JP2003524988A - 改善された利得を有する包絡線追跡増幅器、これを利用した移動通信端末機およびそれに関する利得改善方法 - Google Patents

改善された利得を有する包絡線追跡増幅器、これを利用した移動通信端末機およびそれに関する利得改善方法

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JP2003524988A
JP2003524988A JP2001562869A JP2001562869A JP2003524988A JP 2003524988 A JP2003524988 A JP 2003524988A JP 2001562869 A JP2001562869 A JP 2001562869A JP 2001562869 A JP2001562869 A JP 2001562869A JP 2003524988 A JP2003524988 A JP 2003524988A
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Abstract

(57)【要約】 本発明は、改善された利得を有する包絡線追跡増幅器およびこれを利用した移動通信端末機、そしてそれに関連された利得改善方法に関するものである。本発明によれば、RF信号から検出された包絡線DC電流がインピーダンスマッチング回路内の超高周波可変インピーダンス素子に印加される。したがって、電力増幅器の信号レベルが上がるか下がることにより、可変キャパシタンスが増幅器の入/出力インピーダンス変化を補正する。その結果、増幅器の利得が改善され、増幅器の安定性が増加する。

Description

【発明の詳細な説明】
（技術分野） 本発明は、既存の移動通信端末機に使用される高出力増幅器の利得と効率を改
善させる装置および方法に関するもので、特に直流−直流変換器によって直流供
給電圧が変わる場合、能動素子のインピーダンス変化に伴なう整合回路の補正の
ための回路およびこれを利用した移動通信端末機、そしてそれに関連された利得
改善方法に関するものである。
【０００１】 （背景技術） 移動通信において使用されるRF電力増幅器は、変調の正確性と周波数再生を制
限するために高い線形性を要求する。非線形性に因り発生する歪曲現像を最少化
するために電力増幅器はＡ級或いはＡＢ級に動作される。電力増幅器がＡ級また
はAB級に動作されるとき、最大電力より低い電力が出力されると効率もまた減少
する。
【０００２】 ところが、CDMA 或いは他の電送方式において基地局と端末機との間の可変す
る距離やシャドーフェージング等に適応するために、端末機の出力電力は変化す
る。そして、無線通信システムにおいてバッテリーの寿命と干渉効果を制限する
ために能動帰還制御(active feedback control)を利用して端末機の RF出力を制
御する。この場合、最近発表された端末機の出力電力の確率分布は、図１のよう
示される。しかし、最大出力が 1W 程度である場合、実際 1mW 近辺で出力され、
最大出力が出力される場合は極めて少時間である。この時、A級である場合の効
率は、出力の減少とともに一緒に減少するため、0.1%に減少し、AB級である場合
は平方根に反比例するため2%に減少する。
【０００３】 このようなバッテリーの非効率性を克服するための高効率パワー増幅器に関す
るものとして、Gary Haningtonらの論文 "High-Efficiency Power Amplifier U
sing Dynamic Power-Supply Voltage for CDMA Applications" (IEEE TRANSACTI
ONS ON MICROWAVE THEORY TECHNIQUES, VOL. 47, NO. 8, AUGUST 1999, pp. 147
1-1476)がある。上記論文に開示されているパワー増幅器は、端末機から低電力
が出力されると、上記論文の図２に示されるように、直流バイアス値を変化させ
て、動作点を左側に移動させる。これは上記論文の図３に示されるように、直流
-直流変換器(DC-DC Converter)によって供給電圧が減らされることにより可能に
なる。 端末機の出力電力が減少するとき、このように直流が適切に変わるのでDC
バイアス電力が減少し、増幅器の効率性が相対的に高く維持され得る。このよう
な増幅器を包絡線追跡増幅器(envelope tracking amplifier)という。
【０００４】 （発明の開示） しかし、このように直流-直流変換器によって供給電圧を変化させると、全体
的な効率の観点で既存の方式よりは進展があるが、動作点の変化と端末機の電力
レベルの変化に因り電力増幅器の入出力端のインピーダンスが変化する。このよ
うな入出力端のインピーダンス変化は、電力増幅器の不整合を起こし利得を減少
させる問題点を持っている。このような電力増幅器の利得減少は、結果的にそれ
ぞれの動作点が整合されたときよりは効率の減少を来たす。 しかも変化するイン
ピーダンスに因る不整合は、増幅器の反射係数を高めて増幅器の不安定性を増加
させる。
【０００５】 本発明は、上記のような問題点を解消するためのものであって、電力増幅器の
電力レベルと動作点の変化により発生するインピーダンスの変化を補正する回路
を形成することをその目的とする。
【０００６】 このような目的を達成するために本発明は、インピーダンス補正回路として非
線形半導体素子である超高周波可変インピーダンス素子を利用する。例えば、電
力増幅器のRF信号から検出された直流信号が超高周波可変インピーダンス素子に
逆方向電圧で印加されると、キャパシタンスが形成される。 電力増幅器の信号レ
ベルが変わると、キャパシタンスも変化する。 このように変化されたキャパシタ
ンスは、電力レベルと動作点の変化により発生されたインピーダンスの変化を補
正するようになる。結果的に非線形半導体素子を利用して移動通信端末機の電力
増幅器の利得を改善させ、効率も向上させることが可能になる。
【０００７】 本発明の追加の目的や効果は、添付の図面を参考して記述した以下の発明の詳
細な説明からさらに明らかになるであろう。 即ち、以上の本発明の一実施形態である包絡線追跡増幅器によれば、 変化する
RF入力信号によって動的直流バイアス電圧を印加する直流-直流変換器を含む直
流バイアス電圧供給部(1)を含むことにより、電力増幅部(10)の能動素子(23)の
動作点を動的に変化させ改善された利得を有するRF出力を発生させる包絡線追跡
増幅器において、上記RF入力または出力信号を抽出する手段(4; 14)と、上記RF
信号抽出手段(4, 14)によって抽出された信号から包絡線信号を検出する検出器(
5; 15)と、それぞれが上記検出器の出力信号に結合されている少なくとも一つの
超高周波可変インピーダンス素子(26または29)を含み、上記能動素子(23)の入力
側や出力側または入出力側に接続される少なくとも一つのインピーダンス補正回
路(100または200; 100' または200'; 100" または200"; 100"a または200"a);を
含み、上記RF信号の信号レベルや上記増幅器の動作点または両者が変化する場合
、上記能動素子が上記インピーダンス補正回路によって補正された入力または出
力インピーダンスを受けて、入力整合や出力整合または入出力整合を行うことを
特徴とする。
【０００８】 好ましくは、上記検出器(5; 15)の信号を調節する直流調節器(24または 27)を
さらに含む。 好ましくは、上記少なくとも一つのインピーダンス補正回路(100または200)の
それぞれは、上記直流調節器(24; 27)の出力端に一端が接続されたλ/４伝送線
路(25; 28)をさらに含み、上記λ/４伝送線路の他端には上記少なくとも一つの
超高周波可変インピーダンス素子(26; 29)が接続されるとともに、上記接続点は
さらに上記能動素子のゲート(ベース)あるいはドレイン(コレクター)に並列接続
されるか、 上記少なくとも一つのインピーダンス補正回路(100'または200')のそれぞれは
、上記直流調節器(24; 27)の出力端に一端が接続されたλ/４伝送回路(25; 28)
をさらに含み、上記λ/４伝送線路の他端には、上記少なくとも一つの超高周波
可変インピーダンス素子(26; 29)が接続され、上記少なくとも一つの超高周波可
変インピーダンス素子の他端は上記能動素子のゲート(ベース)あるいはドレイン
(コレクター)に並列接続されるか、 上記少なくとも一つのインピーダンス補正回路中の入力側インピーダンス補正
回路(100")は、上記直流調節器(24)の出力端に一側が接続された第１のλ/４伝
送回路(25)をさらに含み、上記第１λ/４伝送線路の他端には上記少なくとも一
つの超高周波可変インピーダンス(26)が接続されるとともに、上記接続点はさら
に上記RF入力側に接続され、上記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス
素子(26)の他端が上記能動素子のゲート(ベース)に直列接続され、上記少なくと
も一つのインピーダンス補正回路中の出力側インピーダンス補正回路(200")は、
上記直流調節器(27)の出力端に一端が接続された第１λ/４伝送線路(28)をさら
に含み、上記第１λ/４伝送線路の他端には上記少なくとも一つの超高周波可変
インピーダンス素子(29)が接続されるとともに、上記接続点はさらに能動素子の
ドレイン(コレクター)に接続され、上記少なくとも一つの超高周波可変インピー
ダンス素子(29)の他端が上記RF出力側に直列接続され、上記少なくとも一つの超
高周波可変インピーダンス素子(26; 29)の上記他端には第２λ/４伝送線路(25')
が接続されるか、 上記少なくとも一つのインピーダンス補正回路中の入力側インピーダンス補正
回路(100"a)は、上記直流調節器(24)の出力端に一端が接続された第１のλ/４伝
送線路(25)をさらに含み、上記第１λ/４伝送線路の他端には上記少なくとも一
つの超高周波可変インピーダンス素子(26)が接続されるとともに、上記接続点は
さらに上記能動素子のゲート(ベース)に接続され、上記少なくとも一つの超高周
波可変インピーダンス素子(26)の他端が上記RF入力側に直列接続され、上記少な
くとも一つのインピーダンス補正回路中の出力側インピーダンス補正回路(200"a
)は、上記直流調節器(27)の出力端に一端が接続された第１のλ/４伝送線路(28)
をさらに含み、上記第１λ/４伝送線路の他端には上記少なくとも一つの超高周
波可変インピーダンス素子(29)が接続されるとともに、上記接続点はさらに上記
RF 出力側に接続され、上記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子
(29)の他端が上記能動素子のドレイン(コレクター)側に直列接続される。
【０００９】 さらに好ましくは、上記直流調節器(24; 27)の出力端と上記λ/４伝送線路(25
; 28)の接点には、一端が接地されたバイパス用キャパシター(C1; C2)が接続さ
れるか、上記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子には、一端が接
地されたインダクター(L11; L12)が接続される。
【００１０】 さらに好ましくは、上記λ/４伝送線路(25, 25'; 28, 28')の少なくとも一つ
はチョーク・コイルである。 さらに好ましくは、上記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子(2
6; 29)には、少なくとも一つのインピーダンス素子を含むインピーダンス部(Z)
が直列や並列または直並列に挿入される。
【００１１】 さらに好ましくは、上記超高周波可変インピーダンス素子はバラクターダイオ
ードである。 本発明の他の形態である移動通信端末機によれば、以上の包絡線追跡増幅器を
利用して利得改善を行うことを特徴とする。
【００１２】 本発明のまた他の形態である包絡線追跡増幅器の利得改善方法によれば、変化
するRF 入力信号によって、動的直流バイアス電圧を印加する直流−直流変換器
を含む直流バイアス電圧供給部(1)を含むことにより、電力増幅部(10)の能動素
子(23)の動作点を動的に変化させ改善された利得を有するRF出力を発生させる包
絡線追跡増幅器の利得改善方法において、上記 RF 入力または出力信号を抽出す
る段階と、上記抽出された信号(PD)から検出信号を検出する段階と、上記検出信
号(PDE)を調節する段階と、上記調節された信号(PC, PC')を少なくとも一つの超
高周波可変インピーダンス素子(26または29)に印加して上記能動素子(23)の入力
や出力または入出力インピーダンスを補正する段階を含むことにより、上記RF入
力信号の信号レベルや上記増幅器の動作点または両者が変化する場合、上記能動
素子が上記補正された入力や出力または入出力インピーダンスによって、入力整
合や出力整合または入出力整合を行うことを特徴とする。
【００１３】 したがって、従来の包絡線追跡増幅器回路を使用した移動通信端末機では、
実際、移動通信端末機の直流-直流変換器の変化する供給電圧に因り発生する電
力増幅器の入出力端の不整合に因り、端末器の全体効率に悪い影響を及ぼすが、
本発明の場合では、簡単な構成を追加することにより、超高周波可変インピーダ
ンス素子を利用したインピーダンス整合効果に因り増幅器の利得が改善され究極
的に全体的な効率が増加するようになり、バッテリの使用時間が2倍程延長され
る効果を有するようになるとともに、インピーダンス整合に因り反射係数が良く
なって増幅器が安定になるという長所を有するようになる。
【００１４】 （発明を実施するための最良の形態） 以下添付された図面を参照して本発明の実施形態を詳しく説明する。 先ず、本発明に関連されたDC-DC変換器(1)によって可変バイアス直流電圧の供
給を受ける包絡線追跡増幅器を有する回路を、図3を参照して説明する。
【００１５】 RF入力がRF信号入力端(7)から入力され電力増幅部(10)によって増幅された後
、増幅されたRF出力がアンテナ(8)を通じて出力される。 一方、上記電力増幅部(10)はMESFET(13)を含み、端子P1を通じてRF 入力端に
、端子P2を通じてアンテナと接続されるが、さらに上記端子 P1は入力整合回路(
11)、上記端子P4、及び上記アンテナに接続される。
【００１６】 入力整合回路(11)は上記 MESFET(13)のゲートに、出力整合回路(12)は上記MES
FET(13)のドレイン側に接続され、上記MESFET(13)のゲートおよびドレインは同
時に端子 P3を通じて Vgg バイアス電圧を供給する Vgg 電圧供給部(6) および
端子 P2を通じて Vdd バイアス電圧を供給する Vdd 電圧供給部(1)にそれぞれ接
続される。
【００１７】 上記 Vgg 電圧供給部(6) および Vdd 電圧供給部(1)と端子 P3および P2 間に
は、それぞれ AC 遮断インダクター(L1, L2)が挿入されることが好ましい. 一方、RF 信号入力端(7)と端子P1 間には方向性結合器(4)が挿入され、RF 入
力信号を検出し、検出された入力信号は包絡線検出器(5)によって包絡線を検出
するようになる。
【００１８】 検出された包絡線信号(PD)のサイズに従属的な Vdd直流電流が、MESFET(13)の
ドレイン側にバイアス電圧として入力される。 上記可変 Vdd 電圧の供給部(1)は、直流-直流変換器(2)、それに対する電圧供
給源(3)、増幅器、および図３に図示されたような多数の抵抗とキャパシター素
子等を含む。
【００１９】 従って、端末機の出力電力が減少すると、図２におけるように、直流電圧と電
流とが適切に変わるので DC バイアス電力が減るようになることにより、 動作
点が左側に移動され、逆に端末機の出力電力が増加すると動作点が右側に移動し
て端末機の効率を向上させるようになる。
【００２０】 ただ、上記図３の包絡線増幅器回路では、DCバイアス電圧および電流の変化に
伴い能動素子(10)の入出力インピーダンスもまた変わるようになるが、本発明に
関する能動素子のインピーダンス変化に伴う整合回路を有する包絡線増幅器回路
の一実施形態では、図３の電力増幅部(10)が図４の回路に代替される。
【００２１】 図４は、本発明に関する一実施例である超高周波可変インピーダンス素子とし
てのバラクターダイオードを利用して、能動素子のインピーダンスに整合が出来
るように補正した回路図である。図３における電力増幅部(10)の該当接続端子 P
1, P2, P3 およびP4 は、図４においても同一であるので、それに対する説明は
省略する。
【００２２】 図４の回路図のバイアス電圧は、前で説明した直流-直流変換器によって電力
増幅器の電力レベルにしたがって変化するように設計されている。 ここで電力増幅部の入力端(P1)に方向性結合器(Directional coupler: 14)を
使用して微弱なRF信号を受ける。
【００２３】 該信号(PD)が検出器(Detector: 15)に達すると、その大きさに比例して直流信
号(PDE)に変わる。該信号は、直流増幅器(24, 27)のような直流調節器を経て必
要なサイズの直流信号に変わるようになる。この時上記直流増幅器は、演算増幅
器やその他能動素子に設計可能である。ただ、本発明において上記直流調節器は
必ず増幅器に限らず、場合によっては振幅のサイズを低めて適当なサイズに調節
することも可能である。
【００２４】 先ず、直流増幅器 24の出力端(C)は入力側インピーダンス補正回路(100)と接
続されるとともに、他の二つの接続端子(A, B)を通じて方向性結合器(14)および
入力整合回路(21)の間に挿入されるが、好ましくは上記入力側インピーダンス補
正回路(100)は、方向性結合器(14)および入力整合回路(21)と、DC遮断キャパシ
ター(C3, C4)を通じて接続される。
【００２５】 同じく、直流増幅器27の出力端(C)は出力側インピーダンス補正回路 (200)と
接続されるとともに、他の二つの接続端子(A, B)を通じて出力整合回路(22)およ
びRF出力端(P4) の間に挿入されるが、好ましくは上記出力側インピーダンス補
正回路(200)は出力整合回路(22)およびRF 出力端(P4)と DC遮断キャパシター(C5
, C6)を通じて接続される。
【００２６】 これを詳述すれば、直流増幅器(24)の出力は λ/４伝送線路(25)を通じて非線
形半導体素子であるバラクターダイオード（26）に印加され、λ/４伝送線路(25
)とバラクターダイオード(26)の接続点は同時に方向性結合器(14)および入力整
合回路(21)にそれぞれ接続される。
【００２７】 直流増幅器(27)の出力は λ/４伝送線路(28)を通じて非線形半導体素子である
バラクターダイオード(29)に印加され、λ/４伝送線路(28)とバラクターダイオ
ード(29)の接続点は同時に出力整合回路(22)およびRF 出力端(P4)にそれぞれ接
続される。
【００２８】 この場合 λ/４伝送線路の終端部分にバイパス用キャパシター(C1, C2)が接続
され、バイアス線に掛かるRF信号の流れが遮断される。しかも、上記バイパスキ
ャパシター(C1, C2)は整合回路の一部にも利用され得る。上記バイパス用キャパ
シター（C1, C2）およびバラクターダイオード(26, 29)の他側端子は接地される
。
【００２９】 上記 λ/４伝送線路はチョーク・コイルを使用しても同じ作用をする。 本実施形態では、図３の方向性結合器(4) および検出器(5)と別途の方向性結
合器(14)および検出器(15)を使用したが、上記直流増幅器(24, 27)の入力側(P5)
が図３の検出器(5)に接続されてもよいし、しかも図３の Vdd 電圧供給部(1)のV
dd バイアス出力電圧が上記直流増幅器(24, 27)の入力となることも可能である。
【００３０】 図５ａおよび図５ｂには、本発明の他の実施形態に関する入出力側インピーダ
ンス補正回路(100', 200')がそれぞれ図示されている。 図５ａに示されるように、上記直流増幅器 24の出力端(C)が λ/４伝送線路(2
5)を通じて非線形半導体素子であるバラクターダイオード(26)に印加され、バラ
クターダイオード(26)が方向性結合器(14)および入力整合回路(21)の接続点に接
続される。
【００３１】 また、好ましくは、上記入力側インピーダンス補正回路(100')は、方向性結合
器(14)および入力整合回路(21)と DC遮断キャパシター(C3, C4)を通じて接続さ
れる。
【００３２】 同様に、図５ｂに示されるように、同じく直流増幅器27の出力端(F)はλ/４伝
送線路(28)を通じて非線形半導体素子であるバラクターダイオード（29）に印加
され、バラクターダイオード(29)が出力整合回路(22)および RF出力端(P4)の接
続点にそれぞれ接続される。
【００３３】 この場合、バラクターダイオード(26, 29)にインダクター(L11, L12)が接続さ
れる。上記インダクター(L11, L12)の他側は接地される。 また、上記 λ/４伝送回路はチョーク・コイルを使用しても同じ作用をする。
【００３４】 また、好ましくは上記出力側インピーダンス補正回路(200')は、出力整合回路
(22)および RF 出力端(P4)とDC遮断キャパシター(C5, C6)を通じて接続される。 加えて、図５ｃおよび図５ｄに示されるように、上記バラクターダイオード(2
6, 29)のアノード側(B)に、一端が接地された第２のλ/４伝送回路(25')が、上
記インダクター(L11, L12)と並列でまたは上記インダクター（L11, L12）の代わ
りに接続されることもできる。
【００３５】 勿論、上記図５ａないし図５ｄに図示されている上記実施形態等のインピーダ
ンス補正回路(100'; 200')の場合、上記直流増幅器(24; 27)の出力端と上記第１
λ/４伝送線路(25; 28)の接点には、一端が接地されたバイパス用キャパシター(
C1; C2)が接続されるのがさらに好ましい。
【００３６】 上記図４、図５ａないし図５ｂに図示された方式は、バラクターダイオード(2
6, 29)が能動素子(23)と並列に接続される方式であるが、図６ａないし図６ｃに
図示されたように、上記バラクターダイオード(26, 29)のカソードやアノード側
にインピーダンス素子(Z)を挿入することも可能である。
【００３７】 加えて、このとき上記追加されるインピーダンス素子(Z)は、キャパシダンス
素子であるかインダクター素子であるか、またはこれらのうちの少なくとも一つ
と抵抗成分との結合であり得る。
【００３８】 加えて、上記バラクターダイオード(26, 29)は、図６ｂ示されるように多数個
の並列接続されたバラクターダイオード等の結合であり得るし、図６ｃに示され
るように多数個の直列接続されたバラクターダイオード等の結合であり得るし、
図６ｂおよび６ｃの直並列接続されたバラクターダイオード等の結合であり得る
。
【００３９】 しかも、図６ｄに示されるように、図６ａのバラクターダイオード（26, 29）
のカソード側に直列にインピーダンス素子を追加することの外に、上記ダイオー
ド(26, 29)と並列にインピーダンス素子を追加して直並列に接続することも可能
である。
【００４０】 図７ａおよび図７ｂには、本発明のまた他の実施形態に関する入出力側インピ
ーダンス補正回路(100", 200")がそれぞれ図示されている。 図７ａに示されるように、上記直流増幅器(24)の出力端(C)がλ/４伝送線路(2
5)を通じて非線形半導体素子であるバラクターダイオード(26)に印加され、第１
λ/４伝送回路(25)とバラクターダイオード（26）の接続点が点Ａにおいて方向
性結合器(14)に接続され、上記バラクタタ゛イオード(26)のアノード側が点Ｂから入 力整合回路(21)に接続されるとともに、また他の第２λ/４伝送線路(25')に接続
される。
【００４１】 また、好ましくは上記入力側インピーダンス補正回路(100')は、方向性結合器
(14)および入力整合回路(21)とDC遮断キャパシター(C5, C6)を通じて接続される
。
【００４２】 同様に、図７ｂに示されるように、上記直流増幅器(27)の出力端(C)が λ/４
伝送線路(28)を通じて非線形半導体素子であるバラクターダイオード(29)に印加
され、第１λ/４伝送線路(28)とバラクターダイオード(29)の接続点が出力整合
回路(22)に接続され、上記バラクターダイオード(29)のアノード側(B)がRF出力
端(P4)に接続されるとともに、また他の第２λ/４伝送線路(28')に接続される。
【００４３】 この場合、第１λ/４伝送線路(25, 28)の終端部分にバイパス用キャパシター(
C1, C2)が接続され、バラクターダイオードのバイアス線に現れるRF信号の流れ
が遮断される。上記バイパス用キャパシター(C1, C2)および第２λ/４伝送線路(
25', 28')の他端は接地される。
【００４４】 一方、図７ｃおよび図７ｄに示されるように、図７ａおよび図７ｂの結合とは
異なり、第１λ/４伝送線路(25; 28)とバラクターダイオード(26; 29)の接続点(
B)が入力整合回路(21)および RF 出力端(P4)にそれぞれ接続され、上記バラクタ
ーダイオード(29)のアノード側(A)がRF 入力端(P1)および出力整合回路(22)に接
続されとともに、また他の第２λ/４伝送線路(28')に接続されることも可能であ
る。従って、この場合には、上記バラクターダイオード(26; 29)が直流増幅器の
出力に対してのみ逆方向であり、RF信号の流れに対しては順方向になる。
【００４５】 また、上記λ/４伝送線路はチョーク・コイルを使用しても同じ作用をする。
また、好ましくは上記出力側インピーダンス補正回路(200')は、出力整合回路(2
2)およびRF 出力端(P4)とDC遮断キャパシター(C5, C6)を通じて接続される。
【００４６】 以下、本発明の動作を説明する。 先ず、従来技術の動作を図８ないし図１０を参照して説明すると、図３の包絡
線追跡増幅器回路から電力が出力された時、 方向性結合器(4)から抽出された波
形は、図８（ａ）におけるような小信号となる。
【００４７】 該信号が検出器(5)に印加されると微弱なDC 電圧が出るようになり、結果的に
図９（ａ）におけるような低いバイアス電圧(Vdd1)が MESFET(13)のドレインに
印加される。反対に高電力が出力されると、図８（ｂ）におけるような大信号が
方向性結合器から抽出され、図９（ｂ）)におけるような高いDC バイアス電圧(V dd2 )が MESFET(13)のドレインに印加される (この時、 Vdd2 > Vdd1)。
【００４８】 即ち、図８（ａ）および図９（ａ）におけるような場合、能動素子(23)のスミ
スチャ―トのインピーダンスが図１０で点 "Ａ"であれば、図８（ｂ）および図
９（ｂ）におけるような場合、インピーダンスは図１０における点"Ｂ"に移動す
る様になる。このようにインピーダンスがバイアス点と電力レベルの変化によっ
て変わるようになれば、 "Ａ"点に整合がなっていた回路が "Ｂ"にあるようにな
れば、不整合が発生し、効率低下とシステムの不安定性が惹起される。反対に、
整合回路を "Ｂ"点に合わせると、"Ａ"点にあるとき (即ち、低い電力である場
合)、不整合が発生し同じく効率低下とシステムの不安定性を増加させる。
【００４９】 本発明では、Ｑ点(動作点)の変化と電力レベルの変化に対してインピーダンス
が変化すると、電力が高くなったときと低くなったときのそれぞれの検出器から
出るDC信号が差異を生ずるようになる。したがって、図４の包絡線検出器(15)か
ら出る信号値(PDE)は、図１１に示されるようなものとなる。
【００５０】 即ち、包絡線検出器(15)の信号が小信号であるとき(図８（ａ）参照)、検出器
からの直流電圧(PDE)は PDEa であり、包絡線検出器(15)の信号が大信号である
とき(図８（ｂ）参照)、検出器からの電圧(PDE)は PDEb となる。したがって、
以上の検出器からの電圧(PDE)が PDEa から PDEb に変わることによって、直流
増幅器(24, 27)の出力が図１２ａにおけるPCa からPCb に変わり、結果的に、異
なる逆電圧がダイオードに供給され、入出力インピーダンスが補正される。
【００５１】 ここで、図１２ａの場合には、インピーダンス補正のために、直流増幅器を経
る間、信号 PCに比例関係が作られ、図１２ｂの場合には反比例関係が作られる。
しかし、比例関係と反比例関係のうち、いずれかにするかの選択はインピーダン
ス補正方式によって決定され得るし、 PCa と PCb の大きさは直流増幅器内で調
整が可能である。その大きさもまたインピーダンス補正によって決定が可能であ
る。また、LC回路をバラクターダイオードに付加すると同時に、逆電圧を印加す
ることによりスミスチャートの補正が可能であることは、当業者には容易に理解
されるであろう。
【００５２】 結局、本発明において、バイアスされたバラクターダイオードやMEMS技術利用
可変インダクタンスや可変レジスタンス素子のような可変インピーダンス素子は
、変化する直流電圧によってインピーダンスを変化させる。そのため、 入力側
と出力側に変化するインピーダンスが提供され、全体のインピーダンスが補正さ
れ、入出力整合が可能となる。 併せて、 それぞれ別途のインピーダンスを有しRF
スイッチやMEMSスイッチが接続された多数端のインピーダンス部を利用して、イ
ンピーダンス変化を補正することも出来る。
【００５３】 本明細書では能動素子としてFETを例に挙げて説明したが、上記能動素子はバ
イポラトランジスターの場合にもそのまま適用することが出来る。この場合に、
Vdd はコレクターバイアス電圧を、 Vgg はベースバイアス電圧を表わすようにな
る。
【００５４】 また、RF 入力はRF出力と対応関係にあるため、RF入力信号を抽出してインピ
ーダンス補正を行う代わりに、RF出力信号を抽出してインピーダンス補正を行っ
ても同様な結果を得ることができる。また、RF信号を抽出するときに、方向性結
合器の代わりにパワーデバイダーのような他の素子を使用してRF信号を抽出でき
ることは、本技術分野の当業者には当然なものと思われるであろう。
【００５５】 以上本発明を添付図面に図示された一実施形態を参照して説明したが、本発明
はこれに限定されるものではなく、当業者が容易に考えられる範囲内で種々変形
が可能であるのは勿論である。したがって、本発明の限界は特許請求範囲によっ
てのみ限定されるべきである。
【００５６】 （産業上の利用可能性） 上述のとおり、本発明は、信号レベルが変わる移動通信や携帯可能マルチメデ
イアまたは衛星通信技術分野の端末機に適用される。本発明では、簡単な構成の
追加によって、信号レベルの変化がフイードバックされ、入出力インピーダンス
整合が自動的に行われるため、増幅器の利得が改善され全体効率が増加するよう
になる。そのため、反射係数が良くなって増幅器が安定になる効果がある。一方
、本発明は、基地局におけるインピーダンスマッチング時にも適用され得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の従来の移動通信端末機の出力電力レベルの実際確率分布図。
【図２】第２の従来のRF増幅器の直流バイアス変化に伴う動作点変化を表わ
す図。
【図３】第２の従来の移動通信端末機の効率改善のための直流-直流変換器
を有する包絡線追跡増幅器の回路図。
【図４】本発明の一実施形態に関する直流-直流変換器によって直流供給電
圧が変わる場合、能動素子のインピーダンス変化に伴う整合回路の補正のための
回路。
【図５ａ】本発明の他の実施形態に関する能動素子のインピーダンス変化に
伴う整合回路の補正のための回路の入力側インピーダンス補正回路。
【図５ｂ】本発明の他の実施形態に関する能動素子のインピーダンス変化に
伴う整合回路の補正のための回路の出力側インピーダンス補正回路。
【図５ｃ】図５ａの変形例。
【図５ｄ】図５ａの変形例。
【図６ａ】超高周波用可変インピーダンス素子にインピーダンス素子が連結
されている他の実施形態。
【図６ｂ】多数個の上記可変インピーダンス素子が並列に接続されている変
形例。
【図６ｃ】多数個の上記可変インピーダンス素子が直列に接続されている変
形例。
【図６ｄ】上記可変インピーダンス素子にインピーダンス素子が直列および
並列で接続されている変形例。
【図７ａ】本発明の他の実施形態に関する能動素子のインピーダンス変化に
伴う整合回路の補正のための回路の入力側インピーダンス補正回路。
【図７ｂ】本発明の他の実施形態に関する能動素子のインピーダンス変化に
伴う整合回路の補正のための回路の出力側インピーダンス補正回路。
【図７ｃ】図７ａの変形例。
【図７ｄ】図７ｂの変形例。
【図８】図８(a)および８(b)はそれぞれ低電力および高電力である場合の方
向性結合器から抽出された信号の波形図。
【図９】図９(a)および９(b)はそれぞれ小信号および大信号である場合のME
SFETのドレインに供給される動的直流バイアス電圧波形。
【図１０】図８(a)および８(b)の場合の小信号および大信号である場合のス
ミスチャートにおけるインピーダンス変化を表わす図。
【図１１】図８(a)および８(b)の場合の小信号および大信号である場合の包
絡線検出器の検出信号を表わす図。
【図１２ａ】図８(a)および８(b)の場合の小信号および大信号である場合の
直流増幅器の出力信号の波形例。
【図１２ｂ】図８(a)および８(b)の場合の小信号および大信号である場合の
直流増幅器の出力信号の波形例。
【符号の説明】
1 : Vdd 電圧供給部 2 : 直流-直流変換器 3 : 電圧供給源 4 : 方向性結合器 5 : 包絡線検出器 6 : Vgg 電圧供給部 7 : RF 信号入力端 8 : アンテナ 10 : 電力増幅部 11 : 入力整合回路 12 : 出力整合回路 13 : MESFET 14 : 方向性結合器 15 : 包絡線検出器 21 : 入力整合回路 22 : 出力整合回路 23 : 能動素子 24, 27 : 直流増幅器 25, 28, 25', 28' : λ/４伝送線路 26, 29 : 超高周波可変インピーダンス素子（バラクター） 100, 100', 100", 100"a : 入力側インピーダンス補正回路 200, 200', 200", 200"a : 出力側インピーダンス補正回路 L1, L2 : AC 遮断インダクター C1, C2 : バイパス用キャパシター C3-C6 : DC 遮断キャパシター
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J067 AA01 AA41 CA35 CA36 CA71 FA10 HA10 HA21 HA25 HA29 HA33 KA12 KA28 KA29 KA47 KA68 KS01 KS11 LS01 MA14 MA21 SA14 TA02 TA05 TA06 5J091 AA01 AA41 CA35 CA36 CA71 FA10 HA10 HA21 HA25 HA29 HA33 KA12 KA28 KA29 KA47 KA68 MA14 MA21 SA14 TA02 TA05 TA06 UW08 5J100 JA01 LA00 QA01 SA01 5J500 AA01 AA41 AC35 AC36 AC71 AF10 AH10 AH21 AH25 AH29 AH33 AK12 AK28 AK29 AK47 AK68 AM14 AM21 AS14 AT02 AT05 AT06 WU08 5K060 CC04 CC12 DD04 HH06 HH09 JJ01 LL07

Claims (23)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 変化する RF 入力信号によって動的直流バイアス電圧を印加
    する直流−直流変換器を含む直流バイアス電圧供給部(1,6)を含むことにより、
    電力増幅部(10)の能動素子(23)の動作点を動的に変化させ改善された利得を有す
    るRF 出力を発生させる包絡線追跡増幅器において、 前記RF入力または出力信号を抽出する手段(4; 14)と、 前記RF信号抽出手段(4, 14)によって抽出された信号から包絡線信号を検出す
    る検出器(5; 15)と、 それぞれが前記検出器の出力信号に結合されている少なくとも一つの超高周波
    可変インピーダンス素子(26または29)を含み、前記能動素子(23)の入力側や出力
    側または入出力側に接続される少なくとも一つのインピーダンス補正回路(100ま
    たは200; 100' または200'; 100" または200"; 100"a または200"a)とを備え、 前記RF信号の信号レベルや前記 増幅器の動作点または両者が変化する場合、
    前記能動素子が前記インピーダンス補正回路によって補正された入力または出力
    インピーダンスを受けて、入力整合や出力整合または入出力整合を行うことを特
    徴とする包絡線追跡増幅器。
  2. 【請求項２】 前記検出器(5; 15)の信号を調節する直流調節器(24又は27)
    をさらに含み、直流調節された信号が前記 インピーダンス補正回路に印加され
    ることを特徴とする請求項１に記載の包絡線追跡増幅器。
  3. 【請求項３】 前記少なくとも一つのインピーダンス補正回路(100または20
    0)のそれぞれは、前記直流調節器(24; 27)の出力端に一端が接続されたλ/４伝
    送線路(25; 28)をさらに含み、前記 λ/４伝送線路の他端には前記少なくとも一
    つの超高周波可変インピーダンス素子(26; 29)が接続されるとともに、前記λ/
    ４伝送線路(25; 28)と前記可変インピーダンス素子(26; 29)はさらに前記能動素
    子のゲート(ベース)あるいはドレイン（コレクター）に並列接続されることを特
    徴とする請求項２に記載の包絡線追跡増幅器。
  4. 【請求項４】 前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子の他
    端は接地され、前記直流調節器(24; 27)の出力端と前記λ/４伝送線路(25; 28)
    の接点には、一端が接地されたバイパス用キャパシター(C1; C2)が接続されるこ
    とを特徴とする請求項３に記載の包絡線追跡増幅器。
  5. 【請求項５】 前記少なくとも一つのインピーダンス補正回路(100'または2
    00')のそれぞれは、前記直流調節器(24; 27)の出力端に一端が接続されたλ/４
    伝送線路(25; 28)をさらに含み、前記λ/４伝送線路の他端には少なくとも一つ
    の超高周波可変インピーダンス素子(26; 29)が接続され、前記少なくとも一つの
    超高周波可変インピーダンス素子の他端は前記能動素子のゲート(ベース)あるい
    はドレイン(コレクター)に並列接続されることを特徴とする請求項２に記載の包
    絡線追跡増幅器。
  6. 【請求項６】 前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子の前
    記他端には、一端が接地されたインダクター(L11; L12)が接続されることを特徴
    とする請求項５に記載の包絡線追跡増幅器。
  7. 【請求項７】 前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子の前
    記他端には、一端が接地された第２のλ/４伝送線路(25'; 28')が接続されるこ
    とを特徴とする請求項５に記載の包絡線追跡増幅器。
  8. 【請求項８】 前記少なくとも一つのインピーダンス補正回路中の入力側イ
    ンピーダンス補正回路(100")は、前記直流調節器(24)の出力端に一端が接続され
    た第１のλ/４伝送線路(25)をさらに含み、前記第１λ/４伝送線路の他端には前
    記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子(26)が接続されるとともに
    、前記第１λ/４伝送線路(25)と前記可変インピーダンス素子(26)の接続点はさ
    らに前記RF入力側に接続され、前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダン
    ス素子(26)の他端が前記能動素子のゲート(ベース)側に直列接続されることを特
    徴とする請求項２に記載の包絡線追跡増幅器。
  9. 【請求項９】 前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子(26)
    の前記他端には、一端が接地された第２λ/４伝送線路(25')が接続されることを
    特徴とする請求項８に記載の包絡線追跡増幅器。
  10. 【請求項１０】 前記少なくとも一つのインピーダンス補正回路中の出力側
    インピーダンス補正回路(200")は、前記直流調節器(27)の出力端に一端が節続さ
    れた第１のλ/４伝送線路(28)をさらに含み、前記第１λ/４伝送線路の他端には
    前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子(29)が接続されるととも
    に、前記第１λ/４伝送線路(28)と前記可変インピーダンス素子(29)の接続点は
    さらに前記能動素子のドレイン(コレクター)側に接続され、前記少なくとも一つ
    の超高周波可変インピーダンス素子(29)の他端が前記RF出力側に直列接続される
    ことを特徴とする請求項２に記載の包絡追跡増幅器。
  11. 【請求項１１】 前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子(2
    9)の前記他端には、一端が接地された第２のλ/４伝送線路(28')が接続されるこ
    とを特徴とする請求項１０に記載の包絡線追跡増幅器。
  12. 【請求項１２】 前記少なくとも一つのインピーダンス補正回路中の入力側
    インピーダンス補正回路(100"a)は、前記直流調節器(24)の出力端に一端が接続
    された第１のλ/４伝送線路(25)をさらに含み、前記第１λ/４伝送線路の他端に
    は前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子(26)が接続されるとと
    もに、前記第１λ/４伝送線路(25)と前記可変インピーダンス素子(26)の接続点
    はさらに前記能動素子のゲート(ベース)に接続され、前記少なくとも一つの超高
    周波可変インピーダンス素子(26)の他端が前記RF入力側に直列接続されることを
    特徴とする請求項２に記載の包絡線追跡増幅器。
  13. 【請求項１３】 前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子(2
    6)の前記他端には、一端が接地された第２のλ/４伝送線路(25)が接続されるこ
    とを特徴とする請求項１２に記載の包絡線追跡増幅器。
  14. 【請求項１４】 前記少なくとも一つのインピーダンス補正回路中の出力側
    インピーダンス補正回路(200"a)は、前記直流調節器(27)の出力端に一端が接続
    された第１のλ/４伝送線路(28)をさらに含み、前記第１λ/４伝送線路の他端に
    は前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子(29)が接続されるとと
    もに、前記第１λ/４伝送線路(28)と前記可変インピーダンス素子(29)の接続点
    はさらに前記RF出力側に接続され、前記少なくとも一つの超高周波可変インピー
    ダンス素子(29)の他端が前記能動素子のドレイン(コレクター)側に直列接続され
    ることを特徴とする請求項２に記載の包絡線追跡増幅器。
  15. 【請求項１５】 前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子(2
    9)の前記他端側には、一端が接地された第２のλ/４伝送線路(28')が接続される
    ことを特徴とする請求項１４に記載の包絡線追跡増幅器。
  16. 【請求項１６】 前記包絡線検出器(5)以後に前記直流バイアス電圧供給部(
    1)が挿入されることを特徴とする請求項１に記載の包絡線追跡増幅器。
  17. 【請求項１７】 前記直流調節器(24; 27)の出力端と前記第１λ/４伝送線
    路(25; 28)の接点には、一端が接地されたバイパス用キャパシター(C1; C2)が接
    続されることを特徴とする請求項５ないし１５中いずれか１項に記載の包絡線追
    跡増幅器。
  18. 【請求項１８】 前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子(2
    6; 29)は、２個以上の前記素子が直列または並列または直並列に接続されている
    ことを特徴とする請求項３ないし１５中いずれか１項に記載の包絡線追跡増幅器
    。
  19. 【請求項１９】 前記λ/４伝送線路(25, 25'; 28, 28')の少なくともいず
    れかの一つはチョークコイルであることを特徴とする請求項３ないし１５中いず
    れか１項に記載の包絡線追跡増幅器。
  20. 【請求項２０】 前記少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素子(2
    6; 29)には、ぞれぞれが少なくとも一つのインピーダンス素子を含むインピーダ
    ンス部(Z)が直列か並列または直並列に挿入されていることを特徴とする請求項
    １ないし１６中いずれか１項に記載の包絡線追跡増幅器。
  21. 【請求項２１】 請求項１ないし１６中いずれか１項に記載における前記包
    絡線追跡増幅器を利用して利得改善を行う移動通信端末器。
  22. 【請求項２２】 変化するRF入力信号によって動的直流バイアス電圧を印加
    する直流−直流変換器を含む直流バイアス電圧供給部(1,6)を含むことにより、
    電力増幅部(10)の能動素子(23)の動作点を動的に変化させ改善された利得を有す
    るRF 出力を発生させる包絡線追跡増幅器の利得改善方法において、 前記RF入力または出力信号を抽出する段階と、 前記抽出された信号(PD)から検出信号を検出する段階と、 前記検出された信号(PDE)を少なくとも一つの超高周波可変インピーダンス素
    子(26または29)に印加して前記能動素子(23)の入力や出力または入出力インピ-
    ダンスを補正する段階と を備え、 前記RF入力信号の信号レベルや前記増幅器の動作点または両者が変化する場合
    、前記能動素子が前記補正された入力や出力または入出力インピーダンスによっ
    て、入力整合や出力整合または入出力整合を行うことを特徴とする包絡線追跡増
    幅器の利得改善方法。
  23. 【請求項２３】 前記検出信号を検出する段階と前記インピーダンスとを補
    正する段階の間には、前記検出信号(PDE)を調節して、調節された信号(PC, PC')
    を出力する段階をさらに含むことを特徴とする請求項２２に記載の包絡線追跡増
    幅器の利得改善方法。
JP2001562869A 2000-02-15 2000-06-13 改善された利得を有する包絡線追跡増幅器、これを利用した移動通信端末機およびそれに関する利得改善方法 Pending JP2003524988A (ja)

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