ＦＬ１（１＋α）＋ＦＲ＝α（ＦＬ２−ＦＬ
１）＋ＦＬ２−ＦＬ１＋ＦＲとなる。後式に、 ＦＩＦ１＝ＦＬ１−ＦＲ ＦＩＦ２＝ＦＬ２−ＦＩＦ１ ＝ＦＬ２−ＦＬ１＋ＦＲ を代入するならば、 Ｆ´ＩＦ２＝α（ＦＩＦ２−ＦＲ）＋ＦＩＦ２と表せる
。従って、真の中間周波数ＦＩＦ２、受信周波数（受信
チャネル）ＦＲが既知であるならば、第２ミキサ１４に
より得られる中間周波数Ｆ´ＩＦ２がわかればＡＦＣ回
路３２における発振周波数の偏差がわかる。ＡＦＣ回路
３２は、中間周波数Ｆ´ＩＦ２を求めると共にこれを真
の中間周波数ＦＩＦ２と比較して、偏差α・ｆ０がなく
なるよう発振周波数を制御する機能を有している。
【０００９】ＡＦＣ回路３２は、この機能を次のような
構成により実現している。まず、ＡＦＣ回路３２は、増
幅器１６の出力周波数を計数するカウンタ３４を備えて
いる。このカウンタ３４による計数値ＤＡは、偏差の影
響を含む第２中間周波数Ｆ´ＩＦ２を表している。さら
に、ＡＦＣ回路３２は、カウンタ３４の計数結果及びＲ
ＯＭ３６の内容に基づき補正データＤＢを発生させる演
算部３８を備えている。ＲＯＭ３６には、偏差のない真
の第２中間周波数ＦＩＦ２を表すデータＤ０及び基準デ
ータＤ１が格納されている。補正データＤＢは、ＤＢ＝
（Ｄ０−ＤＡ）＋Ｄ１ の式により求められる。この式の括弧の中は、ＦＩＦ２
−Ｆ´ＩＦ２を表している。ＡＦＣ回路３２は、補正デ
ータＤＢをアナログの直流電圧に変換するＤ／Ａコンバ
ータ４０を備えており、Ｄ／Ａコンバータ４０からの直
流電圧に応じた周波数で発振するＶＣ−ＴＣＸＯ４２を
備えている。ＶＣ−ＴＣＸＯ４２の発振出力は、ＰＬＬ
シンセサイザ２０及び２４、Ｎ逓倍回路２２に供給され
る。
構成により実現している。まず、ＡＦＣ回路３２は、増
幅器１６の出力周波数を計数するカウンタ３４を備えて
いる。このカウンタ３４による計数値ＤＡは、偏差の影
響を含む第２中間周波数Ｆ´ＩＦ２を表している。さら
に、ＡＦＣ回路３２は、カウンタ３４の計数結果及びＲ
ＯＭ３６の内容に基づき補正データＤＢを発生させる演
算部３８を備えている。ＲＯＭ３６には、偏差のない真
の第２中間周波数ＦＩＦ２を表すデータＤ０及び基準デ
ータＤ１が格納されている。補正データＤＢは、ＤＢ＝
（Ｄ０−ＤＡ）＋Ｄ１ の式により求められる。この式の括弧の中は、ＦＩＦ２
−Ｆ´ＩＦ２を表している。ＡＦＣ回路３２は、補正デ
ータＤＢをアナログの直流電圧に変換するＤ／Ａコンバ
ータ４０を備えており、Ｄ／Ａコンバータ４０からの直
流電圧に応じた周波数で発振するＶＣ−ＴＣＸＯ４２を
備えている。ＶＣ−ＴＣＸＯ４２の発振出力は、ＰＬＬ
シンセサイザ２０及び２４、Ｎ逓倍回路２２に供給され
る。
【００１０】このように、従来においては、ＶＣ−ＴＣ
ＸＯ４２の発振周波数の偏差α・ｆ０が０となるよう制
御が行われ、受信周波数ＦＲへの追従が確保され、さら
に送信周波数ＦＴの受信周波数ＦＲ（移動無線の場合、
基地局の送信周波数）への追従が確保される。また、各
局部発振周波数を単一の基準発振器たるＶＣ−ＴＣＸＯ
４２を用いて得ているため、構成が簡素である。
ＸＯ４２の発振周波数の偏差α・ｆ０が０となるよう制
御が行われ、受信周波数ＦＲへの追従が確保され、さら
に送信周波数ＦＴの受信周波数ＦＲ（移動無線の場合、
基地局の送信周波数）への追従が確保される。また、各
局部発振周波数を単一の基準発振器たるＶＣ−ＴＣＸＯ
４２を用いて得ているため、構成が簡素である。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来に
おいては、例えばπ／４シフトＱＰＳＫ等のディジタル
変調に係る受信機において、変調データが固定パターン
の場合カウンタの計数値に変調データによる誤差が発生
し、発振周波数の正確な制御が困難となるという問題点
があった。このような問題点は、例えば米国仕様ディジ
タルセルラーに適用する場合に顕著となる。この仕様で
は、基地局に追従した状態で移動局側に許容される周波
数偏差は±２００Ｈｚという小さな値であり、従来の構
成では実現困難である。
おいては、例えばπ／４シフトＱＰＳＫ等のディジタル
変調に係る受信機において、変調データが固定パターン
の場合カウンタの計数値に変調データによる誤差が発生
し、発振周波数の正確な制御が困難となるという問題点
があった。このような問題点は、例えば米国仕様ディジ
タルセルラーに適用する場合に顕著となる。この仕様で
は、基地局に追従した状態で移動局側に許容される周波
数偏差は±２００Ｈｚという小さな値であり、従来の構
成では実現困難である。
【００１２】本発明は、このような問題点を解決するこ
とを課題としてなされたものであり、変調データに起因
する中間周波数計数値の誤差発生を防止して、より安定
性の良い周波数制御を実現することを目的とする。
とを課題としてなされたものであり、変調データに起因
する中間周波数計数値の誤差発生を防止して、より安定
性の良い周波数制御を実現することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、本発明は、当該受信機の中間周波数回路にお
ける中間周波数の信号を２ｎ（ｎ：正の整数）逓倍し出
力する２ｎ逓倍回路と、２ｎ逓倍回路の出力を帯域瀘波
し２ｎ倍周波数の成分のみを通過させるバンドパスフィ
ルタと、バンドパスフィルタの出力を１／２ｎ分周し計
数の対象としてカウンタに供給する２ｎ分周回路と、を
備え、変調成分がπ／ｎの位相として現れるディジタル
変調に係る中間周波数の信号から２ｎ逓倍、帯域瀘波及
び１／２ｎ分周により変調による位相成分を除去し、Ｖ
Ｃ−ＴＣＸＯ等の基準発振器の発振周波数制御から変調
成分の影響を除去することを特徴とする。
るために、本発明は、当該受信機の中間周波数回路にお
ける中間周波数の信号を２ｎ（ｎ：正の整数）逓倍し出
力する２ｎ逓倍回路と、２ｎ逓倍回路の出力を帯域瀘波
し２ｎ倍周波数の成分のみを通過させるバンドパスフィ
ルタと、バンドパスフィルタの出力を１／２ｎ分周し計
数の対象としてカウンタに供給する２ｎ分周回路と、を
備え、変調成分がπ／ｎの位相として現れるディジタル
変調に係る中間周波数の信号から２ｎ逓倍、帯域瀘波及
び１／２ｎ分周により変調による位相成分を除去し、Ｖ
Ｃ−ＴＣＸＯ等の基準発振器の発振周波数制御から変調
成分の影響を除去することを特徴とする。
【００１４】
【作用】本発明においては、変調成分がπ／ｎの位相と
して現れるディジタル変調、例えばπ／４シフトＱＰＳ
Ｋが前提となる。この変調方式の受信に係る中間周波数
の信号が２ｎ逓倍され、２ｎ倍周波数の成分が取り出さ
れ、さらに１／２ｎ分周されると、受信に係る信号から
変調成分が除去されることになる。例えば、π／４シフ
トＱＰＳＫでは、変調による位相変化は±π／４、±３
π／４である。この変調方式において、受信に係る信号
が８逓倍されると、当該変調による位相変化は±２π、
±６πとなり、変調による位相変化が消滅する。このよ
うにして変調成分が除去された信号がカウンタに供給さ
れ、計数されると、その計数結果には変調成分による誤
差が含まれない。この結果、より正確な計数、補正デー
タ発生、ひいては周波数制御性能の向上が実現される。
して現れるディジタル変調、例えばπ／４シフトＱＰＳ
Ｋが前提となる。この変調方式の受信に係る中間周波数
の信号が２ｎ逓倍され、２ｎ倍周波数の成分が取り出さ
れ、さらに１／２ｎ分周されると、受信に係る信号から
変調成分が除去されることになる。例えば、π／４シフ
トＱＰＳＫでは、変調による位相変化は±π／４、±３
π／４である。この変調方式において、受信に係る信号
が８逓倍されると、当該変調による位相変化は±２π、
±６πとなり、変調による位相変化が消滅する。このよ
うにして変調成分が除去された信号がカウンタに供給さ
れ、計数されると、その計数結果には変調成分による誤
差が含まれない。この結果、より正確な計数、補正デー
タ発生、ひいては周波数制御性能の向上が実現される。
【００１５】
【実施例】以下、本発明の好適な実施例について図面に
基づき説明する。なお、図３に示される従来例と同様の
構成には同一の符号を付し説明を省略する。
基づき説明する。なお、図３に示される従来例と同様の
構成には同一の符号を付し説明を省略する。
【００１６】図１には、本発明の一実施例に係る周波数
制御回路の構成が示されている。この図に示される回路
は、π／４シフトＱＰＳＫに係る移動局の回路である。 増幅器１６の出力は復調部への出力端子４４に供給され
る一方で、本発明の特徴に係る構成を含むＡＦＣ回路４
６に供給されている。また、送信に係るＰＬＬシンセサ
イザ２４はディジタル信号入力端子４８から送信すべき
信号を取り込み、変調する機能をも有している。
制御回路の構成が示されている。この図に示される回路
は、π／４シフトＱＰＳＫに係る移動局の回路である。 増幅器１６の出力は復調部への出力端子４４に供給され
る一方で、本発明の特徴に係る構成を含むＡＦＣ回路４
６に供給されている。また、送信に係るＰＬＬシンセサ
イザ２４はディジタル信号入力端子４８から送信すべき
信号を取り込み、変調する機能をも有している。
【００１７】本発明の特徴は、カウンタ３４に前置して
、８逓倍回路５０、バンドパスフィルタ５２及び１／８
分周回路５４を備えることである。８逓倍回路５０は、
増幅器１６の出力を８逓倍し、バンドパスフィルタ５２
は８逓倍回路５０の出力のうち所定周波数帯域のみを通
過させる。１／８分周回路５４は、バンドパスフィルタ
５２の出力を１／８分周してもとの周波数に戻す。 これらの部材の動作によって、カウンタ３４の入力から
変調による位相成分が除去されることになり、計数値Ｄ
Ａがより正確となってＶＣ−ＴＣＸＯ４２の発振周波数
が偏差のない安定したものとなる。
、８逓倍回路５０、バンドパスフィルタ５２及び１／８
分周回路５４を備えることである。８逓倍回路５０は、
増幅器１６の出力を８逓倍し、バンドパスフィルタ５２
は８逓倍回路５０の出力のうち所定周波数帯域のみを通
過させる。１／８分周回路５４は、バンドパスフィルタ
５２の出力を１／８分周してもとの周波数に戻す。 これらの部材の動作によって、カウンタ３４の入力から
変調による位相成分が除去されることになり、計数値Ｄ
Ａがより正確となってＶＣ−ＴＣＸＯ４２の発振周波数
が偏差のない安定したものとなる。
【００１８】この動作についてより詳細に説明すると次
のようになる。π／４シフトＱＰＳＫでは、スペースダ
イアグラムは図２（ａ）に示されるようなものとなり、
変調波形は搬送波をｃｏｓωｔとすれば、ｅ（ｔ）＝ｃ
ｏｓ（ωｔ＋φ（ｔ）） となる。ここに、φ（ｔ）はπ／４シフトＱＰＳＫによ
る位相成分であり、±π／４又は±３π／４である。こ
れに、偏差が含まれる場合、それを位相Δθとして表す
ことができる。すなわち、この場合の変調波形はｅ（ｔ
）＝ｃｏｓ（ωｔ＋φ（ｔ）＋Δθ）となる。
のようになる。π／４シフトＱＰＳＫでは、スペースダ
イアグラムは図２（ａ）に示されるようなものとなり、
変調波形は搬送波をｃｏｓωｔとすれば、ｅ（ｔ）＝ｃ
ｏｓ（ωｔ＋φ（ｔ）） となる。ここに、φ（ｔ）はπ／４シフトＱＰＳＫによ
る位相成分であり、±π／４又は±３π／４である。こ
れに、偏差が含まれる場合、それを位相Δθとして表す
ことができる。すなわち、この場合の変調波形はｅ（ｔ
）＝ｃｏｓ（ωｔ＋φ（ｔ）＋Δθ）となる。
【００１９】これを８逓倍すると、
（ｅ（ｔ））８＝ｃｏｓ８（ωｔ＋φ（ｔ）＋Δθ）＝
ｃｏｓ｛８（ωｔ＋φ（ｔ）＋Δθ）｝＋高調波成分と
なる。ここに、８φ（ｔ）＝±２π又は±６πとなるた
め（図２（ｂ））、角周波数８ω近傍の成分（上の式の
第１項）のみを取り出し、１／８分周すれば、ｃｏｓ（
ωｔ＋Δθ） という信号が得られる。
ｃｏｓ｛８（ωｔ＋φ（ｔ）＋Δθ）｝＋高調波成分と
なる。ここに、８φ（ｔ）＝±２π又は±６πとなるた
め（図２（ｂ））、角周波数８ω近傍の成分（上の式の
第１項）のみを取り出し、１／８分周すれば、ｃｏｓ（
ωｔ＋Δθ） という信号が得られる。
【００２０】この信号には、変調による位相成分φ（ｔ
）が含まれない。従って、このような信号操作を増幅器
１６の出力に適用すれば、偏差に起因する周波数変化Ｆ
ＩＦ２−Ｆ´ＩＦ２をΔθとして位相成分φ（ｔ）の影
響を受けずにカウンタ３４の計数値ＤＡから検出できる
。
）が含まれない。従って、このような信号操作を増幅器
１６の出力に適用すれば、偏差に起因する周波数変化Ｆ
ＩＦ２−Ｆ´ＩＦ２をΔθとして位相成分φ（ｔ）の影
響を受けずにカウンタ３４の計数値ＤＡから検出できる
。
【００２１】このように、本実施例によれば、ディジタ
ル変調の固定パターンによる影響を排除して、ＶＣ−Ｔ
ＣＸＯ４２の発振周波数をより正確に制御することがで
きる。これにより、例えば米国向ディジタルセルラーに
も適した回路が得られる。また、回路構成は簡単なもの
であり、移動局に適した構成である。更には、ＶＣ−Ｔ
ＣＸＯ４２を用いて各局部発振周波数を生成しているた
め、周波数安定性を高精度とすることができる。
ル変調の固定パターンによる影響を排除して、ＶＣ−Ｔ
ＣＸＯ４２の発振周波数をより正確に制御することがで
きる。これにより、例えば米国向ディジタルセルラーに
も適した回路が得られる。また、回路構成は簡単なもの
であり、移動局に適した構成である。更には、ＶＣ−Ｔ
ＣＸＯ４２を用いて各局部発振周波数を生成しているた
め、周波数安定性を高精度とすることができる。
【００２２】なお、本発明は、π／４シフトＱＰＳＫに
限られるものではない。例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等
にも適用できる。
限られるものではない。例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ等
にも適用できる。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
２ｎ逓倍、帯域瀘波及び１／２ｎ分周により得られた信
号を計数するようにしたため、変調成分を除去した正確
な周波数制御・安定化が可能になり、ディジタル無線移
動局の小型化、簡素化を実現できる。
２ｎ逓倍、帯域瀘波及び１／２ｎ分周により得られた信
号を計数するようにしたため、変調成分を除去した正確
な周波数制御・安定化が可能になり、ディジタル無線移
動局の小型化、簡素化を実現できる。
【図１】本発明の一実施例に係る周波数制御回路（ＡＦ
Ｃ回路）を備えるダブルスーパーヘテロダイン方式の受
信機の構成を示す図である。
Ｃ回路）を備えるダブルスーパーヘテロダイン方式の受
信機の構成を示す図である。
【図２】この実施例における変調成分除去手法を示す図
であり、図２（ａ）はπ／４シフトＱＰＳＫのスペース
ダイアグラムを、図２（ｂ）は８逓倍の作用を、それぞ
れ示す図である。
であり、図２（ａ）はπ／４シフトＱＰＳＫのスペース
ダイアグラムを、図２（ｂ）は８逓倍の作用を、それぞ
れ示す図である。
【図３】一従来例に係る周波数制御回路（ＡＦＣ回路）
を備えるダブルスーパーヘテロダイン方式の受信機の構
成を示す図である。
を備えるダブルスーパーヘテロダイン方式の受信機の構
成を示す図である。
３４ カウンタ
３８ 演算部
４２ ＶＣ−ＴＣＸＯ
４６ ＡＦＣ回路
５０ ８逓倍回路
５２ バンドパスフィルタ
５４ １／８分周回路
Claims (1)
- 【請求項１】変調成分がπ／ｎ（ｎ：正の整数）の位相
として現れるディジタル変調が施された信号を受信する
受信機の中間周波数回路に中間周波数への周波数変換の
ため発振出力を供給するとともに、その発振周波数が供
給されるデータの値に応じて変化する基準発振器と、当
該受信機の中間周波数回路における中間周波数を計数す
るカウンタと、カウンタの計数値に基づき当該受信機の
中間周波数回路における中間周波数の真の中間周波数と
の差を求め、この差を基準発振器の発振周波数の偏差と
みなして補正データを基準発振器に供給する演算部と、
を備え、基準発振器の発振周波数を制御して中間周波数
を安定させる周波数制御回路において、当該受信機の中
間周波数回路における中間周波数の信号を２ｎ逓倍し出
力する２ｎ逓倍回路と、２ｎ逓倍回路の出力を帯域瀘波
し２ｎ倍周波数の成分のみを通過させるバンドパスフィ
ルタと、バンドパスフィルタの出力を２ｎ分周し計数の
対象としてカウンタに供給する１／２ｎ分周回路と、を
備え、２ｎ逓倍、帯域瀘波及び１／２ｎ分周により基準
発振器の発振周波数制御から変調成分の影響を除去する
ことを特徴とする周波数制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3062998A JPH04298141A (ja) | 1991-03-27 | 1991-03-27 | 周波数制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3062998A JPH04298141A (ja) | 1991-03-27 | 1991-03-27 | 周波数制御回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04298141A true JPH04298141A (ja) | 1992-10-21 |
Family
ID=13216557
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3062998A Pending JPH04298141A (ja) | 1991-03-27 | 1991-03-27 | 周波数制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04298141A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009100397A (ja) * | 2007-10-19 | 2009-05-07 | Panasonic Corp | 無線通信機 |
-
1991
- 1991-03-27 JP JP3062998A patent/JPH04298141A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009100397A (ja) * | 2007-10-19 | 2009-05-07 | Panasonic Corp | 無線通信機 |
| JP4683032B2 (ja) * | 2007-10-19 | 2011-05-11 | パナソニック株式会社 | 無線通信機 |
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