JP2004007988A - 誘導電動機、及び誘導電動機を修正する方法 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、誘導電動機を駆動する駆動装置及びその駆動方法を提供する。
【解決手段】インバータ装置（３８）から交流電動機（３１）の固定子巻線へ電力が供給される。インバータ（３８）は、基本周波数ｄ軸及びｑ軸電流（４０、４１）に関する命令信号と、位置及び速度観測装置（４３）からそれより高い周波数電圧命令信号（４２）とを受取る。位置及び速度観測装置（４３）は、信号（４４、４５）からの情報を使用して出力信号（４７、４８）として供給される回転子の位置及び速度の推定を発生する。直接磁界配向制御装置（５０）は、磁束調整機（５８）、トルク計算器（６０）、及び回転子磁束観測装置（６１）を含み、基本周波数電流命令信号（４０、４１）をインバータ（３８）へ供給する。普通の誘導電動機は、回転子の導電性バー上のスロットの深さ及び／または幅を変えることによって、またはバーの断面積を変えることによって、または若干のスロットを充填もしくは部分的に充填することによって、回転子の位置の関数として固定子巻線内に十分な空間的変化を発生させることができる。
【選択図】　　　　　図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、一般的には電動機駆動及び制御装置の分野、及び交流機械の回転子の速度及び位置の決定、及び誘導機械におけるトルク制御のための磁束ベクトル位置の決定に関する。
【０００２】
【従来の技術】
交流機械に供給する電力を制御するために、電子スイッチングを使用したいろいろな交流機械駆動装置が現在市販されている。これらの交流機械駆動装置によって機械の速さ及び／またはトルクを制御して、さまざまな要求を満たすことができる。これらの機械駆動装置は、シャフト位置及び／または速度のフィードバックを得るために、典形的には機械的シャフト変換器を必要としている。フィードバックは、特にゼロ及び低速における制御にとって、トルク制御（即ち、磁界配向またはベクトル制御）及び軌跡追跡の両方のために必要である。しかしながら、シャフト変換器、及びシャフト変換器から電子的駆動装置へ信号を供給するための関連配線が、装置の価格及び故障率を大幅に増加させ、また作業現場における機械の合計体積及び質量も増加させる。一般に誘導機械は他の形の機械よりも価格がかなり低く、頑丈であるので、これらの変換器を付加することによって誘導機械の長所が最高に損なわれることになる。
【０００３】
従って、電動機運動制御応用においては、長い間位置または速度変換器を排除することが要望されていた。回転子の位置または速度を推定できる幾つかの方法が提唱されている。同期及び磁気抵抗機械（これらは、誘導機械ほど複雑ではなく、容易に追跡できる独特な空間依存性の回転子特性を有している）の回転子の位置を決定する技術を用いて、限界はあるものの、若干の成功を得ている。最も一般的な機械の形であり、従って最も重要な商業的潜在能力を有する誘導機械の回転子の位置及び速度の推定は、その滑らかな対称回転子及び対称被誘導回転子電流及び滑りの故に、複雑である。それにも拘わらず、誘導機械における正確で且つパラメタに不感性の位置及び速度測定は、機械内の空間的現象を追跡することによってのみ得ることができる。もしある応用がトルク制御（及び／または適度の精度の速度制御）のみでよいのであれば、磁束ベクトル位置（及び／または大きさ）を知れば十分である。測定されたシャフト位置または速度フィードバックに基づかない従来の磁束推定方法は、ゼロ及び低速においては失敗する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
本発明によれば、多相交流機械のための駆動装置は、機械の固定子巻線に電力を供給する。この電力は、基本駆動周波数の成分と、より高い周波数であって且つ駆動電力より低い電力の信号成分とを重畳した形状で含んでいる。この信号成分が回転子の運動に実質的に影響を与えないように、この信号成分の周波数は十分に高く、また電力は十分に低いことが好ましい。
【０００５】
機械の回転子は、信号周波数の励振信号に対し回転子の回転位置の関数として回転子インピーダンスを変化させ、そして固定子巻線の応答に影響を与える突起物（ｓａｌｉｅｎｃｉｅｓ）を有することができる。固定子巻線から見た、誘導機械における回転子漏洩インダクタンス、及び同期機械における同期インダクタンスは、回転子の回転位置の周期関数として変化する。そこで、信号周波数における固定子応答を検出して測定し、信号周波数における応答の大きさと固定子位置との間を相関付けることができる。制御装置は、時間の関数としての回転子位置に関する情報を（従って、回転子の速度に関する情報をも）使用して適切な基本周波数駆動電力を電動機へ供給し、電動機を所望の速度またはトルクで、または所望の位置へ駆動することができる。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、若干の永久磁石同期機械及び全ての同期磁気抵抗機械のように、独特な回転子突起物を有する機械を用いて達成することができる。しかしながら、主として付加的な励振信号の比較的高い周波数においてのみ効果を呈する突起物を回転子内に導入することによって、誘導機械においても使用できるようにしたことが本発明の一つの長所である。例えば、信号周波数においては回転子の実効漏洩インダクタンス、従って固定子巻線から見たインピーダンスが固定子に対する回転子の位置の関数として変化するように、しかしながらトルク制御された動作では基本駆動及び滑り周波数においては実質的に均一で対称的なインピーダンス特性を呈することができるように、回転子を構成することができる。磁界配向（ｏｒｉｅｎｔｅｄ）動作に対応する低い滑り周波数、及び通常の基本駆動周波数においては、インピーダンスは実効回転子抵抗によって支配され、漏洩インピーダンスによって支配されない傾向がある。従って、たとえインダクタンスがある程度変化しても、これらの低い周波数においてはインピーダンス及び電動機動作に及ぼす効果は小さい。誘導機械回転子内のこれらの対称性または突起物は、いろいろな方法（限定するものではないが、回転子の周縁の回転子スロット幅及び深さを変化させる、回転子のまわりの導電性バーの断面積またはジオメトリを変化させる、選択された回転子スロットを開き、これらのスロットの間の他の回転子スロットを閉じる等を含む）で導入することができる。本発明を実施するために、例えば、選択された回転子バーの上の回転子内にスロットを選択的に切るか、またはバーの上に切られたスロットの幅を変化させることによって、既存かご形誘導電動機を改造することができる。
【０００７】
突起物がない一様な回転子を有する誘導機械に本発明を適用する場合、機械内の磁束通路の飽和が突起物を発生させ、これにより信号周波数の励振信号に対する固定子巻線の応答が磁束ベクトルの位置の関数として変化するようになる。固定子巻線から見た誘導機械内の固定子過渡インダクタンスは、磁束ベクトル位置の周期関数として変化する。そこで、信号周波数における固定子応答を検出して測定し、信号周波数における応答の大きさと、磁束ベクトル位置との間を相関付けることができる。制御装置は、時間の関数としての磁束ベクトル位置に関する情報を（従って、磁束ベクトルの角速度に関する情報をも）使用して適切な基本周波数駆動電力を電動機へ供給し、電動機を所望のトルクまたは速さで駆動することができる。
【０００８】
回転子スロット及び固定子スロットが開いた、または半分閉じているかご形誘導電動機のような、対称で、突起物のない回転子構造の交流機械を意図的に高磁束レベルで動作させると、固定子及び回転子内の主磁束通路が飽和し、それによって信号周波数における固定子過渡インダクタンスに、従って固定子巻線から見たインピーダンスに、固定子に対する磁束ベクトル位置の関数としての変動が発生する。パラメタに不感で、ゼロ及び低速においてさえも磁束ベクトルの位置及び速度の動的推定が得られることが一つの長所である。
【０００９】
高周波信号に対する固定子巻線の応答の検出は、多相信号（注入された信号周波数の関数である）と多相応答信号とを混合し、混合された信号を濾波して信号周波数に対する応答の変化（ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ　：回転子または磁束ベクトルの角位置に相関している）を分離するヘテロダイン検出を使用して遂行することが好ましい。
【００１０】
駆動装置はインバータを含むことができる。このインバータは、空間ベクトルのパルス幅変調方式で制御され、基本駆動周波数及び信号周波数の両方の出力電圧を固定子巻線へ供給することができる。またインバータが固定子へ基本周波数電力だけを供給するように制御し、別の信号発生器を接続して高周波信号を固定子巻線へ注入してもよい。
【００１１】
本発明は、リニアモータにも適用することができる。リニアモータの巻線の１つを一次として動作させ（固定子巻線のように）、相対的に運動可能な二次巻線（回転子導体に対応する）に誘導的に結合させる。一次から見たインピーダンスは、二次の相対位置の関数として変化する。
【００１２】
本発明のさらなる目的、特色及び長所は、添付図面に基づく以下の詳細な説明から明白になるであろう。
【００１３】
【実施例】
本発明による、変換器を使用しない（即ち、無変換器）電動機駆動装置の回路図を図１に示す。この電動機駆動装置は、シャフト３２によって負荷３３に結合されている交流電動機３１を含む。電動機３１には、インバータ駆動装置３８から出力電源ライン３４、３５及び３６を通して平衡多相（図では３相）電力が供給されている。交流機械のためのインバータ装置は公知であり、電動機３１を駆動するための要求に依存して、さまざまに構成することができる。電動機３１は交流電力で駆動することができるいろいろの形の機械の何れであってもよい。例えば、同期永久磁石電動機及び同期磁気抵抗電動機を含む同期電動機、磁束ベクトル位置の関数として変化する特性を有する多相かご形誘導電動機、及び後述する回転位置の関数として変化する特性を有する誘導電動機であることができる。
【００１４】
インバータ装置３８は、後述するようにして供給することができるライン４０及び４１上の基本周波数ｑ及びｄ軸電流ｉ^ｓ＊ _ｑｓｌ及びｉ^ｓ＊ _ｄｓｌに関する命令信号、及び位置及び速度観測装置４３からのライン４２上のより高い周波数の電圧命令信号ｖ^ｓ＊ _ｑｄｓｉを受けている。
【００１５】
位置及び速度観測装置４３は、ライン３４、３５及び３６に接続されているフィルタ及び座標変換回路４６から、ライン４４及び４５を通して励振信号（高）周波数電流及び電圧信号ｉ^ｓ _ｑｄｓｉ及びｖ^ｓ _ｑｄｓｉを受け、これらのライン上の電圧を測定する。フィルタ及び座標変換回路４６は、電流センサ３９（例えば、ホール効果センサまたは電流変成器）にも接続されていて、ライン３５及び３６内の電流を（及び、それによってライン３４内の電流も）検出する。信号ｉ^ｓ _ｑｄｓｉは２つの電流信号ｉ^ｓ _ｑｓｉ及びｉ^ｓ _ｄｓｉからなる。これらは、測定された３相電動機電流を等価ｑ軸及びｄ軸電流に変換する座標変換によって、回路４６から供給されるものである。信号ｖ^ｓ _ｑｄｓｉは２つの電圧信号ｖ^ｓ _ｑｓｉ及びｖ^ｓ _ｄｓｉからなる。これらは、測定されたライン３４、３５及び３６上の電圧を等価ｑ軸及びｄ軸電圧に変換する座標変換によって、回路４６から供給されるものである。回路４６は、公知の標準構造のものであってよく、図３５に示してある電流信号ｉ^ｓ _ｑｓｉ及びｉ^ｓ _{ｄ ｓｉ}を供給するその例に関しては後述する。本発明では、後述する位置及び速度観測装置４３はライン４４及び４５上の信号からの情報を使用して回転子の位置及び速さのそれぞれの推定

及び

を生成し、それらを出力信号としてライン４７及び４８上に供給する。
【００１６】
電流命令信号ｉ^ｓ＊ _ｑｓｌ及びｉ^ｓ＊ _ｄｓｌは、例えば普通の設計の直接磁界配向制御装置５０から供給することができる。制御装置５０は、ライン５１上の磁束命令信号λ^＊ _ｒと、ライン５２上の所望トルクＴ^＊ _ｃと、フィルタ及び座標変換回路４６からライン５４上の基本（低）周波数電圧ｖ^ｓ _ｑｄｓｉのフィードバック情報と、ライン５５上の基本周波数電流ｉ^ｓ _ｑｄｓｉと、ライン５６上の推定回転子位置

とを受けている。ｖ^ｑ _ｄｓｌは、回路４６から（ライン３４、３５及び３６間の３相電圧を座標変換することによって）供給されるｑ軸及びｄ軸電圧である２つの電圧信号ｖ^ｑ _ｄｓｌ及びｖ^ｓ _ｄｓｌを表している。図１に示すように、直接時間配向制御装置は、磁束調整器５８、同期−静止座標変換ユニット５９、トルク電流計算器６０、及び回転子磁束観測装置６１を含む。標準設計のこれらのユニットは図１に示すように接続されていて、基本周波数電流命令信号ｉ^ｓ＊ _ｑｓｌ及びｉ^ｓ＊ _ｄｓｌをインバータ３８へ供給する。特定の制御装置を使用するか否かは選択の問題であり、本発明の位置及び速度観測装置は、制御装置がなくても有用な電動機位置及び／または速度情報を供給するのに使用できることは理解されよう。
【００１７】
図２に示すように、完全に無変換器の運動制御交流機械駆動装置は、線形フィードバック制御装置６５をも使用することができる。制御装置６５は、推定位置

と速度

（それぞれ、ライン４７及び４８上に供給される）との差と、所望位置信号θ^＊ _ｒ及び速度ω^＊ _ｒ（それぞれ、ライン６６及び６７上に供給される）とを受けている。線形状態フィードバック制御装置６５の出力は、ライン６９を通して加算接合７０へ供給される。この接合７０には、命令フィードフォワードユニット７１の出力も印加されている。ライン７２上の命令フィードフォワードユニット７１への入力の１つは所望加速度信号ω^＊ _ｒである。命令フィードフォワードユニット７１は、所望の位置及び速度信号θ^＊ _ｒとω^＊ _ｒをも受けている。加算接合７０の出力、即ちトルク命令信号Ｔ^＊ _ｃは、磁界配向制御装置７１へ供給される。制御装置７１は、図１に示す制御装置５０のような直接制御装置であっても、または間接制御装置であってもよい。
【００１８】
変換器を使用しないトルク制御誘導機械駆動装置内の制御装置の別の例を図３に示す。この駆動装置は、間接磁界配向制御装置７３を使用している。駆動装置への入力はトルク命令Ｔ^＊ _ｃ及び磁束レベル命令λ^＊ _ｒである。磁束命令λ^＊ _ｒは磁束電流計算器７４に印加され、計算器７４は出力電流信号ｉ^ｃ＊ _ｄｓｌを同期・静止座標変換回路５９へ供給する。磁束命令λ^＊ _ｒ及びトルク命令Ｔ^＊ _ｃは滑り角計算器７５へ印加され、計算器７５は計算された滑り角θ^＊ _ｓを加算回路へ供給する。この加算回路には、位置及び速度観測装置４３からの観測された位置信号

も印加されている。加算回路の出力θ^＊ _ｒｆは同期−静止座標変換回路５９へ供給される。トルク及び磁束命令信号はトルク電流計算器７６へも印加され、計算器７６はその出力ｉ^ｃ＊ _ｑｓｌを座標変換回路５９へ供給する。
【００１９】
一様な回転子を有する普通の誘導電動機内に磁束角位置の推定を使用する、無変換器・電動機駆動装置を図４に示す。図４の駆動装置では、インバータ装置３８は後述するように、ライン４０上の基本周波数ｑ軸電流ｉ^ｓ＊ _ｑｓｌと、ライン４１上のｄ軸電流ｉ^ｓ＊ _ｄｓｌとを受け、また追跡（トラッキング）フィルタ４４３からライン４２を通してより高い周波数の電圧命令信号ｖ^ｓ＊ _ｑｄｓｉも受けている。
【００２０】
追跡フィルタ４４３は、フィルタ及び座標変換回路４６（ライン３４、３５及び３６に接続されていてこれらのライン上の電圧を測定する）から、ライン４４及び４５を通して励振信号（高）周波数電流及び電圧信号ｉ^ｓ _ｑｄｓｉ及びｖ^ｓ _ｑｄｓｉを受けている。フィルタ及び座標変換回路４６は電流センサ３９（例えば、ホール効果センサまたは電流変成器）にも接続されていて、ライン３５及び３６内の電流を（及び、それによって、ライン３４内の電流も）検出する。前述したように、信号ｉ^ｓ _ｑｄｓｉは２つの電流信号ｉ^ｓ _ｑｓｉ及びｉ^ｓ _ｄｓｉからなり、信号ｖ^ｓ _ｑｄｓｉは２つの電圧信号ｖ^ｓ _ｑｓｉ及びｖ^ｓ _ｄｓｉからなっていて、これらは回路４６から供給される。本発明では、追跡フィルタ４４３（詳細は後述する）はライン４４及４５上の信号からの情報を使用して、磁束角位置推定

及び速度推定

を生成し、それらを出力信号としてそれぞれライン４４７及び４４８に供給する。
【００２１】
磁束角位置の推定は、インバータによって用いられるライン４０及び４１の静止（即ち、固定子）フレーム量へのライン５１及び５２の同期フレーム固定子電流命令信号ｉ^ｅ＊ _ｄｓｉ及びｉ^ｅ＊ _ｑｓｉの座標変換５９をそれぞれ供給するために実例的に用いられうる。電流命令信号ｉ^ｅ＊ _ｄｓｉ及びｉ^ｅ＊ _ｑｓｉはそれぞれ、交流機械について十分に確立されている磁界配向（即ち、ベクトルまたはトルク制御）計画における磁束及びトルク命令に関係している。特定の制御装置を使用するか否かは選択の問題であり、本発明の追跡フィルタは制御装置がなくても有用な磁束位置及び／または速度情報を供給するのに使用できることは理解されよう。更に、この例は２相（即ち、ｑ軸及びｄ軸）量で示して（これが好ましい）あるが、これはオプションである。装置は、３相機械フレーム座標で実現することも、または何等かの座標系を選択することもできる。
【００２２】
インバータ駆動装置３８は、所望の基本駆動周波数で電動機３１を駆動する電力を供給する手段である。基本駆動周波数は、低い周波数から運転周波数（典形的には６０Ｈｚ程度であるが、１８０または２４０Ｈｚまで広げることができる）まで変化させることができる。更に、信号電力成分がインバータ装置３８から電動機３１の固定子巻線へ供給される。この信号電力成分は、電動機の機械的性能に実質的に影響を与えないように、十分に高い周波数であり且つ低い振幅である。電動機３１は、ライン３４、３５及び３６上のこの高い周波数の電圧信号に応答し、この信号周波数の固定子電流成分（回転位置または磁束角位置の関数として時間的に変化する）を発生する。
【００２３】
インバータ装置３８内への高周波信号の導入は、いろいろな方法で達成し、制御することができる。図５に示す１つの手法では、インバータ装置３８はパルス幅変調された電圧源インバータ７７を含み、インバータ７７へは電流調整器７８の出力と高周波電圧信号ｖ^ｓ＊＊ _ｑｄｓｉとの和が入力される。ライン４０及び４１上の電流入力信号ｉ^ｓ＊ _ｑｄｓｌは加算接合７９に印加される。加算接合７９は、所望の基本電流ｉ^ｓ＊ _ｑｄｓｌと、測定された基本駆動周波数電流ｉ^ｓ _ｑｄｓｌ（回路４６の一部であることができる低域通過フィルタ８１からライン８０を通して印加される）との差を発生する。低域通過フィルタ８１は座標変換回路８３（固定子巻線上の電流センサ３９に接続されている）からライン８２を通して電流フィードバック信号ｉ^ｓ _ｑｄｓ受けている。ライン８２上の信号は高域通過フィルタ８４をも通過し、出力ライン４４上に高周波成分ｉ^ｓ _ｑｄｓｉを供給する。この成分は、固定子巻線において測定される電流の一部（高い信号周波数である）に対応する。図５の低域通過フィルタ８１及び高域通過フィルタ８４は本発明の原理を示すものであるが、もし望むならば、回転子の位置の関数としての高周波信号成分の振幅の変化の指示を、より信頼できるように、そしてより低い雑音で発生させるために、これらのフィルタを排除しても、または固定子電流の信号周波数成分のためのより精巧な濾波及び検出技術を使用しても差し支えない。
【００２４】
図５の装置では、変換回路８３からの直角位相出力電圧ｖ^ｓ _ｑｄｓがライン８６を通して帯域通過フィルタ８７へも供給されている。濾波された信号ｖ^ｓ _ｑｄｓｉは加算接合８９において命令された信号ｖ^ｓ＊ _ｑｄｓｉ（例えば、所望の定振幅、平衡多相信号）から減算される。この差は信号電圧振幅調整器９０へ供給される。調整器９０の出力は加算接合９２へ印加され、電流調整器７８の出力と加算されて電圧源インバータ７７への電圧信号ｖ^ｓ＊ _ｑｄｓが生成される。
【００２５】
命令された信号電圧と測定された信号電圧との間の誤差に作用するオプションの調整器を使用する図５の高周波信号注入計画は、不動作時間効果、直流母線電圧変化、その他によって発生する変動及び不平衡を最小にする。この調整計画はＰＷＭ電圧源インバータの、理想的多相信号電圧源からのずれを実効的に補償するようになっている。信号周波数に対して参照フレーム同期で作用する比例・積分（ＰＩ）調整器は、信号電圧調整器を実現する好ましい手段である。図５に示す全ての電圧及び電流が、静止フレーム内のｄ軸及びｑ軸に対応する２つの量からなることに注目されたい。また、低域通過フィルタ８１、高域通過フィルタ８４及び帯域通過フィルタ８７のような成分はユニット４６の一部であることができ、フィードバック成分は観測装置４３の一部であることができることにも注目されたい。
【００２６】
電流調整された電圧源インバータ（ＶＳＩ）を使用して信号電流を注入し、高電力主励振及び低電力高周波信号励振を、平衡多相電流の形状で生成する回路を図６に示す。信号周波数電流命令信号ｉ^ｓ＊ _ｑｄｓｉは、接合９３において基本電流信号ｉ^ｓ＊ _ｑｄｓｌと加算される。測定された信号電圧ｖ^ｓ _ｑｄｓｉ（電流ではない）はヘテロダインされ、観測装置を駆動して位置及び速度推定を発生させる。帯域通過フィルタ９４を使用して、信号電圧成分ｖ^ｓ _ｑｄｓｉを基本励振及びインバータスイッチング高調波から分離することができる。以下に図７−９に関して説明する制御装置は、ｉ^ｓ _ｑｓｉ及びｉ^ｓ _ｄｓｉの代わりにそれぞれｖ^ｓ _ｑｓｉ及びｖ^ｓ _ｄｓｉを使用することによって図６の装置と共に使用することができる。
【００２７】
好ましいヘテロダイン復調技術を使用して、固定子電流（または電圧、後述）から回転子位置または磁束角位置情報を、高い信頼性と低い雑音で抽出することができる。本発明の装置では、座標変換回路４６からのｑ軸電流ｉ^ｓ _ｑｓｉ及びｄ軸電流ｉ^ｓ _ｄｓｉと、推定された回転子位置及び信号周波数の直角位相正弦関数、例えばそれぞれ

及び

（ここに

は推定された回転子位置（電気的ラジアン）であり、ω_ｉは命令された信号周波数である）との乗算によって、以下の式（１）に与えられている混合信号εを得ている。式（１）の第１項は、（

と仮定して）
周波数

においてでありかつ有用な位置情報を含んではいない。しかしながら、第２項は望ましい位置情報を含み、

と共に直流に近づく。
【００２８】
【数１】

通常の回転子速度及び注入された信号周波数の場合は

であるから、第１項は低域通過濾波によって容易に除去することができる。残余のヘテロダインされ、濾波された信号は、本質的に線形位置誤差ε_ｆの形状である。即ち、

と共に、
【数２】

【００２９】
一様な回転子を有する普通の誘導電動機と共に本発明を使用し、電動機を磁気飽和が生ずる十分なレベルで駆動するような場合には、代わりに閉ループヘテロダイン復調技術を使用して固定子電流（または電圧、後述）から磁束ベクトル位置情報を、高い信頼性と低い雑音で抽出することができる。座標変換回路４６からのｑ軸電流ｉ^ｓ _ｑｓｉ及びｄ軸電流ｉ^ｓ _ｄｓｉと、推定された磁束ベクトル位置及び信号周波数の直角位相正弦関数、例えばそれぞれ

及び

（ここに

は推定された磁束ベクトル位置（電気的ラジアン）であり、ω_ｉは命令された信号周波数である）との乗算によって、以下の式（１’）に与えられている混合信号εを得ている。式（１’）の第１項は、（

と仮定して）
周波数

においてでありかつ有用な位置情報を含んではいない。しかしながら、第２項は望ましい位置情報を含み、

と共に直流（及び０）に近づく。
【００３０】
【数３】

通常の回転子速度及び注入された信号周波数の場合は

であるから、第１項は低域通過濾波によって容易に除去することができる。残余のヘテロダインされ、濾波された信号は、本質的に線形位置誤差ε_ｆの形状である。即ち、

と共に、
【数４】

【００３１】
回転子位置誤差信号ε_ｆは、図７（位置及び速度観測装置４３の例のブロック線図である）に示すように、Ｌｕｅｎｂｅｒｇｅｒ型の位置／速度観測装置への修正誤差入力として使用することができる。位置推定

は、電動機負荷機械系のモデル９５から供給され、この推定は経路９６を通してヘテロダインプロセス９７へ供給される。ヘテロダインプロセス９７は、関数

、及び

を計算し、これらの関数にはそれぞれ電流信号ｉ^ｓ _ｑｓｉ及びｉ^ｓ _ｄｓｉが乗じられ、接合９８において減算が遂行されて式（１）が求められる。接合９８の出力からの信号εは低域通過フィルタ１００を通過させられる。低域通過フィルタ１００の遮断周波数は、例えば、注入される信号周波数ω_ｉの２倍よりは実質的に低いが、回転子の予測される最高の速さω_ｒより高い。低域通過フィルタ１００の出力信号ε_ｆは線形観測装置制御装置１０１へ印加され、制御装置１０１は出力信号を機械系モデル９５へ供給する。
【００３２】
利得Ｋ_１、Ｋ_２及びＫ_３（信号積分に伴う）からなる整形制御装置１０１は、推定された回転子位置

を実際の位置に収斂させる、即ち

。推定された回転子位置及び推定された速度

は、共に、観測装置及び機械系モデル９５（電動機負荷ダイナミックスの簡単なモデルである）から入手される。観測装置推定ダイナミックスを改善するために、電動機によって発生された電磁トルク

（または、オプションで、簡略化のために、命令されたトルクＴ^＊ _ｅ）をフィードフォワードとして使用し、推定された機械系モデル９５（少なくとも推定された慣性モーメント

、及び推定されたダンピング

からなり、１／ｐは積分を表している）を駆動する。
【００３３】
機械系モデル、命令フィードフォワード、及び全てのＫ_１、Ｋ_２及びＫ_３利得を使用することは制御装置の必須の特色ではないが、それらを使用することによって推定ダイナミックスが改善される。観測装置制御装置は低域通過フィルタとしても作動するので、適切な場合には低域通過フィルタ１００も必要ではないかも知れない。いろいろな制御装置が公知であり、それらを使用しても差し支えない。
【００３４】
図７に示す観測装置の重要な特色は、位置及び速度推定の精度が第１近似までインダクタンスの大きさには無関係なことである。式（２）から分かるように、インダクタンス項を含む係数Ｉ_ｉｌは閉ループ観測装置内の利得である。これは、観測装置の収斂値に影響を与えることはない。電圧または電流内のゼロシーケンス成分、従って機械の中性点接続は必要ではないことにも注目されたい。
【００３５】
図７に示すヘテロダイニングプロセスは、前述したように変更して信号電圧の不平衡及び変動に対する感度を低下させることができる。信号電圧がＶ^ｓ _ｑｓｉ≠Ｖ^ｓ _ｄｓｉのように単に不平衡であれば、測定された信号電圧の振幅をヘテロダイニングプロセス内に含ませることによってその不平衡の因をなす推定誤差を減少させることができる。図８に示す変更されたヘテロダイニングプロセスは、

の形状である。
【００３６】
ヘテロダインされた信号を、図９に示すように信号振幅の自乗平均に対して正規化することによって、電圧変動に対するある感度も低下させることができる。即ち、

ここで

である。
【００３７】
ヘテロダイニングプロセスは、

であるから、

及び

を含む２段階で遂行することもできる。
【００３８】
一般に固定子電流は、信号周波数成分の他に基本駆動周波数の若干の成分ｉ^ｓ _{ｑ ｓｌ}と、電力を電子的にスイッチングする周波数の高調波ｉ^ｓ _ｑｓｈ成分（ＰＷＭインバータの場合）も含む。即ち、
ｉ^ｓ _ｑｓ＝ｉ^ｓ _ｑｓｉ＋ｉ^ｓ _ｑｓｌ＋ｉ^ｓ _ｑｓｈ
＝Ｉ_ｉ０　ｓｉｎω_ｉｔ＋Ｉ_ｉ１　ｓｉｎ（２θ_ｒ−ω_ｉｔ）＋Ｉ_ｓ０　ｓｉｎω_ｉｔ＋
Ｉ_ｓ１　ｓｉｎ（２θ_ｒ−ω_ｅｔ）＋Ｉ_ｈ１　ｓｉｎω_ｈｔ　　　（７）
また、ｄ軸の場合には、
ｉ^ｓ _ｄｓ＝ｉ^ｓ _ｄｓｉ＋ｉ^ｓ _ｄｓｌ＋ｉ^ｓ _ｄｓｈ
＝Ｉ_ｉ０　ｃｏｓω_ｉｔ＋Ｉ_ｉ１　ｃｏｓ（２θ_ｒ−ω_ｅｔ）＋Ｉ_ｓ０　ｃｏｓω_ｅｔ＋
Ｉ_ｓ１　ｃｏｓ（２θ_ｒ−ω_ｅｔ）＋Ｉ_ｈ２　ｓｉｎ（ω_ｈｔ＋Φ）　　　（８）
ここに、ω_ｅは基本励振周波数であり、ω_ｈはいろいろな高調波周波数を表している。
【００３９】
これら全ての成分を式（１）のようにヘテロダインすると、

一様な回転子を有する誘導機械に本発明を適用する場合には、これらの式の中のθ_ｒ及び

は、θ_ｅ及び

に置換され、また本明細書及び請求の範囲で使用されているように、θは回転子の角位置θ_ｒまたは磁束ベクトルの角位置θ_ｅであることができる。もしω_ｉ≫ω_ｅであり、またω_ｉ≪ω_ｈならば、所望の位置変化項

または

は、それでも適切な濾波によって容易に抽出することができる。従って、付加的な固定子電流成分は、ヘテロダイニングの前、または後の何れかに濾波することによって除去することができる。基本成分は、一般に、信号成分より遥かに大きいから、ヘテロダイニングの前に濾波して信号を所望のレベルまで増幅できるようにすることが好ましい。
【００４０】
図８は、図７と類似の位置及び速度観測装置を示しているが、不平衡電圧源に対して感度が低くなるように変更したものである。信号周波数電圧ｖ^ｓ _ｄｓｉの包絡線Ｖ^ｓ _ｄｓｉは、乗算回路１０３においてｉ^ｓ _ｑｓｉを乗ぜられ、信号周波数電圧ｖ^ｓ _ｑｓｉの包絡線Ｖ^ｓ _ｑｓｉは、乗算回路１０４においてｉ^ｓ _ｄｓｉを乗ぜられて、加算接合９８において加え合わされる信号を形成する。従って、もし直角位相信号電圧振幅の１つが他よりも大きくなれば、この乗算プロセスは電流応答信号の大きさを補償するのを援助することになる。図９は、各包絡線電圧Ｖ^ｓ _ｄｓｉ及びＶ^ｓ _ｑｓｉを測定された信号周波数電圧の平均振幅Ｖ^ｓ _ｓｉ０によって除すことによって、弱い高周波電圧源を補償するのを援助する類似装置を示している。
【００４１】
同様に、回転子位置ではなく磁束位置を追跡している場合には、図１０（追跡フィルタ４４３の例のブロック線図である）に示すように、位置誤差信号ε_ｆを追跡フィルタへの修正誤差入力として使用することができる。位置推定

は、経路９６を通してヘテロダインプロセス９７へ送られる。プロセス９７は、関数

及び

を計算し、これらの関数に電流信号ｉ^ｓ _ｑｓｉ及びｉ^ｓ _ｄｓｉをそれぞれ乗じ、接合９８において減算を遂行して式（１’）を求める。接合９８の出力からの信号εは低域通過フィルタ１００を通過させられる（例えば、低域通過フィルタ１００の遮断周波数は、注入される信号周波数ω_ｉの２倍よりは実質的に低いが、磁束ベクトルの予測される最高の速度ω_ｅよりは高い）。低域通過フィルタ１００の出力信号ε_ｆは線形制御装置１０１へ印加され、制御装置１０１は磁束ベクトル速度推定をライン４４８上へ出力し、また積分回路を介して磁束ベクトル位置推定をライン４４７上に出力する。利得Ｋ_１及びＫ_２（信号積分に伴う）からなる線形制御装置１０１は、推定された磁束ベクトル位置

を実際の位置に収斂させる。即ち

。
【００４２】
電動機巻線を駆動する電圧源は、たとえ電圧源インバータを有していても、ある変動または不平衡を予測することができる。電圧信号変動及び／または不平衡の量は、多くの要因に依存する。変動の一つの源は、電動機動作点の変化に起因する直流母線電圧の変化である。例えば、電動機を減速させる時に、運動エネルギは典形的に母線キャパシタによって吸収され、母線電圧を上昇させる。母線電圧の変動を最小にするためには、抵抗を通すか、または交流電源へ逆に変換することによってエネルギを消散させることが推奨される。
【００４３】
スイッチング装置（デバイス）の立ち上がり及び立ち下がり時間、及び装置の転流（整流）の間に内部的に導入される遅延（偶発的な母線シュートスルーまたは短絡回路を避けるために）に起因するインバータ不動作時間が、電圧信号変動及び不平衡の別の主要な原因である。不動作時間を最小にするか、または補償する計画を実現することが好ましい。図１０に示すヘテロダイニングプロセスは、信号電圧の不平衡及び変動に対する感度を低下させるために、上述したように変更することもできる。
【００４４】
典形的であるように、もし中性点接続がなされていなければ、
ｉ_ａｓ＋ｉ_ｂｓ＋ｉ_ｃｓ＝０
この場合、ｉ_ｃｓは測定されないことが多く、もし必要ならば
ｉ_ｃｓ＝−ｉ_ａｓ−ｉ_ｂｓ
から計算される。そこでヘテロダイニングは次のように簡略化できる。

【００４５】
３相機械フレーム量を使用し、中性点接続がなされていない、即ちｉ_ａｓ＋ｉ_ｂｓ＋ｉ_ｃｓ＝０であるものとして、均一な回転子誘導電動機のためのヘテロダイニング復調計画の例を図１１に示す。図１１の追跡フィルタは図１０に示す追跡フィルタに類似しており、３相の高（信号）周波命令信号を発生する信号命令発生器を含んでいる。低域通過フィルタ１００及び観測措置制御装置１０１は、図１０に示すものと同一である。ヘテロダイニングプロセス９７’は、関数

及び

を計算し、これらの関数に電流信号ｉ^ｓ _ａｓｉ及びｉ^ｓ _ｂｓｉをそれぞれ乗じ、接合９８’において加算を遂行し、かつ係数２／√３を乗じて式（１０）の誤差信号εを発生する。
【００４６】
機械系モデル、命令フィードフォワード、及び全てのＫ_１及びＫ_２利得を使用することは制御装置の必須の特色ではないが、それらを使用することによって推定ダイナミックスが改善される。
【００４７】
図７−１１の位置及び速度観測装置によって機械系モデルを完全に排除することができるが、選択した特定のヘテロダイニングのために閉ループシステムが必要である。
【００４８】
代わりに、固定子電流を単にｃｏｓ／ｓｉｎω_ｉｔとヘテロダインして
ε＝ｉ^ｓ _ｑｓｉ　ｃｏｓ　ω_ｉｔ＋ｉ^ｓ _ｄｓｉ　ｓｉｎ　ω_ｉｔ
＝Ｉ_ｉ０　ｓｉｎ（２ω_ｉｔ）＋Ｉ_ｉ１　ｓｉｎ（２θ_ｒ）　　　（１１）
を発生させることができる。低域通過濾波した後は、
ε_ｆ＝Ｉ_ｉ１　ｓｉｎ（２θ_ｒ）　　　（１２）
もしＩ_ｉ１が既知であるか、または正確に推定されていれば、

この逆正弦（アークサイン）を決定するためにルックアップテーブル（例えば、ＥＰＲＯＭ内に格納）を使用することができる。このアプローチの主な欠点は、位置推定の精度が

の精度に直接的に依存することである。しかしながら、より低い性能の駆動装置では、この精度で十分であろう。
【００４９】
別の代替として、信号電流の大きさの自乗値を使用して
ε＝ｉ^ｓ２ _ｄｓｉ＋ｉ^ｓ２ _ｑｓｉ
＝Ｉ^２ _ｉ０＋Ｉ^２ _ｉ１＋２Ｉ_ｉ０Ｉ_ｉ１　ｃｏｓ（２θ_ｒ−２ω_ｉｔ）　　　（１３）
を発生させ、高域通過濾波の後に
ε_ｆ＝２Ｉ_ｉ０Ｉ_ｉ１　ｃｏｓ（２θ_ｒ−２ω_ｉｔ）　　　（１４）
を求めることができる。次に位相検出器／コンパレータを使用して、既知の信号ｃｏｓ　２ω_ｉｔに対する位相シフトを求め、それにより回転子位置を求めることができる。それぞれのゼロ交差のタイミングは、位相検出の一方法である。このような方法の一つの主な欠点は、信号内の雑音及び高調波に対してゼロ交差の感度が高いことである。
【００５０】
本発明は、実質的に対称的な回転子を有する普通の誘導電動機の磁束位置を追跡するのに使用することができる。典形的な誘導電動機では、対称３相回転子巻線（例えば、かご形導電性バー）が、回転子の周縁の回転子の歯の間の離間した位置においてボディを通って伸びている。全ての導電性バーの上に等しい開口幅の部分的に開いた回転子スロットが形成されている。これらのスロット開口の最小幅は、これらの開口を横切る（負荷によって誘起される）飽和効果が最小になるように選択することが好ましい。高磁束レベル（例えば、図４のライン５１上の電流命令によって制御されて）で誘導機械を動作させると、固定子の歯、固定子のコア、回転子の歯、及び回転子のコアに飽和が発生し得る。この飽和が磁化インダクタンス及び固定子過渡インダクタンスに空間的な変化を発生させる。信号周波数においては、磁化インダクタンスではなく、固定子過渡インダクタンスが固定子巻線から見た固定子インピーダンスを支配する。固定子過渡インダクタンスのこの変化は、磁束ベクトル位置に対応する磁気的な突起物として見られ、本発明はこれを追跡するのである。回転子内に誘起される高周波電流及び磁束成分（高周波信号電流ｉ^ｓ _ｑｓｉ及びｉ^ｓ _ｄｓｉに関連する）は表皮効果によって回転子表面へ押しやられ、信号周波数において固定子巻線から見た固定子過渡インダクタンス（及び固定子インピーダンス）の空間的な変化は、回転子内よりも固定子内における飽和の方により一層一致するようになる。
【００５１】
電動機３１はリニアモータであってもよく、本質的にはニアモータの構造は回転機械のと同じ構造であるが平坦にされている。リニアモータの例は図３９に示されている。この電動機は、長い静止一次構造３０１（固定子に対応）と、短い可動二次構造３０２（回転子に対応）とを有している。二次構造３０２は、何等かの所望構造（図示してない）によって線形運動するように支持することができる。例えば、二次構造３０２を輪、ローラ、軸受、または空気軸受上に取付け、一次構造３０１に対して所望の関係にトラック（図示してない）内に保持することができる。一次構造３０１は、例えば積層した鋼で形成されたフレーム３０４と、規則的に離間したスロット内の複数の固定子または一次巻線３０５とを有している。長い一次構造３０１は、幾つかの反復するセグメントを有することができ、各セグメントは平坦にされた回転機械の単一の固定子に対応し、また各セグメントには上述した手法と同じ手法で駆動周波数及び信号周波数の平衡した多相電力が供給される。
【００５２】
二次構造３０２は、線形運動するようにフレーム（図示してない）上に取付けられた、例えば積層された鋼製のボディ及びコア３０８を有し、複数の回転子または二次巻線３１０が規則的に離間したスロット内に配置されている。一次及び二次は、飽和が存在しない時には多相一次巻線と、一次巻線から見たインピーダンスとが平衡するように設計されている。高磁束レベルでの動作によって一次が飽和すると、一次巻線から見た一次過渡インダクタンス（及び高信号周波数における一次インピーダンス）は、磁束位置の関数としての空間的な変化の形状の磁気突起物を発生させる。
【００５３】
他の変形も明白である。例えば、二次を長くする、及び／または固定要素及び一次を短くする、及び／または運動要素即ち二次の両側に導体を設け、二次の両側上に一次を設ける等である。以上の説明から、本発明の駆動装置が回転電動機またはリニアモータの何れにも使用できることが理解されたであろう。本発明の理論及び実施は、リニア機械の場合も、回転機械の場合も同一である。
【００５４】
本発明は、この飽和により誘起される突起物（即ち、固定子または一次インピーダンスの変化）を追跡し、上述したヘテロダイニング復調技術と組合わせて平衡した多相高周波信号を注入することにより、磁束ベクトル位置を信頼できるように、且つ正確に推定する手段を提供する。
【００５５】
上述した形の特定電動機設計への本発明の適用の可能性は、生成可能であり且つ信頼できるように検出することができる（飽和によって誘起される）突起物の量に依存する。突起物の量を増加させる１つの手段は、固定子の歯内の飽和のレベルが所望の動作範囲にわたって比較的高くなるように電動機を設計することである。
【００５６】
本発明は、普通の機械を適切に改造した誘導機械の回転子の位置及び速度情報を入手するようにも適用できる。誘導機械の電磁特性に対する最適注入信号周波数は、主として回転子かご（導体）及び積層内の表皮効果によって支配される。
【００５７】
誘導機械の普通の安定状態等価回路を図１２に示す。通常の動作状態の下では、基本励振に対する回転子の滑りは極めて小さい。従って、抵抗ｒ_２／ｓにまたがる電圧が空隙電圧Ｅ_ｇを支配している。物理的には、この空隙を横切る（そして電圧Ｅ_ｇを発生させる）磁束の大部分が回転子コアにも突入し、回転子電気回路をリンクして有用な仕事を発生させることを暗示している。極く一部分が、回転子漏洩磁束（電圧ｊＩ_２Ｘ_２を発生させる）の形状で回転子表面に閉じ込められる。
【００５８】
同一の通常の動作速度の下での高周波励振（≫６０　Ｈｚ）の場合、回転子の滑りは実効的に１（即ち、高い滑り周波数）であり、誘導機械は殆ど完全にリアクティブである。従って、固定子電流は固定子及び回転子漏洩リアクタンスによって支配され、図１３に示す近似等価回路が適用できる。基本周波数による磁束とは異なり、回転子コア内には高周波数の磁束は殆ど存在しない。代わりに、殆ど全ての高周波空隙磁束は、回転子漏洩磁束と同じように回転子表面に閉じ込められ、従って空隙電圧Ｅｇ及び回転子漏洩電圧ｊＩ_２Ｘ_２は殆ど同一になる。
【００５９】
基本駆動励振に対応する低い滑り周波数においては、図１４の左側（回転子内の相互磁束通路及び漏洩磁束通路を分離して示している）及び図１４の右側（漏洩磁束及び相互磁束を組合わせた時の合成磁束通路を示している）に示すように相互磁束が支配的である。一般に、高めの周波数成分（即ち、高い滑り周波数）の場合には、表皮効果が固定子及び回転子漏洩インダクタンスを減少させ、漏洩磁束を再分配するようになる。高めの周波数における導体表皮効果が、図１５の左側（相互磁束通路及び漏洩磁束通路を示している）及び図１５の右側（組合わされた磁束通路を示している）に示すように回転子電流を、従って回転子漏洩磁束を回転子バーの頂部へ（磁束の場合は歯の頂部）へ押しやる。高周波数においては、相互磁束及び回転子漏洩磁束は殆ど等しい。その結果、磁束は回転子コア内には殆ど突入しない。
【００６０】
積層表皮効果は、本質的に、固定子スロット壁及び固定子及び回転子の歯の表面に沿うある深さの表皮層に漏洩磁束を閉じ込める。両効果が相俟って回転子対固定子漏洩インダクタンスの比を減少させる。有用な回転子位置情報は回転子漏洩インダクタンス内だけに含まれており、固定子漏洩インダクタンス内には含まれていないから、この比は最大にすべきである。
【００６１】
これらの考察に鑑みて、注入される信号の周波数は、空隙を横切る高周波磁束の大部分が回転子漏洩磁束となるように導体表皮効果にとっては十分に高いが、それでも回転子対固定子漏洩比が十分な大きさとなるように十分に低くしなければならない。最低信号周波数は、本発明を使用した時の最高の基本駆動周波数プラス滑り周波数に対応する付加的な量よりも高くして、十分な導体表皮効果が得られるようにすべきである。表皮効果は一般に、表皮の深さが媒体の厚みよりも小さくなった時にだけ重大になる。
【００６２】
精密な回転子スロット／バーの形状に依存して、回転子導体の表皮効果は１００Ｈｚの滑り周波数（例えば、大きい起動トルクを得るための二重かご回転子において）よりも十分に低い場合に重大になり得る。コアが鋼の場合の典形的な動作点を想定すれば、積層内の表皮効果は積層の厚みに依存して、４００−１．５　ｋＨｚを超えると重大になることが考えられる。１０−２０　ｋＨｚにおいては、積層表皮効果が広がるので、これが注入される信号周波数に対する初期上限と考えることができる。
【００６３】
表皮効果の別の結果として、固定子及び回転子の実効抵抗が増加する。しかしながら、１００　ｋＷ以下の機械に使用される固定子導体の一般的なゲージの場合には、固定子巻線内の表皮効果が重大な問題になるべきではない。
【００６４】
注入される信号は、別の専用回路、または既に基本駆動周波数電力を発生中の電力電子インバータを介して、の何れかによって生成することができる。価格（及び、一般的には信頼性）から考えて、電力電子インバータが好ましい発生器である。近年のハードスイッチ式電力電子インバータは、小乃至中サイズの駆動装置（＜５０ｋＷ）の場合には２０　ｋＨｚのスイッチング周波数に近づきつつあり、それを超えるものさえある。音響雑音を減少させ、高電流調整帯域幅を得るためには、２０ｋＨｚまたはそれ以上のスイッチング周波数が望ましい。ソフトスイッチ式インバータ（例えば、共振直流リンクコンバータ）は、同じ電流調整帯域幅においてかなり高いスイッチング周波数で動作可能であり、また動作しなければならない。
【００６５】
表皮効果を考えると、インバータスイッチングに伴う高調波電圧（本質的に機械の端子に印加される）の周波数は、一般に所望の信号周波数として使用するには高過ぎる。更に、スイッチング周波数の高調波は要求されるような平衡した多相セットではなく、負荷になるか、または機械動作点依存性になる傾向がある。
【００６６】
しかしながら、図５に示して説明したような手法で１０　ｋＨｚ乃至２０ｋＨｚのスイッチングを使用している場合には、低い高調波ひずみの多相１乃至２ｋＨｚ信号を容易に合成することができる。好ましくは、インバータスイッチング周波数は、信号周波数の少なくとも５乃至１０倍にすべきである。更に、信号周波数は、駆動装置が動作する最高基本周波数の少なくとも５乃至１０倍にすべきである。
【００６７】
より大きい駆動装置（＞１００ｋＷ）では、インバータスイッチング周波数は１−２ｋＨｚが一般的である。もし装置を６０　Ｈｚ程度の周波数までで動作させるのであれば、インバータを介して十分に高い信号周波数を合成することは不可能である。こにような場合、インバータスイッチング（例えば、５−１０ｋＨｚ）よりも十分に高い周波数の信号を別の専用回路で生成することが望ましい。代わりに、もし最終的にトルク制御だけでよいのであれば（位置制御は不要ならば）図１に示すような閉ループ磁束観測装置をベースとする直接磁界配向制御装置を実現することができる。このような制御装置は、低い基本周波数（例えば、＜５Ｈｚ）においてだけ位置情報を必要とする。従って、これらの低い基本周波数においてのみ信号生成が必要になる。５０−２５０Ｈｚの信号周波数でも十分に高く、それにも拘わらずインバータによって生成することが可能である。
【００６８】
１００ｋＷ以下の一般的な誘導機械は、アルミニウムを鋳造したかご形回転子ボディを含んでいる。鋳造を容易にし、また若干の場合には極めて高速の動作の下で導体かごの機械的強度を維持するために、またスロットリップル効果を減らすために、回転子スロットは典形的に薄い「ブリッジ」によって完全に閉じられている。ブリッジは、定格動作状態の下で飽和するように設計されている。しかし軽負荷の下ではブリッジは飽和せず、機械の動作範囲の中で回転子漏洩インダクタンスはかなり変化する。基本磁界が回転子に対して回転する（滑り周波数で）と、ブリッジは飽和状態と不飽和状態との間を反復して変化する。信号周波数において固定子巻線から見た時に、滑り周波数の２倍で別のインダクタンス変化が現れる。このインダクタンス変化は、推定される回転子位置の精度に影響を与える恐れがある。もしこの変化が、所望の回転子突起物による変化に比して大きくなれば、観測装置は回転子位置ではなく、基本磁界を追跡するようになる。この効果を回避するために、負荷によって誘起される飽和に起因するインダクタンスの変化を、所望の誘起される変化に対して最小にすべきである。
【００６９】
回転子スロットブリッジの飽和は、等価スロット開口を介してモデル化できることが知られている。従って、負荷によって誘起される飽和を最小にする一つの方法は、全てのスロットを最も飽和した動作状態に等価な最小の幅に開くことである。図１６に断面で電動機を示してあるように、若干のスロットを更に開くことによって所望の変化を導入することができる。電動機１１０は、固定子コア１１１を有する固定子１００を有し、固定子の歯１１４の間のコアの上には対称３相固定子巻線１１２が巻かれている。かご形回転子１１７は、シャフト１１９上に取付けられた実質的に円筒形の回転子ボディ１１８を有している。シャフト１１９は、普通の軸受（図示してない）を用いて固定子内で回転するように回転子を取付けている。かご形導電性バーのような対称３相回転子巻線は、回転子の周縁に沿って離間した位置においてボディを通って伸びている。若干の導電性バー１２０の上に、部分的に開いた回転子スロット１２１が形成されている。これらの最小幅のスロットの幅は、負荷によって誘起される飽和効果が最小になるように選択されている。部分的に開いたスロット１２１よりも広いスロット１２２を他の導電性バー１２０の上に設けることによって、固定子巻線から見た回転子漏洩インダクタンスの変化を得ることができる。図１６に示す形の４極かご形誘導電動機の場合には、回転子の周縁の互いに９０°（機械的角度）離れて中心決めされている導電性バーの上に最も広いスロット１２２を形成する。回転子のｑ軸１２５は最も広いスロットを有する導電性バーの群の中心を通過し、一方回転子ｄ軸１２６はｑ軸１２５に対して４５°（機械的角度）の角度をなし、最小幅のスロットを有する導電性バーの群の中心を通過するものと考えることができる。図１６に示す４極電動機の場合には、最大幅のスロットを有する導電性バーの他の群は、軸１２５に対して９０°の増分の角位置に中心決めされている（軸１２８、１２９及び１３０で示す）。１つの機械極ピッチ上の高周波励振信号の簡略化した磁束通路を図１７に示す。励振に対する回転子位置は、低い回転子漏洩インダクタンス位置に対応している。
【００７０】
たとえ最小幅のスロット開口を使用したとしても、若干の場合には、例えば負荷成分の効果を推定し、その推定を、式（２）の誤差信号εｆから減算することによって、飽和に起因する成分を更に減少させる減結合（ｄｅｃｏｕｐｌｉｎｇ）が必要であるかも知れない。
【００７１】
固定子及び回転子の両者の中の主磁束通路（即ち、歯及びコア）の飽和は、若干の環境の下では、減結合を使用して変化を減少させなければならない程十分な大きさの望ましくない変化も発生させる。代替として、磁束レベルを減少させて動作させると、主磁束飽和に起因する望ましくない変化が減少する。
【００７２】
回転子漏洩インダクタンスの変化は、回転子回路を不平衡にして磁束及びトルクに脈動をもたらす恐れがある。しかしながら、基本駆動周波数においては、平衡を保ったままの回転子抵抗による回転子インピーダンスが支配的であるから、定格滑り状態下の基本駆動電力によって生ずる低周波回転子電流にとってこの不平衡はそれ程重要ではない。しかしもし必要ならば、磁界配向制御装置内に適切な命令フィードフォワードまたは状態フィードバックを組み込むことによって、これらの脈動を排除することが可能である。更に、回転子スロットまたは歯は、信号周波数では不平衡であるが、基本（滑り）周波数においては平衡する回転子インピーダンスが得られるように設計することができる。
【００７３】
回転子漏洩インダクタンスが、通常の機械動作に対してそれ程重大な影響を与えないことが本発明の長所であることに再度注目されたい。従って、機械構造に対して必要とされる変更を施しても、機械性能には殆ど影響はない。
【００７４】
注入される信号周波数の電力に伴う高周波電流及び磁束は、固定子及び回転子巻線内に、及びコア内に付加的な損失をもたらす。従って、位置情報を供給するようになっている誘導機械は、どうしても定格が僅かに低下してしまう。低雑音設計の高品質検出回路を用いれば、信号注入に伴う電力損失を最小にすることができるので、電動機定格の低下は、もしあっても、僅かで済む。
【００７５】
パルス幅変調（ＰＷＭ）インバータによって多相信号電圧を合成すると、そのインバータによって生成することができる基本成分の最大振幅が低下する。基本成分を増加させるためにパルスドロッピングのような広く用いられている手法、及び最終的にはＰＷＭから６段スイッチングまでの変換計画では、信号成分を瞬時に合成することはできない。従って、直流母線電圧を上昇させない限り、低速では電動機の弱磁界動作が必要である。この電圧定格低下を最小にするために、信号電圧（及び電流）振幅をできる限り小さくするように検出回路を設計すべきである。
【００７６】
電流調整されたインバータ内の電流調整器は、本発明により故意に導入される高周波信号電流を除去しようとする。これらの電流の減衰を避けるために、信号周波数を調整器の帯域幅を十分に超えるように選択するか、または信号周波数の測定された信号成分を、調整器へフィードバックする前に、適切な信号処理（例えば、ノッチフィルタまたは低域通過フィルタ）によって除去すべきである。
【００７７】
本発明は、多くの既存誘導機械を変更して必要な空間的変化を発生させることによっても実施することができる。そのようにするためには、回転子を機械の固定子から取り出し、所望の幅のスリットを入れる鋸を使用して回転子スロットを開き、回転子漏洩インダクタンスに所望の空間的変化が得られるように簡単な加工プロセスを遂行する。スロットの幅は、図１６の回転子空間変化パターンが得られるように、または後述するような他の回転子スロットパターンに切り開くことができる。導電性バーの上に所望の幅の回転子スロットを切り開いた後に、回転子を機械の固定子内に再設置することができる。本発明によれば、閉じた回転子スロットを設けた回転子を有する既存誘導電動機は、固定子巻線から見た回転子漏洩インダクタンスの空間的変化を得るように容易に変更される。
【００７８】
負荷によって誘起される飽和を避けるために必要な最小スロット幅は、機械サイズと共に増加することが知られている。これは、導電性バーと、そのスロットとを示している図１８及び１９に基づいて説明できる。フリンジング効果を無視すれば、スロット開口を横切る磁気抵抗は次式によって与えられる。
【００７９】
Ｒ_ｓｌ≒ｂ／（μ_０　ａＬ）
但し、Ｌは機械のスタック長である。回転子スロットを取り巻く積層を通るｍｍｆ降下は、スロット開口を横切る降下に比して無視できるものとすれば、基本成分（滑り周波数における）スロット漏洩磁束は、
Φ_ｓｌｌ≒Ｂ_ｓｌｌ　ａＬ≒ｉ_ｒｂｌ／Ｒ_ｓｌ≒〔（μ_０　ａＬ）／ｂ〕ｉ_ｒｂｌ　　　（１５）
ここに、ｉ_ｒｂｌ及びＢ_ｓｌｌはそれぞれ、回転子バー電流及び漏洩磁束の基本成分である。従って、所与の最大回転子バー電流で飽和を回避する所与の最大所望スロット漏洩磁束密度に対して、必要なスロット開口幅は、
ｂ≒μ_０（ｉ_{ｒｂ　ｍａｘ}／Ｂ_{ｓｌ　ｍａｘ}）　　　（１６）
である。
【００８０】
この必要なスロット開口幅は、スロット寸法には無関係であること（第１近似まで）、また電流負荷は機械サイズと共に増加するから、スロット開口も機械サイズと共に増加させなければならないことに注目されたい。
【００８１】
以上の解析及び実験の結果は、普通の２３０／４６０Ｖ、３相、４極、５Ｈｐ、ＮＥＭＡ　Ｂ誘導電動機の場合、スロット開口付近の飽和を避ける（定格負荷で）ために必要な最小スロット開口幅が６ミル（０．１５　ｍｍ）程度であることを示唆している。
【００８２】
普通の加工技術で約６ミル（０．１５　ｍｍ）より狭いスロット開口を得ることは困難である。６ミル以下のスリットを入れる鋸は一般的ではなく、特別な注意を必要とする。もし望むならば、代わりの技術として、例えばレーザ及びワイヤカットを使用することができる。
【００８３】
最大スロット開口幅は、検出できる十分な回転子漏洩インダクタンスの変化が得られるように十分に広くするが、磁化インダクタンスが大きく変更（減少）されるように、それ程大きくないようにすべきである。もし最大スロット開口幅が広過ぎれば（最小幅に比して）、基本から見た磁化インダクタンスに重大な変化が発生しかねない。このような変化は、望ましくない磁束及び磁気抵抗トルクの脈動を発生させ得る。磁化インダクタンス内の変化を完全に排除するためには、後述するように回転子を再設計することが好ましい。
【００８４】
誘導電動機の既存の標準かご形回転子の変更に加えて、本発明に従って回転子の漏洩インダクタンスが適切に空間的に変化するように特別に設計された回転子を使用することができる。このような空間的変化を得る１つの手法は、スロット寸法を適切に調整することである。回転子漏洩インダクタンスの１成分であるスロット漏洩インダクタンスＬ_ｓｌｏｔは、スロット磁気抵抗に逆比例する。図１８及び１９に示すスロット幅ｂ及びスロット深さａに関連して、スロット漏洩インダクタンスは近似的に次式によって与えられる。
Ｌ_ｓｌｏｔ≒Ｋ_１（μ_０　ａＬ）／ｂ　　　（１７）
ここに、Ｋ_１は巻回比、巻線分布、スロット数、等に依存する係数である。
【００８５】
スロット深さａ及びスロット幅ｂは共に、図２０に示すように（幅ｂが広く、深さａが浅い）変化させて空間的変化の量を増加させる（幅だけを調整して得られるよりも）ことができる。最小幅ｂは、ダイスまたは製造上の制約、及び／または負荷によって誘起される飽和効果によって決定される。
【００８６】
回転子ボディを鋳造する時に開いたスロット内に溶融したアルミニウムを含ませるために、通常はスペーサが必要である。代わりに、溶融したアルミニウムが流れてスロット開口を完全に充填できるようにし、図２１（広いスロット）及び図２２及び２３（狭いスロット）に示すように、誘起された高周波回転子電流を、従って漏洩磁束を回転子表面に押しやるようにすることができる。従って、たとえスロット寸法が同一（例えば、図１８及び１９のスロットと）であるとしても、実効スロット開口深さａが減少するために、図２２及び２３のスロットを有する電動機内の高周波成分から見た回転子スロット漏洩インダクタンスが変化する。しかしながら、滑り周波数の回転子電流の基本成分から見たインダクタンスは、図１８及び２２に示すようにスロット全体にわたってより均一に分布することから、比較的不変である。導電性バーの断面が僅かに増加しているだけであるので、低周波回転子抵抗も比較的不変であるか、またはスロット面積を変更することによって不変にすることができる。その結果、トルク発生に貢献する基本駆動周波数成分から見た回転子インピーダンス及び磁化インダクタンスはほぼ対称的になり、一方高周波信号励振から見ると回転子インピーダンスは回転子角位置の関数として適切に変化する。
【００８７】
一般的には高周波数における回転子インピーダンスを支配するのは回転子漏洩であるが、スロット／バー設計を適切にすることによって、漏洩変化と共に、または漏洩変化の代わりに、実効高周波数回転子抵抗を変化させることもできる。
【００８８】
従って、本発明によれば、回転子の回転位置の関数として実効回転子インピーダンスを空間的に変化させることによって、高周波信号励振から見た固定子巻線の実効インピーダンスの変化が得られる。所望の高周波インピーダンス変化を発生することができるスロットのジオメトリは、以上に説明したような可変開口を有する単純な卵形の形状に限定されるものではない。当業者には、所望の回転子インピーダンス変化を発生させることができる多くの異なる回転子／スロットバージオメトリが存在していることは明白であろう。
【００８９】
更に、回転子インピーダンスの変化は、回転子エンドリング（端巻線）領域の変更または設計変更によっても発生させることができる。
【００９０】
たとえ電圧源インバータを使用したとしても、電動機巻線を駆動する電圧源がある程度変動または不平衡になることが予測できる。電圧信号の変動及び／または不平衡の量は、多くの要因に依存する。変動の一つの源は、電動機動作点の変化に起因する直流母線電圧の変化である。例えば、電動機が減速する時、運動エネルギは典形的に母線キャパシタによって吸収され、母線電圧を上昇させる。母線の変動を最小にするためには、抵抗を通すか、または交流電源へ逆に変換することによってエネルギを消散させることが推奨される。
【００９１】
スイッチング装置の立ち上がり及び立ち下がり時間、及び装置の転流の間に内部的に導入される遅延（偶発的な母線シュートスルーまたは短絡回路をさけるために）に起因するインバータ不動作時間が、電圧信号変動及び不平衡の別の主要な原因である。不動作時間を最小にするか、または補償する計画を実現することが好ましい。
【００９２】
前述したように本発明は、固定子巻線における高い信号周波数から見た実効インピーダンスが回転子位置の関数として変化することを使用して回転子位置を決定することができる。このようなインピーダンス変化は、実効回転子抵抗、回転子漏洩インダクタンス、または両者を含む。回転子抵抗は、例えば、異なるバーまたはエンドリングの断面積、及び形状即ちジオメトリを使用して変化させることができる。
【００９３】
更に、信号周波数が低下するにつれて実効回転子抵抗は増加し、一方漏洩インダクタンスは減少する。この現象は表皮効果によるものであり、それらの量はおおよそ√ω_ｉで変化する。従って、極めて高い信号周波数（例えば、≫　２０ｋＨｚ）においては、回転子抵抗の変化が回転子インピーダンスの正味の変化の重要な、多分支配的な成分になり得る。図２１及び２３のスロット設計の組合わせを有する回転子は、回転子漏洩インダクタンス及び高周波回転子抵抗の両者が変化する。高周波漏洩インダクタンス及び抵抗は、図２１のスロット設計の方が図２３のスロット設計よりも低い。導体がスロット全体を回転子表面まで充填しているので、両設計の回転子漏洩インダクタンスは、図１９及び２０の対応するスロット設計よりも低くなる。しかしながら、回転子抵抗は同一であるべきである。従って、回転子抵抗の変化は、図１９及び２０の設計におけるよりも、図２１−２３の設計における総合インピーダンスの変化のより重要な成分である。
【００９４】
もし実効回転子抵抗が回転子インピーダンスの重要な成分であれば、固定子電流は位相シフトする。即ち、
ｉ_ｑｓｉ＝Ｉ_ｉ０　ｓｉｎ（ω_ｉｔ＋φ）＋Ｉ_ｉ１　ｓｉｎ（２θ_ｒ−ω_ｉｔ＋φ）　　　（１８）
ｉ_ｄｓｉ＝Ｉ_ｉ０　ｃｏｓ（ω_ｉｔ＋φ）＋Ｉ_ｉ１　ｃｏｓ（２θ_ｒ−ω_ｉｔ＋φ）　　　（１９）
この位相シフトφは、ヘテロダイニングプロセスを通して浸透し、

を発生し、濾波の後には

になる。観測装置はε_ｆをゼロに駆動しようとするから、位相シフトは位置推定内に存在する。

ある温度依存性を除いて、この位相シフトは固定された信号周波数において一定である。従って、初期回転子位置較正中に容易に補償することができる。
【００９５】
回転子位置と共にインピーダンスが空間的に変化する誘導電動機の別の例を図２４に示す。この機械は、標準４極固定子と、シャフト１４２と共に回転するように取付けられている円筒形回転子ボディ１４１を有する回転子１４０とを有している。かご形の複数の導電性バー１４３が、回転子の周縁に沿う離間した位置において回転子ボディを通って伸びている。機械軸の１つ、例えばｑ軸に沿う導電性バー１４３の上にスロット１４４が形成され、一方他の軸（ｄ軸）上に中心を有する導電性バー１４３は、それらを横切って形成されているブリッジ１４５を有している（つまり、これらのバーの上のスロットは閉じられている）。導電性バー１４３上に形成されているスロット１４４は、機械の４つの直交軸上に中心を有している。この構成によれば、負荷が加わった時にブリッジ１４５は一般に飽和するようになり、その場合増分的な回転子漏洩は開いたスロットの場合と等価になり、ｄ軸とｑ軸との間のインダクタンス変化は少なくなることに注目されたい。ブリッジが飽和しない軽負荷の下では、回転子の回転位置の変化に伴って回転子漏洩インダクタンスにかなりな変化が発生する。
【００９６】
図２５に示す別の電動機例の、固定子１１１内で回転するように取付けられている回転子１５０は、シャフト１５２上に取付けられている回転子ボディ１５１と、回転子の周縁に沿う離間した位置において回転子ボディ１５１を通って伸びる複数の導電性バー１５４とを有している。しかしながら、回転子の表面からこれらの導電性バー５４までの距離は均一ではない。そうではなく、機械軸の１つ（例えば、ｑ軸）上に中心をもつ導電性バー１５４は回転子の表面に近く、比較的浅いスロット１５５をそれらの上に有している。一方、ｄ軸上に中心をもつ導電性バー１５４は回転子表面からより離れており、比較的深いスロット１５６をそれらの上に有している。浅いスロット１５５を有する導電性バー１５４は４極機械の４つの直交軸上に中心を有しており、一方それらの上に深いスロット１５６を有する導電性バーは浅いスロットを有するバーの間に位置決めされている。４極機械の場合には、このパターンは１８０電気度、即ち９０機械度おきに繰り返される。その結果、高い信号周波数において固定子巻線から見た漏洩インダクタンスは、回転子の回転位置の関数として変化する。
【００９７】
図２５の機械の２極バージョンを図２６に示す。これは図２５の機械に類似しているが、回転子スロット１５５’及び１５６’は回転子１５０’の周縁で２回繰り返す空間的変化を有している。４極機械の場合には、回転子スロット幅／深さの変化の最大及び最小が互いに９０°の角度（変化の周期が９０機械度）をなすべきであることに注目されたい。２極機械の場合には、図２６に示すように変化の周期は１８０機械度である。全ての機械について言えることは、要求される変化の周期が「１極ピッチ」（即ち、機械の１つの極が広がっている距離）に等しいことである。定義すれば、１極ピッチは１８０「電気度」に一致する。電気度とは、束（フラックス）及びｍｍｆ波形、即ち機械内の電磁界のことである。従って、添付図面内には回転子位置／速度推定及び実際の量が電気度（またはラジアン）で表されている。
【００９８】
本発明の復調方法は、回転子インピーダンスの空間的な変化が周期関数（好ましくは純粋に正弦波状、即ちｓｉｎ２θ_ｒまたはｃｏｓ２θ_ｒ）であるものとしている。
【００９９】
もし変化が別の高調波を含んでいれば（例えば三角波状の変化）、ある形状の補償または写像が復調内に含まれていない限り、位置／速度推定内に誤差が導入される。しかしながら、全ての普通の機械の固定子巻線は、基本空間的成分を強調し、より高い空間的高調波を減衰させるように設計されている。従って、たとえスロット幅または深さを「方形波」的に変化（例えば、スロット開口が２つの幅だけの間で変化する）させたとしても、固定子巻線から見た回転子インピーダンスの変化はほぼ正弦波状であり、いろいろなことが要求されない応用に対しては最も適していると言える。これは本発明の特に魅力的な属性である。何故ならば、このことは追跡するのに十分な振幅の空間的変化を得るのに機械性能を犠牲にすることが少ない（もしあったとしても）ことを暗示しているからである。従来の速度推定方法は、個々の回転子スロットの効果（例えば、誘起される電圧または電流の回転子スロット周波数のリップル）を追跡しようとしていた。けれども固定子及び回転子巻線は、普通、これらのスロッティング効果を最小にしてトルクのリップル（コギングトルク）及び関連損失を最小にするように設計されている。従って一般にスロットリップル効果は、特に広い動作範囲にわたって信頼できるように追跡するには小さ過ぎる。設計変更によってリップルを強調すると、機械性能が犠牲になる。簡単に言えば、固定子巻線は、本質的には、インダクタンス変化及び電磁効果を検出できるように設計されているが、単一のスロットを検出するようにはなっていないのである。
【０１００】
本発明においては、１８０電気度の周期を有する回転子インピーダンスの何等かの周期的な空間的変化（例えば、ｓｉｎ／ｃｏｓ２θ_ｒ＋高調波、三角波、等）を使用することができる。
【０１０１】
以上に本発明をかご形誘導電動機に関して説明したが、本発明は回転子上に磁気突起物を有する他の形の交流電気機械にも適用できることは理解されるであろう。
【０１０２】
始めから回転子磁気突起物を有する４極の、嵌め込まれた永久磁石同期機械を図２７に示す。この例示電動機は、対称３相固定子巻線１１２を有する４極固定子１１１と、シャフト１６２と共に回転するように取付けられている回転子ボディ１６１及び回転子ボディ１６１の周縁に取付けられている４個の永久磁石１６４を有する回転子１６０とを有している。嵌め込み永久磁石１６４の間に、回転子ボディの突き出た領域１６５がある。例えば、突き出た領域１６５を回転子ｑ軸に沿って配向し、嵌め込み永久磁石１６４をｄ軸に中心決めすることができ、４個の永久磁石１６４及び４つの突き出た領域１６５は４極機械の回転子の周縁まで伸びている。この形の回転子によって得られる本来の回転子磁気突起物の故に、固定子巻線から見た実効インピーダンスは回転子の回転位置と共に変化することになる。
【０１０３】
永久磁石機械の変形を図２８に示す。この機械では、シャフト１７２上で回転する回転子ボディ１７１を有する回転子１７０は、ｄ軸上に中心をもつ位置において回転子ボディ１７１内に埋め込まれた（埋没された）４個の永久磁石１７４を有している。この回転子構造も、回転子の回転と共に固定子巻線から見た実効インピーダンスに同じような変化をもたらす。
【０１０４】
始めから回転子磁気突起物を有する４極同期磁気抵抗機械を図２９に示す。この機械は、固定子１１１が対称３相固定子巻線１１２を有し、磁気抵抗固定子１８０がシャフト１８２上で回転する回転子ボディ１８１からなることを例示している。回転子ボディ１８１は、機械の軸の１つ（例えば、ｑ軸）に沿って整列した強磁性材料の湾曲した積層１８４と、これらの積層１８４を埋め込んで保持している非強磁性材料１８５とで形成されている。高周波励振信号における実効インピーダンスは回転子１８０の回転位置の関数として変化し、これを使用して回転子位置を決定することができる。
【０１０５】
以上に説明した各機械の回転子位置の検出は、機械３１について説明した手法で、好ましくは上述したようにヘテロダイニング及び混合された信号を低域通過濾波することによって、遂行することができる。濾波済みのヘテロダインされた信号は誘導機械の場合と同じ形状であり、もし望むならば、Ｌｕｅｎｂｅｒｇｅｒ形速度観測装置を駆動するために使用することができる。飽和は、固定子電流に整列した励振周波数と、主磁束に整列した回転子周波数の両方に付加的な変化を誘起する。誘導機械とは異なって主磁束は回転子上にロックされ、従って主磁束通路の飽和によって生じる変化は電動機突起物に対して固定される。従って、誘導機械駆動装置における１つの潜在的に大きい誤差の源（磁束位置ではなく、回転子位置を追跡することを望む場合）は、同期及び磁気抵抗機械駆動装置においては一般に小さいものである。これらの誤差がもし大きければ、それらを減少させるために誘導機械駆動装置において使用されるデカップラを使用することもできる。回転子電流に起因する飽和（誘導機械における負荷効果）はこのような突起物機械には存在しないが、それでも固定子電流が固定子漏洩インダクタンスに変化を生じさせ得る。しかしながらこの変化は、これらの機械に共通の大きい回転子突起物に対してそれ程大きいものではない。
【０１０６】
図３０は、インバータ７７の外部から出力電源ライン３４、３５及び３６内に高周波信号を注入する本発明の実施例を示す。この例では、インバータ７７は命令信号ｖ^＊ _ａｓｌ、ｖ^＊ _ａｓｌ及びｖ^＊ _ｃｓｌを受け、基本周波数の出力電力だけを出力電源ライン３４、３５及び３６上に出力する。標準設計の高周波信号発生器１９０及び１９１（位相シフタを有する単一の発生器であることもできる）は、高周波低電力正弦波信号Ｖ_ａｂｉ＝√３Ｖ_ｓｉ　ｓｉｎ（ω_ｉｔ＋２π／３）及びＶ_ｂｃｉ＝√３Ｖ_ｓｉ　ｓｉｎω_ｉｔをそれぞれ供給する。信号発生器１９０及び１９１には、低電力回路と高電力回路とを絶縁する変成器１９２が設けられている。出力ライン１９３、１９４及び１９５は、変成器１９２の二次と出力ライン３４、３５及び３６との間に接続されている。ライン１９３−１９５内に接続されているキャパシタ１９７は高周波を結合しながら、低周波が信号発生器１９０及び１９１へ戻るのを阻止している。インバータ７７とライン１９３−１９５の接続との間のライン３４、３５及び３６内に接続されているインダクタ１９８は、信号発生器１９０及び１９１からインバータを見た時の高周波信号に対して高インピーダンス（電動機漏洩インダクタンスに対して）を呈する。従ってインダクタ１９８は高周波信号電流がインバータ７７内に流入するのを阻止する。
【０１０７】
上述した電動機駆動装置は、普通のハードウェア成分及び回路設計を使用して実現することができる。そのような回路例を以下に説明するが、これらは単に例示に過ぎず、本発明は本発明の必須機能を遂行するどのような実施も使用できることを理解されたい。
【０１０８】
インバータ７５として使用できる３相インバータトポロジ例を図３１に示す。図３１のインバータは、ダイオード２０１で形成されているダイオードブリッジを使用して電源ライン２０２からの（典形的には３相の）商用電力を整流し、直流母線２０３及び２０４上に直流電圧を供給する。これらの母線にまたがって、エネルギ蓄積及び濾波用キャパシタ２０５が接続されている。母線２０３及び２０４上の直流電圧は、３相インバータによってライン３４、３５及び３６上の３相出力電圧に変換される。インバータは、ブリッジ形態に接続された（例えば）絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）スイッチング装置２０７からなっている。装置２０７のスイッチングは、普通の手法で装置のゲートへ供給されるスイッチング信号によって制御される。
【０１０９】
スイッチング信号を、図３１のインバータのスイッチ２０７へ供給する装置の例を図３２に示す。図３２の装置は、例えば図５及び図７、８、９、１０または１１の処理を使用して、ディジタル信号プロセッサをベースとする図１、２または３の駆動装置を実現するのに使用することができる。図３２の装置は、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）２１０を含む。ＤＳＰ２１０は例えばＭｏｔｏｒｏｌａ製のＤＳＰ５６００１であり、データバス及び制御ライン２１１によって普通の手法でアナログ・デジタル変換器２１２と、アナログ・デジタル変換器２１５とに接続されている。アナログ・デジタル変換器２１２は電流感知回路２１３から電流信号を受け、アナログ・デジタル変換器２１５は電圧感知回路２１６から電圧信号を受けているので、ＤＳＰ２１０には電流信号ｉ_ａｓ及びｉ_ｂｓ、及び電圧信号ｖ_ａｂ及びｖ_ｂｃを表すデータが供給される。ＤＳＰ２１０は、ＰＷＭインバータゲート信号発生器２２０へ制御及びデータ信号を供給し、発生器２２０はライン２２１を介してゲート駆動装置２２２に出力信号を供給する。ゲート駆動装置２２２はライン２２４を介してスイッチングデバイス２０７のゲートに必要なスイッチング信号を供給する。付加的なディジタル・アナログ変換器２２７、及びディジタル入力及び出力インタフェース・通信ポート２２８が、普通の手法でＤＳＰ２１０と連絡している。ＤＳＰ２１０は、図１−４の実施の何れかにおいて、または他の何等かの電動機制御例において信号処理が遂行されるように、または単に回転子位置及び／または速度情報を供給するように、普通の、そして公知の手法でプログラムすることができる。
【０１１０】
図３２の完全にディジタルの例の代わりとして、本発明の位置及び速度観測装置４３は、図３３に示すようにハイブリッドディジタル／アナログ観測装置によって実現することができる。図３３の例は、ヘテロダイニングプロセス、線形状態フィードバック制御、トルク命令フィードフォワード、及び信号命令生成を含む。本例に使用できる集積回路の例を、図中のユニットの中の括弧内に示してある。フィルタ及び座標変換回路４６からの電流ｉ^ｓ _ｑｓｉを表すアナログ信号は、ライン２３０を通して乗算用ディジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）２３１へ印加される。ＤＡＣ２３１のディジタル入力はＥＰＲＯＭ２３４内の余弦表から供給される。同様に回路４６からの信号ｉ^ｓ _ｂｓｉを表すアナログ信号は、ライン２３５を通して乗算用ＤＡＣ２３６へ印加される。ＤＡＣ２３６はそのディジタル入力をマイナス正弦表でプログラムされたＥＰＲＯＭ２３８から受けている。アナログトルク命令フィードフォワード信号は、磁界配向制御装置からライン２４を通して供給され、推定された、または命令されたトルク量の何れかであることができる。ＥＰＲＯＭ２３４及び２３８は、加算回路２４２によって駆動されている。加算回路２４２は、水晶発振器２４４によって駆動されているカウンタ２４３、及び電圧−周波数変換器２４７によって駆動されているカウンタ２４６から入力を受けている。電圧−周波数変換器２４７は、ライン２４９上の推定速度ω_ｒを表す信号によって駆動される。ＤＡＣ２３１及び２３６の出力は、加算及びフィルタ増幅器２５１（図７−９の加算接合９８及び低域通過フィルタの両方の役割を果している）において加算されて誤差信号ε_ｆを発生する。この誤差信号は区分２５２を通過するが、この区分内においてライン２４０上の命令信号が加算されて推定速度信号ω_ｒにされる。区分２５２は、積分回路及び加算増幅器が組み込まれており、図７−９の観測装置制御装置１０１及び機械系モデル９５のアナログ実施例を実現している。変換器２４７及びカウンタ２４６は実効的にω_ｒのディジタル積分回路として動作する。ライン２５４上のカウンタ２４６の出力は、位置推定θ_ｒに対応するデータである。カウンタ２４３の出力は、加算回路２４２に供給される他に、正弦表でプログラムされたＥＰＲＯＭ２５６、及び余弦表でプログラムされたＥＰＲＯＭ２５７にも供給される。ＥＰＲＯＭ２５６の出力はＤＡＣ２５８に印加され、ＤＡＣ２５８はＶ^ｓ＊ _ｄｓｉを表すアナログ出力信号を供給し、ＥＰＲＯＭ２５７の出力はＤＡＣ２６０に印加され、ＤＡＣ２６０は信号ｖ^ｓ＊ _ｑｓｉであるアナログ出力を供給する。
【０１１１】
図３４に示すように、追跡フィルタ４４３もハイブリッドディジタル／アナログ回路で実現することができる。図３４の例は、図３３の例に類似しており、図１０に示すヘテロダイニングプロセス、線形状態フィードバック制御、及び信号命令生成を含む。ＤＡＣ２３１及び２３６の出力は、加算及びフィルタ増幅器２５１において加算されて誤差信号εを発生し、この誤差信号は低域フィルタ区分２５２（低域フィルタ１００として動作する）を通過して誤差信号−ε_ｆにされる。次いで、濾波された誤差信号は、線形制御装置１０１を組み入れた区分２５３を通過して推定速度信号

にされる。変換器２４７及びカウント２４６は実効的に、

のディジタル積分回路として動作する。ライン２５４上のカウンタ２４６の出力は磁束ベクトル角位置推定

に対応するデータである。カウンタ２４３の出力は加算回路２４２に供給される他に、正弦表でプログラムされたＥＰＲＯＭ２５６及び余弦表でプログラムされたＥＰＲＯＭ２５７にも供給される。ＥＰＲＯＭ２５６の出力はＤＡＣ２５８に印加され、ＤＡＣ２５８はＶ^ｓ＊ _ｄｓｉを表すアナログ出力信号を供給し、ＥＰＲＯＭ２５７の出力はＤＡＣ２６０に印加され、ＤＡＣ２６０は信号Ｖ^ｓ＊ _ｑｓｉであるアナログ出力を供給する。
【０１１２】
フィルタ及び座標変換回路４６は標準の方法で実現することができる。固定子感知、３−２相変換、及び一次高域通過及び低域通過濾波を介して信号及び基本電流成分を分離する回路の例を図３５に示す。図３５の回路によって実現されている座標変換のための式は公知である。中性点接続がなされていない、即ち、ｉ_ａｓ＋ｉ_ｂｓ＋ｉ_ｃｓ＝０の３相電源の場合には
ｉ^ｓ _ｑｓ＝（２／３）〔ｉ^ｓ _ａｓ−（１／２）（ｉ^ｓ _ｂｓ＋ｉ^ｓ _ｃｓ）〕＝ｉ^ｓ _ａｓ　　　（２３）
ｉ^ｓ _ｄｓ＝（１／√３）（ｉ^ｓ _ｂｓ−ｉ^ｓ _ｃｓ）＝（１／√３）（ｉ^ｓ _ａｓ−ｉ^ｓ _ｂｓ）（２４）　位相ａ固定子電流は、センサ３９として動作する、例えば、ホール効果電流センサによって感知され、センサはｉ^ｓ _ｑｓに等しく定義されたｉ^ｓ _ａｓを表す出力信号をライン２６６上に供給する。この信号は低域通過出力フィルタ回路２６７を通過して信号ｉ^ｓ _ｑｓｌになり、高域通過フィルタ２６８を通過して信号ｉ^ｓ _ｑｓｉになる。同様に、位相ｂ固定子電流はホール効果電流センサ３９によって検出され、センサはｉ_ｂｓを表す出力信号をライン２７１上に供給する。この信号は加算増幅器２７２を通過して信号ｉ_ａｓと適切に加算されライン２７３上の信号ｉ^ｓ _ｄｓになる。ライン２７３上の信号は低域通過フィルタ２７４へ供給されて信号ｉ^ｓ _ｄｓｌに、次いで高域通過フィルタ２７５へ供給されて信号ｉ^ｓ _ｄｓｉにされる。信号ｉ^ｓ _ｄｓｉ及びｉ^ｓ _ｑｓｉは、インバータスイッチング周波数の高調波を含んでいるが低振幅であり、観測装置内において濾波して除去することができる。
【０１１３】
電圧ｖ^ｓ _ｑｓｌ、ｖ^ｓ _ｄｓｌ、ｖ^ｓ _ｑｓｉ及びｖ^ｓ _ｄｓｉを得るために類似回路を使用することができる。全ての計算及び変換は、ライン・中性点を基準とする毎相Ｙ接続に基づいている。従って、本発明内に使用されている全ての変換は、電動機がΔ接続であっても、Ｙ接続であっても無関係である。ライン３４、３５及び３６にまたがって測定される電圧は、ライン間電圧ｖ^ｓ _ａｂ及びｖ^ｓ _ｂｃ（及び、従ってｖ^ｓ _ｃａ）であり、ここにｖ^ｓ _ａｂ＝ｖ^ｓ _ａｓ−ｖ^ｓ _ｂｓ等である。２相量への変換は単に、
ｖ^ｓ _ｑｓ＝（２／３）〔ｖ^ｓ _ａｓ−（１／２）（ｖ^ｓ _ｂｓ＋ｖ^ｓ _ｃｓ）〕
＝（２／３）〔（ｖ^ｓ _ａｓ−ｖ^ｓ _ｂｓ）＋（１／２）（ｖ^ｓ _ｂｓ−ｖ^ｓ _ｃｓ）〕
＝（２／３）ｖ^ｓ _ａｂ＋（１／３）ｖ^ｓ _ｂｓ　　　（２５）
ｖ^ｓ _ｄｓ＝−（１／√３）（ｖ^ｓ _ｂｓ−ｖ^ｓ _ｃｓ）
＝−（１／√３）ｖ^ｓ _ｂｓ　　　（２６）
である。
【０１１４】
パルス幅変調（ＰＷＭ）電圧源インバータへ供給される電圧参照の生成に使用可能なアナログ回路の例を図３６に示す。図３６の回路は、電流調整器２８０を含み、この調整器は図示の入力信号を受けて出力信号−ｖ^ｓ＊ _ｑｓｌ及び−ｖ^ｓ＊ _ｄｓｌを発生する。これらの信号及び注入される周波数信号−ｖ^ｓ＊ _ｑｓｉ及び−ｖ^ｓ＊ _ｄｓｉは、信号注入回路２８１へ供給され、回路２８１は信号−ｖ^ｓ＊ _ｑｓ及び−ｖ^ｓ＊ _ｄｓを生成する。これらの出力信号は、２相−３相変換回路２８２へ供給され、回路２８２は電圧参照ｖ^ｓ＊ _ａｓ、ｖ^ｓ＊ _ｂｓ及びｖ^ｓ＊ _ｃｓを生成する。ゼロシーケンス成分がない、即ち、ｖ^ｓ＊ _０ｓ＝０ならば、ｖ^ｓ＊ _ａｓ＋ｖ^ｓ＊ _ｂｓ＋ｖ^ｓ＊ _ｃｓ＝０、及び
ｖ^ｓ＊ _ａｓ＝ｖ^ｓ＊ _ｑｓ　　　（２７）
ｖ^ｓ＊ _ｂｓ＝−（１／２）（ｖ^ｓ＊ _ｑｓ＋√３ｖ^ｓ＊ _ｄｓ）　　　（２８）
ｖ^ｓ＊ _ｃｓ＝−（１／２）（ｖ^ｓ＊ _ｑｓ−√３ｖ^ｓ＊ _ｄｓ）　　　（２９）
図３６において生成される参照電圧はＹ等価システムのための位相電圧である。
【０１１５】
インバータはこれらの位相電圧参照に基づいて、電動機がΔ接続であるか、またはＹ接続であるかには関係なく、ライン間電圧、例えばｖ^ｓ＊ _ａｂ＝ｖ^ｓ＊ _ａｓ−ｖ^ｓ _{ｂ ｓ}を生成する。電流調整器２８０は、静止フレーム比例・積分線形制御装置であり、実現が簡単であって多くの応用に対して十分な性能を有している。もし極めて高い性能が必要であれば、同期フレーム比例・積分制御装置のようなより高性能の電流調整器を使用することができる。
【０１１６】
２相量で印加される信号電圧が
ｖ_ｑｓｉ＝Ｖ_ｓｉ　ｃｏｓω_ｉｔ
ｖ_ｄｓｉ＝−Ｖ_ｓｉ　ｓｉｎ（ω_ｉｔ）
であれば、実際の３相で印加される信号電圧（機械フレーム）量は、
ｖ_ａｓｉ＝Ｖ_ｓｉ　ｃｏｓω_ｉｔ
ｖ_ｂｓｉ＝Ｖ_ｓｉ　ｃｏｓ（ω_ｉｔ−２π／３）
ｖ_ｃｓｉ＝Ｖ_ｓｉ　ｃｏｓ（ω_ｉｔ＋２π／３）
である。結果として得られる３相固定子信号電流（前述したように、漏洩リアクタンスが端子インピーダンスを支配するものとして）は、
ｉ_ａｓｉ＝Ｉ_ｉ０　ｓｉｎω_ｉｔ＋Ｉ_ｉ１　ｓｉｎ（２θ_ｒ−ω_ｉｔ）
ｉ_ｂｓｉ＝Ｉ_ｉ０　ｓｉｎ（ω_ｉｔ−２π／３）
＋Ｉ_ｉ１　ｓｉｎ（２θ_ｒ−ω_ｉｔ−２π／３）
ｉ_ｃｓｉ＝Ｉ_ｉ０　ｓｉｎ（ω_ｉｔ＋２π／３）
＋Ｉ_ｉ１　ｓｉｎ（２θ_ｒ−ω_ｉｔ＋２π／３）
である。

の形状の３相量をヘテロダインすると、所望の誤差項

が得られる。上述したように、もし普通に行われているように中性点接続がなされていなければ、
ｉ_ａｓ＋ｉ_ｂｓ＋ｉ_ｃｓ＝０
である。この場合、ｉ_ｃｓは測定されないことが多く、もし必要ならば
ｉ_ｃｓ＝−ｉ_ａｓ−ｉ_ｂｓ
から計算される。そこで、ヘテロダイニングは

のように簡略化することができる。ヘテロダイニングは、数学的に座標変換と等価であり、どのような所望の参照フレーム内ででも動作または発生させることができる。一般には、概念的な理由から２相ｄ−ｑ参照フレームが望ましい。

【０１１７】
３相機械フレーム量を使用し、中性点変換を用いない、即ちｉ_ａｓ＋ｉ_ｂｓ＋ｉ_ｃｓ＝０であることを想定したヘテロダイニング復調計画の実施、及びを図３７に示す。図３７の位置及び速度観測装置は図１１の装置に類似し、信号命令発生器を含む。信号命令発生器は、３相高（信号）周波数命令信号を供給する。低域通過フィルタ１００、観測装置制御装置１０１、及び機械系モデル９５は図７のものと同一である。ヘテロダイニングプロセス９７’は関数

及び

を計算してそれぞれ電流信号ｉ^ｓ _ａｓｉ及びｉ^ｓ _ｂｓｉを乗じ、接合９８’において加算を遂行し、係数２／√３を乗じて式（３１）の誤差信号εを求める。
【０１１８】
便宜のために、以下に本明細書及び図面に使用されている述語及び略語のリストを掲げておく。
ＢＰＦ　　帯域通過フィルタ
ＨＰＦ　　高域通過フィルタ
ＬＰＦ　　低域通過フィルタ
ＰＷＭ　　パルス幅変調された（インバータ）
ＶＳＩ　　電圧源インバータ
＾　　　　推定量を意味する添記号
^＊　　　　　命令または参照量を意味する添記号
_ｃ　　　　　同期フレーム量を意味する添文字
^ｓ　　　　　静止フレーム量を意味する添文字
ａ　　　　回転子スロット開口深さ寸法
ｂ　　　　回転子スロット開口幅寸法
Ｂ_ｓｌｌ　　　回転子基本電流成分に起因する回転子スロット開口側に沿う平均磁束
密度推定正味回転子及び負荷粘性ダンピングＩ_ｉ０　　　ヘテロダインされた信号ε内の望ましくない成分の振幅、即ち、信号周波数においてもし漏洩インダクタンスがインピーダンスを支配していれば、Ｉ_ｉ１≒（Ｖ_ｓｉ／ω_ｉ）［（Ｌ_ｌｓ＋Ｌ_ｌｒ）／｛（Ｌ_ｌｓ＋Ｌ_ｌｒ）^２−ΔＬ_ｌｒ ^２｝］
Ｉ_ｉ１　　　所望の位置情報を含むヘテロダインされた信号ε内の成分の振幅、即ち、信号周波数においてもし漏洩インダクタンスがインピーダンスを支配していれば、Ｉ_ｉ１≒（Ｖ_ｓｉ／ω_ｉ）［ΔＬ_ｌｒ／｛（Ｌ_ｌｓ＋Ｌ_ｌｒ）^２−ΔＬ_ｌｒ ^２｝］ｉ_ａｓ，ｉ_ｂｓ，ｉ_ｃｓ　測定された３相固定子電流
ｖ_ａ，ｖ_ｂ，ｖ_ｃ　測定された３相固定子電圧
ｉ_ｒｂｌ　　　個々の回転子バー／スロット電流の基本成分（滑り周波数の）
ｉ_ｒｂｉ　　　個々の回転子バー／スロット電流の信号周波数成分
ｉ^ｓ＊ _ｑｂｓ　　静止フレーム内の命令された固定子電流ベクトル、即ち、
ｉ^ｓ＊ _ｑｄｓ＝［ｉ^ｓ＊ _ｑｓ，ｉ^ｓ＊ _ｄｓ］
ｉ^ｓ _ｑｄｓ　　静止フレーム内の測定された／実際の固定子電流ベクトル、即ち、　ｉ^ｓ　_ｑｄｓ＝〔ｉ^ｓ　_ｑｓ，ｉ^ｓ　_ｄｓ〕であって、基本及び信号周波数成分を含む
ｉ^ｓ　_ｑｄｓｌ　２相静止フレーム座標内の測定された固定子電流ベクトルの基本（駆動）周波数成分、即ち、ｉ^ｓ　_ｑｄｓｌ＝〔ｉ^ｓ　_ｑｓｌ，ｉ^ｓ　_ｄｓｌ〕
ｉ^ｓ　_ｑｄｓｈ　２相静止フレーム座標内の測定された固定子電流ベクトルの高調波周波数成分、即ち、ｉ^ｓ _ｑｄｓｈ＝〔ｉ^ｓ　_ｑｓｈ，ｉ^ｓ　_ｄｓｈ〕
ｉ^ｓ　_ｑｄｓｉ　２相静止フレーム座標内の測定された固定子電流ベクトルの信号周波数成分、即ち、ｉ^ｓ　_ｑｄｓｉ＝〔ｉ^ｓ　_ｑｓｉ，ｉ^ｓ　_ｄｓｉ〕推定された正味の回転子及び負荷慣性
Ｋ_１，Ｋ_２，Ｋ_３　　それぞれ、観測装置制御装置の微分、比例、及び積分状態フィード　バック利得
Ｌ　　　　　　電動機積層スタック長（ｍ）
ΔＬ_ｌｒ　　　　回転子巻線から見た回転子漏洩インダクタンスの大きさ
Ｌ_ｌｒ　　　　　固定子巻線から見た平均回転子漏洩インダクタンス
Ｌ_ｌｒｉ　　　　信号周波数ωｉ　において固定子巻線から見た平均回転子漏洩インダクタンス
Ｌ_ｌｓ　　　　　固定子漏洩インダクタンス
ｍｍｆ　　　　起磁力
ｐ　　　　　時間に対する微分演算子
ｒ_ｒ　　　　　固定子巻線から見た回転子抵抗
ｒ_ｒｉ　　　　　信号周波数ω_ｉにおいて固定子巻線から見た回転子抵抗
Ｒ_ｓｌ　　　　　スロット開口を横切る磁気抵抗（≒ｂ／（μ_０　ａＬ））
ｔ　　　　　　時間
Ｔ_ｃ　　　　　電磁トルク
ｖ^ｓ _ｑｄｓ　　　２相静止フレーム座標内の測定された／実際の固定子電圧ベクトル　、即ち、ｖ^ｓ _ｑｄｓ＝〔ｖ^ｓ　_ｑｓ，ｖ　^ｓ _ｄｓ〕であって、基本及び信号周波数成分を含む
ｖ^ｓ _ｑｄｓｌ　　　２相静止フレーム座標内の測定された固定子電圧ベクトルの基本（駆動）周波数成分、即ち、Ｖ^ｓ _ｑｄｓｌ＝〔Ｖ^ｓ　_ｑｓｌ，Ｖ^ｓ　_ｄｓｌ〕
ｖ^ｓ _ｑｄｓｉ　　　２相静止フレーム座標内の測定された固定子電圧ベクトルの信号周波数成分、即ち、ｖ^ｓ _ｑｄｓｉ＝〔ｖ^ｓ _ｑｓｉ，ｖ^ｓ _ｄｓｉ〕
ｖ^ｓ _ｄｓｉ　　　測定された信号周波数ｄ軸電圧の振幅、即ち、
ｖ^ｓ _ｄｓｉ＝Ｖ^ｓ _ｄｓｉ　ｓｉｎ（ω_ｉｔ）
ｖ^ｓ _ｑｓｉ　　　測定された信号周波数ｑ軸電圧の振幅、即ち、
ｖ^ｓ _ｑｓｉ＝Ｖ^ｓ _ｑｓｉ　ｃｏｓ（ω_ｉｔ）
ｖ^ｓ _ｑｄｓｉ　　２相静止フレーム座標内の測定された信号周波数電圧の振幅を含むベクトル、即ち、Ｖｓｑｄｓｉ＝〔Ｖｓｑｓｉ，Ｖｓｄｓｉ〕
Ｖ^＊ _ｓｉ　　　命令された信号周波数電圧の振幅、即ち、
Ｖ^＊ _ｑｓｉ＝Ｖ^＊ _ｓｉ　ｃｏｓ　（ω^＊ｔ）
Ｖ_ｓｉ０　　　測定された信号周波数電圧の平均振幅、即ち、
Ｖ_ｓｉ０＝（Ｖ^ｓ _ｄｓｉ　＋Ｖ^ｓ _ｑｓｉ）／２
Ｙ_ｉ０　　　ヘテロダインされた信号ε内の望ましくない成分の振幅、即ち、信号周波数において、もし漏洩インダクタンスがインピーダンスを支配していれば、Ｙ_ｉ０≒（１／ω_ｉ）［（Ｌ_ｌｓ＋Ｌ_ｌｒ）／｛（Ｌ_ｌｓ＋Ｌ_ｌｒ）^２−Δ_Ｌｌｒ ^２｝］
Ｙ_ｉ１　　所望の位置情報を含むヘテロダインされた信号ε内の成分の振幅、即ち、信号周波数において、もし漏洩インダクタンスがインピーダンスを支配していれば、Ｙ_ｉｌ≒（１／ω_ｉ）［ΔＬ_ｌｆ／｛（Ｌ_ｌｓ＋Ｌ_ｌｒ）^２−Δ_Ｌｌｒ ^２｝］
ΔσＬ_ｓ　　誘導電動機の固定子巻線から見た固定子過渡インダクタンス変化の振幅、即ち、ΔσＬ_ｓ＝（ΔσＬ_ｑｓ＋ΔσＬ_ｄｓ）／２　　　（３３）　　　　　　但し、ΔσＬ_ｑｓ及びΔσＬ_ｄｓはそれぞれ、固定子ｑ軸及びｄ軸に沿って見た固定子過渡インダクタンス
σＬ_ｓ　　　　誘導電動機の固定子巻線から見た平均固定子過渡インダクタンス、即ち、ｉσＬ_ｓ＝（σＬ_ｑｓ＋σＬ_ｄｓ）／２　　　（３４）
ε　　　　　ヘテロダイニングの後に得られた誤差信号
ε_ｆ　　　　　ヘテロダイニング及び低域通過濾波の後に得られた誤差信号
λ_ｒ　　　　　磁界配向のための回転子磁束の大きさμ　透磁率（Ｈ／ｍ）
μ_０　　　　　自由空間及び空気の透磁率（＝４π・１０^−７Ｈ／ｍ）
σ　　　　　　導電率（Ｓ／ｍ）
θ_ｓ　　　　　誘導電動機滑り角（電気的ラジアンまたは度）
θ_ｒ　　　　　回転子位置（電気的ラジアンまたは度）
θ_ｅ　　　　　磁束ベクトル角位置（電気的ラジアンまたは度）
θ_ｒｆ　　　　　回転子磁束角（電気的ラジアンまたは度）
ω_ｅ　　　　　基本励振周波数及び／または磁束ベクトル角速度（ラジアン／秒）ω_ｈ　　　　高調波の周波数、例えばインバータスイッチング周波数（ラジアン／秒）
ω_ｉ　　　　信号周波数（ラジアン／秒）
ω_ｒ　　　　回転子角速度（電気的ラジアン／秒）
ω　　　　回転子角加速度（電気的ラジアン／秒^２）
【０１１９】
本発明を、リニア誘導電動機、同期電動機、及び磁気抵抗電動機を含むリニアモータにも適用できることは明白である。一般に、リニア変換器は回転変換器に比して高価であり且つ信頼性が低い。従って、リニア機械における位置推定に無変換器センサが特に要望されている。回転機械に関する本発明の理論及び実施はリニア機械に関しても同一である。但し、回転量は線形並進に関する量に置換しなければならない。例えば、θｒ→ｘπ／τ_ｐ（τ_ｐは極のピッチ、ｘはリニア位置）、Ｊ→Ｍ（質量）等である。
【０１２０】
リニア機械の場合には、空間的に変化する要素は、静止要素または運動要素の何れであってもよい。従って、本発明の電動機駆動装置をこれらの機械に使用することができるが、駆動電力は静止要素または運動要素の何れにも供給することができる。
【０１２１】
本発明による、突起物を有するリニアモータの例を図３８に示す。この電動機は長い静止一次構造３０１（固定子に対応）と、短い可動二次構造３０２（回転子に対応）とを有している。二次構造３０２は、何等かの所望構造（図示してない）によって線形運動するように支持することができる。例えば、二次構造３０２を輪、ローラ軸受、または空気軸受上に取付け、一次構造３０１に対して所望の関係にトラック（図示してない）内に保持することができる。一次構造３０１は、例えば積層された鋼で形成されたフレーム３０４と、規則的に離間したスロット内の複数の固定子即ち一次巻線３０５とを有している。一次３０１の構造は本質的には図２４−２９の機械の何れかの固定子の構造であるが、平坦にされている。長い一次構造３０１は幾つかの反復するセグメントを有することができ、各セグメントは回転機械の単一の平坦にされた固定子に対応し、また各セグメントには上述した手法と同一の手法で駆動周波数及び信号周波数の平衡多相電力が供給される。
【０１２２】
二次構造３０２は、キャリッジフレーム３０９上に支持されている積層された金属のボディ３０８を有し、複数の規則的に離間したスロット３１０がボディ内に切られている。二次巻線を構成する導電性バー３１２がスロット３１０の背後の二次ボディ３０８内に取付けられており、これらは図２４−２６のかご形回転子の導電性バー（二次巻線）に対応し、かご形回転子に類似の手法で互いに接続されている。スロット３１０の幅は規則的なパターンで変化していて、一次から見た二次漏洩インダクタンスに空間的変化を発生するようになっている。リニアモータには、例えば回転子に関して上述した構造の何れかを使用するのような、他の何等かの適当な手法で空間的な変化を組み入れることができる。本発明は、二次の構造が本質的には図２７−２９の機械の何れかの回転子であるが、平坦にされている他の形のリニア交流機械（例えば、独特の磁気突起物を二次に含む同期磁気抵抗及び若干の永久磁石同期機械）にも適用可能である。他の変形も明白である。例えば、二次を長い要素とし、一次を短い要素とし、回転子の両側に導体を設け、そして固定子の両側に一次を設ける等である。以上説明したように、本発明の駆動装置は回転機械及びリニア機械の何れにも使用することができる。何れの場合も、電動機は互いに運動可能な一次及び二次を有し、二次は一次に磁気的に結合されていて、一次から見たインピーダンスを一次及び二次の相対位置の関数として変化させる。電力は、基本駆動周波数とより高い信号周波数で一次に供給され、信号周波数における一次の応答を測定することによって一次と二次との相対位置を決定することができる。
【０１２３】
本発明が以上に説明した特定の実施例に限定されるものではなく、全ての変更された形状が請求の範囲内に包含されるものであることを理解されたい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による、変換器を使用しないトルク制御交流機械駆動装置例の回路図であって、この装置は、回転子磁束観測装置、及び位置及び速度観測装置を基本とする直接磁界配向制御装置を使用している。
【図２】本発明による、変換器を使用しない交流機械駆動運動制御装置の回路図であって、この装置は、観測装置をベースとする直接または間接磁界配向制御装置、及び本発明による位置及び速度観測装置を使用している。
【図３】本発明による、トルク制御された、変換器を使用しない交流機械駆動装置の回路図であって、この装置は、間接磁界配向制御装置、及び本発明による位置及び速度観測装置を使用している。
【図４】本発明による、変換器を使用しない、トルク制御された交流機械駆動装置例の回路図である。
【図５】本発明に使用することができるインバータ装置の回路図であって、低周波駆動成分及び高周波信号成分を供給するパルス幅変調された電圧源インバータを有している。
【図６】図５と類似のインバータ装置の簡略化した回路図であるが、電流調整された電圧源インバータを使用した電流注入を使用している。
【図７】本発明による閉ループ位置及び速度観測装置の回路図である。
【図８】不平衡電圧源に対する感度を低くした、本発明による閉ループ位置及び速度観測装置の回路図である。
【図９】不平衡電圧源及び弱い高周波電圧源の両方に対する感度を低くした、本発明による閉ループ位置及び速度観測装置の回路図である。
【図１０】本発明による追跡フィルタの回路図である。
【図１１】３相量を使用した追跡フィルタの回路図である。
【図１２】安定状態における従来の誘導機械の等価回路である。
【図１３】高周波励振信号から見た図１２の実効等価回路である。
【図１４】誘導機械の回転子及び固定子の一部の簡略化した図であって、基本駆動周波数の磁束のための磁束通路を簡略化して示す。
【図１５】誘導機械の回転子及び固定子の一部の簡略図であって、高周波励振信号の周波数の磁束のための磁束通路の１スロットピッチ分を簡略化して示す。
【図１６】本発明による４極かご形誘導電動機を示す図であって、回転子スロット開口の幅の変化によって発生する空間的に可変の回転子漏洩インダクタンスが組み込まれている。
【図１７】図１６に示す形の誘導機械の簡略化した部分図であって、注入される高周波信号励振に対する瞬時磁束通路の１機械極ピッチ分を示しており、励振に対する回転子位置は低回転子漏洩インダクタンス位置に対応している。
【図１８】誘導機械回転子の一部であって、回転子スロット開口の寸法と、回転子スロットが深い場合の対応電流及び漏洩磁束成分とを示す。
【図１９】誘導機械回転子の一部であって、回転子スロット開口の寸法と、回転子スロットが深い場合の対応電流及び漏洩磁束成分とを示す。
【図２０】誘導機械の一部を示す図であって、スロットの深さが浅い場合の回転子電流と漏洩磁束とを示す。
【図２１】誘導機械回転子の一部を示す図２０と類似の図であるが、漏洩磁束を少なくするためにスロットを充填してある。
【図２２】誘導機械回転子の一部を示す図であって、深い回転子スロットが充填されている場合の、基本周波数及び注入された信号周波数における電流及び漏洩磁束をそれぞれ示す。
【図２３】誘導機械回転子の一部を示す図であって、深い回転子スロットが充填されている場合の、基本周波数及び注入された信号周波数における電流及び漏洩磁束をそれぞれ示す。
【図２４】４極かご形誘導電動機の簡略化した図であって、選択された回転子スロットを開き、他の回転子スロットは閉じたままとすることによって発生する空間的に可変の回転子漏洩インダクタンスを示す。
【図２５】４極かご形誘導電動機の簡略化した図であって、回転子導体バーの深さ及び回転子の周縁のスロットの深さを変えることによって発生する空間的に可変の回転子漏洩インダクタンスを示す。
【図２６】回転子バーの深さ及びスロットの深さを変えることによって発生する空間的に可変の回転子漏洩インダクタンスを有する２極かご形誘導電動機の簡略化した図である。
【図２７】独特な回転子磁気突起物を有する４極の嵌め込み取付けされた永久磁石同期機械の簡略化した図である。
【図２８】独特な回転子磁気突起物を有する４極の埋め込み（埋没）永久磁石同期機械の簡略化した図である。
【図２９】独特な回転子磁気突起物を有する４極同期磁気抵抗機械の簡略化した図である。
【図３０】インバータの外部から低電力信号を注入する本発明の実施例の回路図である。
【図３１】本発明の交流機械駆動装置に使用できる３相インバータの回路図である。
【図３２】本発明の交流機械駆動装置に使用できるディジタル信号プロセッサ例のブロック線図である。
【図３３】位置追跡のための、本発明によるハイブリッドディジタル／アナログ位置及び速度観測装置例の回路図である。
【図３４】磁束ベクトル追跡のための、図３３と類似のハイブリッドディジタル／アナログ例の回路図である。
【図３５】本発明の交流機械駆動装置のためのフィルタ及び座標変換回路例の回路図であって、固定子電流の感知、３相−２相変換、及び一次高域通過濾波及び低域通過濾波による信号電流成分と基本電流成分との分離を遂行する。
【図３６】パルス幅、パルス密度、または空間ベクトル変調された電圧源インバータのための電圧参照を生成するアナログ回路例の回路図である。
【図３７】３相量を使用する閉ループ位置及び速度観測装置の回路図である。
【図３８】本発明を組み込んだリニアモータの簡略化した斜視図である。
【図３９】均一のスロットを有する単側リニア誘導電動機の簡略化した図である。

Claims (11)

1. 回転子の回転位置の測定を可能にするように構成された誘導電導機であって、
   （ａ）複数の固定子巻線を伴う固定子と、
   （ｂ）前記固定子内の回転のために取付けられたかご形回転子とを備え、
   前記回転子は、当該回転子の周縁に沿って離間した位置でボディを通って伸びている複数の導電性バーを伴う回転子ボディを有し、
   前記回転子は、前記電動機を駆動するために前記回転子巻線に供給される駆動電力の周波数よりも実質的に高い周波数である信号周波数の信号に応じて前記回転子巻線から見たときに該回転子が漏洩インダクタンスを有するような構造を有しているその周縁に沿って突起物を有し、前記漏洩インダクタンスは、１８０電気角度の周期で前記回転子の前記回転位置の周期関数として変化することを特徴としてする誘導電動機。
2. 前記回転子ボディの各回転子バーの上のスロットの幅は、前記回転子の前記角位置の関数として変化する信号周波数で漏洩インダクタンスを供給するために前記回転子に沿う角位置の関数として変化することを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機。
3. 前記回転子は、互いに１８０電気角度である該回転子の周縁に沿う位置で最大幅を有するスロットを有し、かつ前記最大幅スロットの間のスロットの幅は、当該最大幅スロットの間の中間の角位置まで減少し次いで次の最大幅スロットまで増加することを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機。
4. スロットは、各導電性バーの上に形成され、かつ選択された導電性バーの上の前記スロットは、前記回転子に沿って規則的に離間した位置で少なくとも部分的に充填され、前記充填されたスロットの間の導電性バーの上のスロットは、前記回転子の回転位置の関数として変化する前記信号周波数における漏洩インダクタンスを供給すべく充填の度合が少ないかまたは全く充填されないことを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機。
5. 前記少なくとも部分的に充填された前記規則的に離間した位置における前記スロットは、前記回転子の周縁に沿って互いに１８０電気角度であることを特徴とする請求項４に記載の誘導電動機。
6. 前記回転子の回転位置の関数として変化する前記信号周波数における漏洩インダクタンスを供給すべく前記回転子の周縁に沿う離間した位置の前記バーの選択されたバーの上の前記回転子ボディにスロットが形成され、バーの上にスロットを有するバーの間のバーの上にはスロットが形成されないことを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機。
7. バーの上の前記回転子ボディにスロットを有する前記バーの角位置は、前記回転子ボディの周縁に沿って互いに１８０電気角度離間して中心決めされることを特徴とする請求項６に記載の誘導電動機。
8. 電動機内の回転子の回転位置を決定させるべく多相誘導電動機を修正する方法であり、前記電動機は、複数の固定子巻線を有する固定子と前記固定子内での回転のために取付けられた回転子とを含んでいる形式のであり、前記回転子は、当該回転子がその周縁に沿って一様であるように該回転子の周縁に沿う離間した位置において前記ボディを通って伸びている複数の導電性バーを伴う回転子ボディを有するかご形回転子である、該方法であって、
   （ａ）前記回転子ボディの周縁に沿って離間した位置にある前記回転子ボディのバーを選択し、前記選択したバーの上の前記回転子ボディにスロットを切る段階であり、かかるバーの上の前記回転子ボディに切られた前記スロットを有している前記バーは、前記回転子に沿う周期パターンで前記回転子に実効突起物を供給すべく、前記バーの上にスロットが切られていない少なくとも１つのバーによって離間される、該段階と、及び
   （ｂ）前記回転子が前記固定子内の回転のために取付けられるように該固定子内に該回転子を設置する段階と
   を具備することを特徴とする方法。
9. 前記回転子の周縁に沿う離間した位置における選択されたバーの上にスロットを切る段階において、前記スロットは、互いに１８０電気角度にある前記回転子の周縁に沿う位置に中心が置かれた前記バーの上に切られることを特徴とする請求項８に記載の方法。
10. 電動機内の回転子の回転位置を決定させるべく多相誘導電動機を修正する方法であり、前記電動機は、複数の固定子巻線を有する固定子と前記固定子内での回転のために取付けられた回転子とを含んでいる形式のであり、前記回転子は、当該回転子がその周縁に沿って一様であるように該回転子の周縁に沿う離間した位置において前記ボディを通って伸びている複数の導電性バーを伴う回転子ボディを有するかご形回転子である、該方法であって、
    （ａ）前記回転子に沿って周期パターンで実効突起物を供給すべく前記回転子の周縁に沿って周期パターンで変化する前記バーの上に切った前記スロットの幅で前記ボディの前記バーの全ての上の前記回転子ボディにスロットを切る段階と、
    （ｂ）前記回転子が前記固定子内の回転のために取付けられるように該固定子内に該回転子を設置する段階とを具備することを特徴とする方法。
11. 前記回転子の周縁に沿って前記回転子ボディにスロットを切る段階において、前記スロットは、当該スロットの幅が最も広い幅から最も狭い幅までのパターンで変化するように切られ、かつ前記最も広い幅のスロット及び前記最も狭い幅のスロットは、互いに１８０電気角度である前記回転子の周縁に沿う位置に中心が置かれることを特徴とする請求項１０に記載の方法。

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